JP4933598B2 - 分布型環状電力増幅器の構造 - Google Patents

分布型環状電力増幅器の構造 Download PDF

Info

Publication number
JP4933598B2
JP4933598B2 JP2009182962A JP2009182962A JP4933598B2 JP 4933598 B2 JP4933598 B2 JP 4933598B2 JP 2009182962 A JP2009182962 A JP 2009182962A JP 2009182962 A JP2009182962 A JP 2009182962A JP 4933598 B2 JP4933598 B2 JP 4933598B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
push
gain block
amplifier
power amplifier
output port
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP2009182962A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2010011469A (ja
Inventor
アオキ，イチロー
ハジミリ，セイェド−アリ
ビー． ラトリッジ，デービッド
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
California Institute of Technology CalTech
Original Assignee
California Institute of Technology CalTech
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by California Institute of Technology CalTech filed Critical California Institute of Technology CalTech
Publication of JP2010011469A publication Critical patent/JP2010011469A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4933598B2 publication Critical patent/JP4933598B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
    • H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/265—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/42—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers
    • H03F3/423—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers with MOSFET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602—Combinations of several amplifiers
    • H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/534—Transformer coupled at the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/537—A transformer being used as coupling element between two amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Description

１.発明の属する技術分野
本発明は、高周波電力増幅器に関し、さらに詳細には、モノリシックな又はその他の個々の電力増幅器を組み合わせて、電力合成及びインピーダンス変換を達成する技術に関する。
２．関係する技術分野の説明
シングルチップ集積トランシーバの追求において、十分な電力レベル、効率及びゲインを有する高周波電力増幅器のデザインは、大きな問題の一つとして残っている。この問題に幾つかの進歩がなされてきたが、シリコン又はシリコンゲルマニウムのような損失基板に、高集積電力増幅器をデザインすることは、到達し難いゴールのままである。
ＣＭＯＳトランジスタを用いて１Ｗを超える出力電力レベルを発生させる際に、同調要素として、ボンディングワイヤや外部バランなどの多様な外付け部品が使用されてきた。例えば、K.C.TsaiとP.R.Grayによる「“A 1.9 GHz, 1-W CMOS Class-E Power Amplifier for Wireless Communications,”IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.34,no.7,pp.962-969,July 1999」[1]、及びC.YooとQ.Huangによる「“A Common-Gate Switched, 0.9W Class-E Power Amplifier with 41% PAE in 0.25mm CMOS,”Symposium on VLSI Circuits Digest,pp.56-57,Honolulu,June 2000」[2]を参照のこと。同様な性能レベルは、Ｓｉバイポーラトランジスタで達成されている。例えば、W.Simburgerらによる「“A Monolithic Transformer Coupled 5-W Silicon Power Amplifier with 59% PAE at 0.9 GHz,”IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.34,no.12,pp.1881-1892,Dec.1999」[3]、及びW.Simburgerらによる「“A Monolithic 2.5V,1W Silicon Bipolar Power Amplifier with 55% PAE at 1.9 GHz,”IEEE MTT-S Digest,vol.2 pp.853-856,Boston,June 2000」[4]を参照のこと。
さらに、一方で、集積増幅器の出力電力及び効率を増加させるために、より高い耐電圧及びより高い基板抵抗を有する能動素子のための技術が用いられてきた。例えば、耐電圧が２０ＶであるＬＤＭＯＳトランジスタが、半絶縁基板上に用いられているが、このデザインは、まだ２００ｍＷしか実現していない。Y.Tanらによる「“A 900-MHz Fully Integrated SOI Power Amplifier for Single-Chip Wireless Transceiver Applications,”IEEE Solid-State Circ.,vol.35,no.10,pp.1481-1485,Oct.2000」[5]を参照のこと。さらに、絶縁基板上のＧａＡｓＭＥＳＦＥＴが、電力増幅器を集積するために用いられてきた。J.Portilla、H.Garcia及びE.Artalによる「“High Power-Added Efficiency MMIC Amplifier for 2.4 GHz Wireless Communications,”IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.34,no.1,pp.120-123,Jan.1999」[6]を参照のこと。不幸にして、これらの技術は、ＣＭＯＳのような一般的なシリコンベースのトランジスタよりも、製造が著しく高コストであり困難である。
高周波低電圧電力増幅器のデザインにおけるこれら先行技術のまとめを、表１に示す。
Figure 0004933598
ＣＭＯＳのような従来のシリコン技術を用いる高集積高速固体電力増幅器のデザインには、２つの重大な問題がある。（１）損失基板の低抵抗率が、オンチップのインダクタ及びトランスフォーマの損失を増加させること、及び（２）トランジスタの耐電圧が低いことである。より高速に動作するために（ＣＭＯＳのような）トランジスタの最小形状のサイズが小さくなるにつれて、これらの問題は深刻になる。
さらに詳細には、損失基板の高導電率は、同じ基板上に作成された一般的なスパイラルインダクタを含む長い金属線を、電力に対して高損失にする。抵抗を減らすように金属線が広くされると、金属と基板間の容量結合効果によって電流の一部が基板に流れて、電力の散逸が増加する。一方で、この問題を事実上克服するために金属線を細くすると、金属抵抗は著しく増加して、同じく電力の大半は吸収される（散逸される）。
ＣＭＯＳのような一般的なトランジスタの低い耐電圧により、最大で許されるトランジスタのドレイン電圧振幅は制限される。これにより、ある形態のインピーダンス変換を行って、より大きい出力電力を得る必要が生じる。例えば、このようなインピーダンス変換が行われない場合、±２Ｖのドレイン電圧振幅は、５０Ωの負荷に僅か４０ｍＷしか供給しない。１：ｎトランスフォーマを用いてインピーダンス変換が可能である一方で、不幸にして、一般的なＣＭＯＳ基板上のオンチップのスパイラル１：ｎトランスフォーマは高損失であり、トランスフォーマの増幅性能は大きく低下する。代わりに、オンチップの共振マッチ(match)が使用できるが、この手法でも、電力損は大きくなる。
つまり、全ての高周波電力増幅器が、整合目的に幾つかの導体、特に長い金属線と、電源への接続と、ある形態の電力合成とを表向き必要とする場合、一般的な電力増幅器回路は、電力効率が非常に悪くなり、ある電力及び周波数レベルを超えると商業的に実施できない。
従って、低コストなシリコンベースのプロセスで作成でき、マイクロ波及びミリ波周波数域で大きな出力電力レベルを与える、電力増幅器の低コストで高集積化されたトポロジーを得ることが、非常に望まれる。このようなトポロジーは、モノリシック集積技術と同様に、個別の電力増幅器で実施できることも望まれる。理想的には、この構成は、非損失基板のＩＣと同様に損失基板のＩＣにも使用可能であろう。
本発明は、これらの要求を解決するものであり、電力合成及びインピーダンス整合の手段としての分布型環状電力増幅器に属しており、小さなパッケージで非常に高い出力電力が得られ、短チャンネルＭＯＳトランジスタのような一般的な受動素子における低い耐電圧を克服する。
より具体的には、本発明は、複数の小さなプッシュプル増幅器を具える、ＲＦ入力信号を増幅する分布型環状電力増幅器に属する。各増幅器は、２つのゲインブロックを含んでおり、これらゲインブロックの各々は、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具えている。各プッシュプル増幅器における２つのゲインブロックは、各々の出力ポートの正極で、インダクティブパスにより相互に接続されており、各々の出力ポートの正極で、共通の電源電圧を共有している。各プッシュプル増幅器における各ゲインブロックの出力ポートの負極は、隣接するプッシュプル増幅器におけるゲインブロックの出力ポートの負極に接続されており、増幅器は、相互に連結された環状に構成されている。隣接するゲインブロックの負極は、仮想ａｃ接地を形成するように互いに接続されている。
動作中、各ゲインブロックの入力ポートは、隣接するゲインブロックの入力ポートに対して少なくともほぼ等しい振幅であって逆相であるａｃ入力信号を、受信するのに適している。プッシュプル増幅器は、相互に接続されており、基本動作周波数で、仮想ａｃ接地は、ゲインブロックの出力ポートの負極に現れる。
本発明のさらに具体的な態様では、分布型環状電力増幅器は、ＲＦ信号を増幅するようにデザインされた少なくとも２つのプッシュプル増幅器を具えている。第１プッシュプル増幅器は、第１ゲインブロック及び第２ゲインブロックを具えており、各ブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを有しており、これらブロックは、インダクティブパスにより、各々の出力ポートの正極で相互に接続されている。第２プッシュプル増幅器は、第２ゲインブロックに隣接する第３ゲインブロックと第４ゲインブロックとを含んでおり、第３及び第４ゲインブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと正極及び負極を有する出力ポートとを夫々具えている。第２プッシュプル増幅器のゲインブロックは、インダクティブパスで、各々の出力ポートの正極と相互に接続されている。「環型」閉ループをもたらすために、第２及び第３ゲインブロックは、各々の出力ポートの負極で相互に接続されており、第４ゲインブロックの出力ポートの負極は、第１ゲインブロックの出力ポートの負極と接続されている。これにより、第４ゲインブロックから流れるほぼ全てのａｃ電流が、第１ゲインブロックに流れる。第４及び第１ゲインブロックは、典型的には異なるであろうが、互いに直接接続されてもよい。典型的な構成では、相互に接続された一対のゲインブロックを具える少なくとも一つの（好ましくは２以上の）追加のプッシュプル増幅器が、第４ゲインブロックと第１ゲインブロック間に設けられて、第４ゲインブロックの出力ポートの負極は、この少なくとも一つの追加のプッシュプル増幅器によって、第１ゲインブロックの出力ポートの負極に、間接的に接続されている。
さらに具体的な実施例では、電力増幅器は、第３及び第４プッシュプル増幅器をさらに含んでおり、その結果、８つのゲインブロックを有するクワッド(quad)プッシュプル増幅器がもたらされている。具体的には、第３プッシュプル増幅器は、第５及び第６ゲインブロックを具えており、これら各々は、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具えている。第５及び第６ブロックは、インダクティブパスにより、各々の出力ポートの正極で相互に接続されている。同様に、第４のプッシュプル増幅器は、第７及び第８のゲインブロックを具えており、これら各々は、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具えている。第７及び第８ブロックは、インダクティブパスにより、各々の出力ポートの正極で相互に接続されている。クワッド増幅器デバイスは、第４ゲインブロックの出力ポートの負極が第５ゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、第６ゲインブロックの出力ポートの負極が第７ゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、第８ゲインブロックの出力ポートの負極が第１ゲインブロックの出力ポートの負極に接続されるように、相互に接続されている。
ゲインブロックは、本発明で使用されるプッシュプル増幅器を具えており、所望のゲイン、回路の複雑さ、コスト及び他の因子により様々な構成を取り得る。基本的なある実施例では、各プッシュプル増幅器の各ゲインブロックは、ＣＭＯＳのような、単一の３端子能動素子を具えている。この３端子能動素子は、カソード、アノード、及び制御ターミナルを有する。別の実施例では、各プッシュプル増幅器の各ゲインブロックは、少なくとも最初及び最後の３端子能動素子を有する複合素子を具えている。各ゲインブロックの能動素子は、縦続に互いに接続されているので、最初の能動素子のカソードは、各ゲインブロック出力ポートの負極として働き、最後の能動素子のアノードは、各ゲインブロックの出力ポートの正極として働き、最初の能動素子の制御端子はゲインブロックの入力ポートとなる。この構成では、各プッシュプル増幅器、すなわち電力増幅器は、１つのゲインブロックのデザイン当たり、単一のトランジスタよりも多くのゲインを有利に供給できる。
本発明の電力増幅器により、プッシュプル増幅器は、モノリシックに単一のチップに集積される。さらに、各プッシュプル増幅器のインダクティブパスは、簡単に金属スラブとしてよく、さらに具体的には、ほぼ真っ直ぐな金属スラブとしてよい。
本発明のデザインがさらに一層改良されると、電力増幅器は、共振高調波同調コンデンサをさらに含み、該コンデンサは、隣接するプッシュプル増幅器における隣接するゲインブロックの出力ポートの正極間に接続される。また、増幅器は、ＲＦ入力信号に現れるインピーダンスを調整するために、隣接するプッシュプル増幅器の隣接するゲインブロックの入力ポート間に配置された、インダクティブループを含んでいる。
ＲＦ入力側に目を向けると、回路を適切に動作させるために、全てのゲインブロックの全ての入力ポートに、平衡入力が供給される必要がある。これに対応するために、入力電力分配ネットワークが加えられる。この入力電力分配ネットワークは、全てのゲインブロックの入力ポートに、増幅される同相の平衡入力信号を対称的に接続する。入力電力分配ネットワークは、電力増幅器の環形状内の点から、又は電力増幅器の環形状外の点から送られる同相の平衡入力信号を、対称的に接続してもよい。
好ましい実施例では、電力増幅器は、プッシュプル増幅器に接続された電力合成回路をさらに含んでいる。この電力合成回路は、これらプッシュプル増幅器の各々で増幅された信号を合成する。電力結合を行うために、プッシュプル増幅器は、第１閉ループとして構成されて、アクティブトランスフォーマの環状１次巻線を形成することが好ましい。電力合成回路は、アクティブトランスフォーマの２次巻線を形成する第２閉ループとして構成される。このアクティブトランスフォーマは、１次巻線に近接して配置され、１次巻線と磁気的に結合される。従って、２次巻線は、第１閉ループ内のプッシュプル増幅器の合計された出力を与える１つの出力を有している。２次巻線は、シングルターン回路、又はマルチプルターン回路としてよい。
さらに、２次巻線は、幅が変化する金属線で形成された、シングル又はマルチプルターンインダクタを具えることが有利である。金属線は、基板に対して低いａｃ電圧である相対的に広い部分と、基板に対して高いａｃ電圧である相対的に狭い部分とを有する。この形状により、電力損失がさらに低減される利点が得られる。ａｃ電圧信号が低い広い金属における低金属抵抗を利用して、損失は低減され、ａｃ電圧信号が高い狭い金属における、基板への低容量結合を利用して、損失は同じく低減される。この方式では、金属抵抗損失及び容量結合損失の両方が低減される。
一時的に入力回路に戻ると、先に述べた入力電力分配ネットワークは、２次巻線に近接する多数のツイスト入力ループを具えることが有利であり、その結果、第２巻線から磁気結合が得られる。この形状により、電力増幅器内の各プッシュプル増幅器のゲイン又は線形性をさらに高める利点が得られる。
本発明の好ましい実施例のさらに具体的な態様では、１次巻線及び２次巻線の付近に配置され、これらと磁気的に結合される追加の２次巻線は、インタディジタル型(interdigitated)トランスフォーマをもたらすために与えられて、低電力損失の利益が付随的に得られる。あるいは、又は２次巻線を複数とする改良にて、本発明の電力増幅器は、さらに、少なくとも一つの追加の環状１次巻線を含んでおり、この１次巻線は、１次及び２次巻線の付近に配置されて、これらと磁気的に結合し、インタディジタル型トランスフォーマがもたらされる。
複数のプッシュプル増幅器の増幅された出力を合成して、電力増幅器を形成する方法も、開示されている。この方法では、各増幅器は、インダクティブパスで相互に結合された２つのインダクティブゲイン(inductively-gain)ブロックを含んでいる。この方法は、隣接する増幅器の隣接するゲインブロックが相互に接続され、それにより、それらの接点で仮想ａｃ接地を形成するように、第１閉ループを形成する複数の増幅器を構成する工程を含んでいる。また、その方法は、少なくともほぼ等しく反対の入力信号で、隣接するプッシュプル増幅器の隣接するゲインブロックを駆動する工程を含んでいる。本発明のさらに具体的な態様では、その方法は、さらに、２次コイルの第１閉ループのプッシュプル増幅器の出力を合成する工程を含んでいる。２次コイルは、第１閉ループに近接して配置され、これと磁気的に結合されている。
また、電圧信号を処理する集積回路の基板に堆積された低損失インダクタも、説明されている。そのインダクタは、基板に堆積された細長い伝導部材であり、第１及び第２端を有している。伝導部分は、それら端の間に堆積されている。これにより、伝導部材に亘る平均ａｃ信号電圧よりも信号電圧が低いと判断される部分は、伝導部材に亘る平均ａｃ信号電圧よりも信号電圧が高いと判断される伝導部材の他の部分よりも、相対的に広くなる。
加えて、集積回路の基板に堆積されたインダクタの電気的損失を低減する方法も説明されている。インダクタは、細長い部材を具えており、その部材は、相互に接続された伝導部分と、平均幅及び該部材に亘る平均ａｃ信号電圧とを有する。その方法は、インダクタ部材の一部分の幅を、その部分のａｃ電圧信号が、インダクタ部材に亘る平均ａｃ信号電圧よりも相対的に高いところで、平均幅に対して低減する工程を含んでいる。そして、その方法は、インダクタ部材の別の部分の幅を、その部分の平均ａｃ信号電圧が、インダクタ部材に亘る平均ａｃ信号電圧よりも相対的に低い箇所で、増加させる工程を含んでいる。
本発明の他の特徴及び利点は、本発明の原理を例示して表す添付図面と共に、以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
図１aは、本発明の基本的な構成単位として用いられる、１対のゲインブロックを具えるプッシュプル増幅器の説明図である。 図１bは、ゲインブロックが、インダクティブパスで相互に結合された単一のトランジスタである、図１aに示されたプッシュプル増幅器の一実施例の図である。 図１cは、図１bに示されたプッシュプル増幅器と等価な回路の図である。 図１dは、各ゲインブロックが、共に縦続された複数のトランジスタを具える、図１aに示すプッシュプル増幅器の第２実施例を示す回路図である。 図２aは、図１aに示されたタイプの４つのプッシュプル増幅器が、隣接する増幅器の出力の隣接する負極で「環状」に相互に接続されている、本発明に係る分布型電力合成増幅器の構造の一実施例を示す高レベルな回路図である。 図２bは、図１bに示されたタイプの４つのプッシュプル増幅器が、隣接するカソードで「環状」に相互に接続されている、本発明に係る分布型電力合成増幅器の構造の一実施例を示す回路図である。 図３aは、インピーダンス変換用ワンターン伝導コイルが、４つのプッシュプル増幅器構造によって囲まれており、共振キャパシタが隣接するトランジスタ対のアノード間に接合された、図２bに示す分布型増幅器の改良例の回路図である。 図３bは、幅が変化するインピーダンス変換用ワンターン伝導コイルが、４つのプッシュプル増幅器構造により囲まれており、共振キャパシタが隣接するトランジスタ対のアノード間に接合された、図３aに示す分布型増幅器の改良例の説明図である。 図４は、シングルループインダクタが隣接するトランジスタの制御電極に相互に接続しているクワッドプッシュプル増幅器デザインにおける、ある代表的な角部を示す、図３に示す分布型増幅器の改良例の説明図である。 図５は、新規な入力回路と、各能動素子への入力信号の新規な接続形状とを示す、本発明の集積化環状電力増幅器の説明図である。 図６は、ポジティブフィードバックが能動素子に供給されている改良された入力接続形状を示す、本発明のクワッドプッシュプルアクティブトランスフォーマ電力増幅器の平面図である。 図７aは、アクティブトランスフォーマの入力コイルが出力コイルとインタディジタル化されている、本発明のクワッドプッシュプルアクティブトランスフォーマ電力増幅器のさらなる改良例を示す。 図７bは、マルチプルな第２ループが、マルチプルな第１ループとインタディジタル化されている、図７aに示す構造に代わるインタディジテーション構造を示す。 図８は、信号入力回路が示された、本発明のクワッドプッシュプル環状電力増幅器の電気回路図である。 図９は、２ボルト電源で電力供給された場合における、本発明に従ってデザインされている、作成された２.２Ｗ、２.４ＧＨｚのシングルステージ高集積電力増幅器の出力に対する、ゲイン及び電力付加効率（ＰＡＥ）を示すグラフである。 図１０は、１ボルト電源で電力供給された場合における、本発明に従ってデザインされている、作成された２.２Ｗ、２.４ＧＨｚのシングルステージ高集積電力増幅器の出力に対する、ゲイン及びＰＡＥを示すグラフである。
本発明は、高周波電力増幅器の性能及び効率を改善し、特に、現代の通信デバイス及びシステムに使用される高周波電力増幅器に関する。
本発明は、増幅器若しくはスイッチとして、又は増幅器若しくはスイッチの構成要素として使用される３端子能動素子の新規な組合せを開示する。本明細書では、用語「ゲインブロック」は、ゲインを与えるあらゆる構成要素、又は構成要素の組合せを総称的に示すために用いられる。すなわち、ゲインブロックは、トランジスタのような単一の３端子能動素子、又はその組合せを含む。能動素子の３端子は、本明細書では、「制御端子」、「アノード」及び「カソード」と称される。これらは、例えば、ＦＥＴトランジスタのゲート、g、ドレイン、ｄ、ソース、ｓに、また、ＢＪＴトランジスタのベース、コレクタ、エミッタに夫々対応している。つまり、これらの用語は、これらの最も広い意味で理解されるべきである。それ故に、ＦＥＴトランジスタを含む、以下で説明及び開示される実施例は、単に説明のためのものであり、発明を限定することを全く意図していない。
本発明の好ましい実施例に導くデザインの進歩は、以下で説明される。
Ａ）プッシュプルドライバ
図１は、基本的なプッシュプルドライバのデザイン１に関する、高レベルの概略的な回路図である。このプッシュプルドライバは、本発明の分布型電力増幅器の主な基本構成要素として使用される。増幅器は、正極及び負極を有する入力ポート3と、正極及び負極を有する出力ポート4とを具える第１ゲインブロック2を具えている。そして、増幅器は、正極及び負極を有する入力ポート7と、正極及び負極を有する出力ポート8とを具える第２ゲインブロック6を具えている。増幅器は、インダクティブパス9によって、それらの出力の各々における正極で互いに接続されている。入力ポート3の符号「＋」及び入力ポート7の符号「−」により示されているように、このデザインを「プッシュプル増幅器」とする特徴は、ゲインブロック2の入力ポート3とゲインブロック6の入力ポート7とは、差動的に、すなわち振幅は等しいが逆位相であるＲＦ信号で駆動されることである。このトポロジーは、所望により電源ｄｃバイアスＶddを供給する点として使用され得る、インダクティブパス9の中心5の付近で、「仮想ａｃ接地」をもたらし、その結果、電源のフィルタリングの要請が低減される。
図１bは、図１aに示すプッシュプル増幅器の具体的な一実施形態を示している。この実施形態では、各ゲインブロックは、ここではＦＥＴトランジスタとして示されている単一の３端子能動素子である。具体的には、増幅器は、制御端子（ゲート）14、アノード（ドレイン）16及びカソード（ソース）18を有する第１トランジスタ12と、制御端子（ゲート）24、アノード（ドレイン）26及びカソード（ソース）28を有する第２トランジスタ22とを具えている。アノード16及び26は、金属スラブ20により相互に接続されており、共通のｄｃドレイン電圧Ｖdd29でバイアスされている。図１cに描かれた電気的等価回路に見られるように、金属スラブ20は、ドレイン同調インダクタとして機能し、トランジスタの寄生キャパシタンスを共振させて、高調波信号を制御する。以下で述べるように、スラブは、また分布型能動素子の１次回路として、又は１次回路の一部として機能し得る。入力が別個に駆動されるので、このトポロジーは、ドレイン電圧の基本周波数及び奇高調波について、Ｖdd電源ノード21（必須ではないが、金属スラブ20のほぼ中心点である）にて仮想ａｃ接地をもたらす。この仮想接地は、プッシュプルドライバの重要な特徴であり、電源にて分配チョークインダクタ及び/又は大きなオンチップバイパスキャパシタを不要にする。
図１bに示すプッシュプル増幅器は、以下で展開され、示される環状アクティブトランスフォーマ電力増幅器の好ましい一実施例における基本的構成として使用される。しかしながら、本発明で使用されるプッシュプル増幅器は、図１bに示される単一のトランジスタ対に限定されないことは明確に理解されるべきである。基本的に、本発明のトポロジーは、プッシュプル増幅器として駆動される、適切に相互に接続された如何なるゲインブロック対をも含んでいる。例えば、図１aに示す各ゲインブロック2及び6は、複合能動素子構造を成しており、単一のトランジスタ対よりも高いゲインが得られる。
このような好ましい実施例の一つは、２又はそれより多い能動素子が共に縦続されたカスコードデザインであり、さらにゲインが高いプッシュプル増幅器をもたらす。具体的には、図１dに示すカスコードゲインブロック30において、最初の共通カソード能動素子32のカソード33は、ゲインブロックの出力ポートの負極として働き、最後の共通カソード能動素子38のアノード38は、ゲインブロックの出力ポートの正極として働き、最初の共通カソード素子32の制御端子34は、ゲインブロックの正入力となる。図にさらに示されているように、１又はそれより多い追加の能動素子が最初と最後の能動素子の間に接続されて、さらに一層ゲインブロックのゲインが増加されている。
本発明にで実施されるゲインブロックとして、ダーリントントランジスタ対のような、他の公知の複合能動素子が使用されて良いことは理解されるであろう。
Ｂ）クワッドプッシュプル環形状
好ましい一実施例では、図２aに示すように、「環状」増幅器は、４つのプッシュプル増幅器40、60、80及び100を含んでいる。合計で、図１aに示すタイプのゲインブロックが８つとなっている。図示されたように、隣接する増幅器のゲインブロックが、各々の出力ポートの負極で相互に接続されて、閉ループを形成するように素子は配置されている。従って、ある角部で見られるように、増幅器40のゲインブロック50における出力ポートの負極は、増幅器60のゲインブロック70における出力ポートの負極に接続されている。
図２bは、図２aの増幅器の一実施形態を示す。図１aに示されたタイプの各プッシュプル増幅器は、図１bに示されたタイプである単一の２トランジスタプッシュプル増幅器であり、正方形の一辺を形成する。４つのプッシュプル増幅器40、60、80及び100の戦略的な配置により、ドレインインダクタとして、夫々４つの直線上の広い金属線42、62、82及び102の使用が可能となる。スラブインダクタは、Ｑ〜５から１０であるスパイラルインダクタよりも高いＱ値、例えばＱ〜２０から３０を示し、ゆえに受動ネットワークで電力損失を低くする。また、図示されたように、スラブインダクタは、本質的に低抵抗の経路を与えているので、ｄｃ電流は電源からトランジスタのドレインまで流れる。
角部では、隣接する増幅器の隣接するトランジスタのソースは、互いに接続されて、また、共通のグランドを共有している。「＋」及び「−」の記号で示されたように、各角部で、２つの隣接するトランジスタは、逆相で駆動される。例えば、プッシュプル増幅器40のトランジスタ50のカソード（ソース）58と、増幅器60のトランジスタ70のカソード（ソース）72とは、相互に接続され、また、ＧＮＤなる符号のグランドに接続されている。さらに、プッシュプル増幅器40のトランジスタ50の制御端子（ゲート）56が正位相の信号で駆動される場合、プッシュプル増幅器60のトランジスタ70の制御端子（ゲート）71は、負位相の信号で駆動される。このように、仮想ａｃ接地は、正方形の各角部にもたらされる。このことは、環形状の顕著な特徴である。図２bの電流ループに示すように、ａｃ信号の基本波及び奇高調波は、４つの金属スラブを具えるループを離れない。つまり、この正方形から電源電圧又はグランドへの接続がどのようであっても、基本周波数又は奇高調波でａｃ信号が運ばれることはない。このことにより、電源接続の損失は、ほとんど接続線のｄｃ抵抗損に留められる。接続線のｄｃ抵抗損は、広い金属線を用いて簡単に最小化できる。さらに、電源にフィルタをかけるためには、キャパシタが非常に小さいこと又は全く存在しないことが要求される。図２a及び図２bのトポロジーは、電源及び偶高調波用の接地ノードで仮想接地を形成していないことは注目に値する。すなわち、トランジスタは、基本波及び奇高調波に対して偶高調波で相対的に高インピーダンスを見る。また、これらの隣接するトランジスタは、共通の電源を共有している。
図２a及び図２bに示され、残りの図面でも示される４つのプッシュプル増幅器のデザインは、本発明の環状トポロジーの一例であることは、理解されるべきである。本発明のトポロジーは、相互に結合されて上述のように駆動される、最小で２つのプッシュプル増幅器を含んでいる。各プッシュプル増幅器対は、２つのゲインブロックを具えている。相互に接続されたプッシュプル対の数を増やすと、２つの有利な効果が得られる。第１に、プッシュプル増幅器の数の増加に伴い、回路全体の出力電力の能力は、明らかに増加する。第２に、回路はますます円形を呈する。このことは、回路が真円の形により近くなるにつれて、トポロジーが効果を増加することから望ましい。
このトポロジーは、個々に発せられるＲＦ出力を有する分布型増幅器をもたらす。「Ｄ」節以降で説明されている実施例では、それら出力は合成されて、一つの出力が得られる。該出力は、本質的に個々の出力の和であり、従来手法で得られる効率よりも遙かに大きい効率を有している。しかしながら、これら出力は、用途に応じて電磁的に合成されてもされなくてもよいことは理解されるべきである。例えば、出力は、単に自由空間に放出されてもよく、又は別個に設けられた負荷を駆動してもよい。
Ｃ）インピーダンス及び高調波制御
電力増幅器に正しいインピーダンスを与えることは、正常動作にとって重要である。全ての増幅器は、基本周波数にてトランジスタに対して正しいインピーダンスを示す必要があり、増幅器内で信号に含まれる高次の高調波を制御することは、スイッチング増幅器の性能に大きな役割を果たす。図３a及び図３bに描かれたように、これらの機能は、隣接するトランジスタ間に４つのキャパシタ110、120、130及び140を接続することにより達成される。これらキャパシタは、正方形の各角部に１個ずつ配置される。これらキャパシタは、基本周波数でトランジスタで見られるインピーダンスを制御することに関与し、出力にて倍音のレベルを低減し、スイッチング増幅器として使用されるために適切なインピーダンスをトランジスタに与えることに関与する。インダクタが基本的なプッシュ/プル回路で使用されることにより、適当な測定がされないにも拘わらず、基本周波数でトランジスタに示されるインピーダンスは、ほとんどインダクティブである。これらキャパシタをインダクタンスに並列に配置することにより、インピーダンスは、使用される動作クラスに対して適切に変化する。例えば、クラスＡ動作は、通常、コンデンサの大きさを合わせて、基本波のインピーダンスを完全にレジスティブにする。キャパシタの第２の利益は、倍音で低いそれらのインピーダンスが、これらの周波数を出力信号からフィルタリングすることに役立つので、増幅器後のフィルタリングを追加する必要性が低減されることである。第３の利益は、高効率スイッチング増幅器として駆動される場合に当てはまるものであって、高調波同調が、このキャパシタ配置によってＥ/Ｆ動作を得るために適切になることである。それらが２つのトランジスタのドレイン間に接続されていることから、偶高調波の電圧はキャパシタの両端子にて大きさ及び位相が等しいので、それらは基本波及び奇高調波のみに影響する。つまり、これらのキャパシタは、偶高調波の高インピーダンスが維持される上に、基本周波数で所望のインダクティブインピーダンスを得るために、そして、奇高調波で非常に低いインピーダンスを与えるために使用される。この選択的なインピーダンス制御により、各プッシュプル増幅器は、クラス「逆Ｆ」で、又は、例えばクラスＥ/Ｆ3及びクラスＥ/Ｆoddを含む「クラスＥ/Ｆ」と称されるクラスの群で動作する電力効率スイッチング増幅器として駆動され得る。線形のクラスＡ、ＡＢ、Ｂ及びＣ、又は非線形の増幅器クラスのような他の多くの増幅器クラスでも、このトポロジーは、ドレインインダクタンス及び角部のキャパシタンスを調整し、トランジスタのドレインバルクキャパシタンスを共振させて、これらクラスに適切な負荷を与えることによって使用できる。
Ｄ）出力電力合成
好ましい実施例では、図２bに示すクワッドプッシュプル増幅器のデザインは、正方形の形状をもたらす比較的大きい４つのスラブインダクタを有しており、磁気的に結合されたアクティブトランスフォーマの主回路として使用されることによって、これら４つのプッシュプル増幅器の出力を合成し、それらの小さなドレインインピーダンスを、一般的な５０Ωの不平衡又は平衡負荷に整合する。不平衡負荷を駆動する能力は、広く使用されるシングルエンドアンテナ、伝送線、フィルタ及びＲＦスイッチを駆動するために、外付けバランを避けることには必須である。図２bに示すように、これら４つのプッシュプル増幅器は、互い違いな位相で駆動されて、正方形回りの基本周波数の平衡環状電流を生成し、その結果、正方形を通る強い磁束が生ずる。
図３aに見られるように、この１次コイル電力増幅器の正方形内のワンターン金属コイル150は、この交流磁束を利用するために使用でき、トランスフォーマの２次ループとして機能する。また、それは、８：１のインピーダンス変換比を与え、約６.２５Ω（５０Ω/８）のインピーダンスをトランジスタのドレインに示す。これらの損失を無視すると、線形の動作モードにおける±２Ｖのドレイン電圧の振幅では、この変換及び合成過程は、５０Ωの負荷へ送られる増幅器の可能な出力を、Ｐout Ｖdd 2/(２ｘＲout)＝２2/(２ｘ５０Ω)＝４０ｍＷから、Ｐout ８ｘＶdd 2/(２ｘＲout/８)＝８ｘ２Ｖ2/(２ｘ５０/８)＝２.５６Ｗに上昇させる。トランスフォーマ結合因子ｋは１より低いので（通常、ｋ＝０.６〜０.８付近）、キャパシタ204が出力と並列に接続されて（図８参照）、トランスフォーマの漏れインダクタンスを補償する。
図３aに示す２次巻線150の変形例としては、２次巻線を、幅が変化する金属線で構成することが有利である。概念的には、金属線は、金属線が堆積されている基板に対してａｃ電圧が低い相対的に広い部分と、基板に対してａｃ電圧が高い相対的に狭い部分とを有している。この形状は、さらに電力損失を低減する利点を与える。それは、（基板に対して）ａｃ電圧信号が低い広い金属における低い金属抵抗を利用して、損失を低減し、（基板に対して）ａｃ電圧が高い狭い金属における基板との低い容量結合を利用して、さらに損失を低減する。この方式では、金属抵抗損失及び容量結合損失の両方が低減される。
つまり、例えば、図３bに示すように、金属幅が変化する、１次コイル内のワンターン正方形コイルは、交流磁束を利用するために用いられ、トランスフォーマの２次ループとして機能し、さらに、デバイスの効率を改善する。具体的には、出力から半時計回りに見ると、比較的正方形である２次コイルの直線部分150a-150eは、徐々に広くなり、一様でないシングルターン正方形インダクタがもたらされる。全経路に沿ったインダクタの平均幅は、図３aに示す変化しない２次ループのものと同じとしてよく、合計損失が低減される一方で、同じ全コンダクタ抵抗が維持される。この及びその他の集積回路への応用では、幅を変化させることなくインダクタでの損失を低減する別の形状が可能である。例えば、マルチプルターン正方形スパイラル、マルチプルターン環状スパイラル、次第に変化する段を有するラインインダクタ、テーパー状ラインインダクタ、及び曲がりくねった線状インダクタがある。
図３aに戻ると、プッシュプルのトポロジーの対称性により、偶高調波は、ほとんどはね除けられて、したがって、ほとんど２次150に結合されない。また、バルクキャパシタンス及び角部のキャパシタに向かうトランジスタのドレインは、基本周波数を除く全ての奇高調波をほとんど短絡させて、出力の奇高調波を減衰させる。
本発明の環状アクティブトランスフォーマのトポロジーは、一般的な高調波制御(harmonically-controlled)増幅器クラス（例えば、クラスＦ、逆クラスＦ）のデザインにもう一つの利益を与える。各高調波を個々に調節することを要求するこれらのシングルエンド型高調波制御増幅器クラスとは異なり、このトポロジーは、クラスＥ/Ｆデザインを実現するために、デザイン過程において基本周波数で調節することのみを要求する。基本周波数が設定されると、他の全ての高調波は、自動的に所望のインピーダンスを見る。これは、選択された奇高調波で低いインピーダンスを、偶高調波でキャパシティブインピーダンス１/(ｊωＣs)を、基本波で、適切な大きさのインダクタンスを有する負荷インピーダンスを示すことによって、Ｅ/Ｆ動作モードが達成されるからである。奇高調波の低インピーダンスは、比較的大きな同調キャパシタ110、120、130及び140を用いて達せられ、これらは、奇高調波でトランジスタのドレインと効果的に並列になる。しかしながら、偶高調波では、トランジスタは、それら自身の出力キャパシタンスのみを「見る」。これは、各トランジスタが、これら周波数で同じ信号出力及び位相を有しており、従って、トランジスタ間に接続された回路の他の全ての構成要素が、これら高調波で電流を流さず、それらをインピーダンスに何の影響も与えないようにするからである。インダクティブな基本波のインピーダンスは、基本波よりも若干高い周波数で共振する、トランジスタのドレイン間に接続された並列ＲＬＣ回路を同調させることにより得られる。この同調を変化させることにより、基本周波数での負荷インダクタンスが変化して、高効率動作をもたらすゼロ電圧スイッチング条件が得られる。すなわち、回路の対称性を使って偶高調波と奇高調波とを分離することにより、奇高調波で低インピーダンスを、偶高調波でキャパシティブインピーダンスを与え、基本周波数インピーダンスのみが慎重に同調される方法で、回路は、適切なインダクティブ負荷を与える。
Ｅ）入力電力分配及び整合
入力信号に目を向けると、図２a、２b及び３に示すクワッドプッシュプルデザインでは、一般的な５０Ωの不平衡入力が、整合されて、８つのゲートで４つの平衡駆動信号に変換される必要があるので、出力ネットワークに関して説明した課題と同様な課題に至る。これを解決するために、計４つのゲートマッチングインダクティブループが、正方形の各角部のゲート間に接続され、基本周波数でゲートキャパシタンスを共振させる。このような角部の一つを図４に示す。本図では、インダククティブループ180は、トランジスタ160及び170のゲート162と172の間に夫々接続されており、インダクタ180として回路的に示されている。差動的に駆動される単一のループのインダクタは、通常のスパイラルインダクタよりも良いＱ（１０−１５）を示す。これらインダクティブループの中間点は、仮想ａｃ接地を形成し、ｄｃ電圧をブロックする一方で、この点をａｃ接地するために大きなキャパシタを用いる必要はない。
図５に示すように、入力電力分配ネットワークは、以下の３つの部分からなる。すなわち、（１）１：１入力スパイラルトランスフォーマバラン190。（２）接続している差動ライン192a及び192b。これらは、正方形の中心点195に平衡信号を送る。（３）全てのトランジスタのゲートに、中心点195に対称的に接続する分配ネットワーク194。つまり、分配ネットワークは194は、同相の平衡入力信号を各プッシュプルペアトランジスタのゲートに与える。図６に図示した好ましい一実施例では、分配ネットワークは、慎重に加工された金属線194a-194fを具えている。これらは、所定のツイスト経路をトランジスタへ到達させる。これにより、出力トランスフォーマ（２次コイル）から各入力接続部に正の磁気結合が与えられ、その結果、各増幅器個々の、すなわち増幅器全体のゲインがさらに高められる。
また、並列キャパシタ205（図８に示す）及び直列キャパシタ206、207a及び207bが、入力に挿入されると、漏れインダクタンスが共振されて、スパイラル１：１オンチップバラン190の入力側が５０Ωに整合される。ボンディングワイヤは、インダクタとして使用されておらず、最適動作のためにそれらの値を微調整する必要はないことに留意すべきである。
代わりに、入力供給を、ループの外側から行うことも可能であり、これによって、出力からの磁気結合によって金属線に生じた電流による電力損失は減少する。
Ｆ）インタディジタル化(Interdigitation)
本発明のアクティブトランスフォーマ電力増幅器をさらに改良した実施例は、図７aに示されている。ここで説明されている高周波平面型アクティブトランスフォーマでは、１次ループ200の電流は、２次回路204に向いているそれらの金属伝導体の端部で集まる傾向がある。さらに、２次回路の電流も、１次巻線に向いているその伝導体の端部で集まる。この「カレントクラウディング(current crowding)」は、比較的に広い金属伝導体で損失を増加させる。それら伝導体は、実際には、高い抵抗を有する比較的に狭い伝導体として使用されているからである。
これら損失を減らすために、１次回路は、２次又は出力ループ204の内側トラックに配置される第２ループ202を含んでおり、コイルを「インタディジタル化」している。この方式では、１次の電流は、入力ループ200及び202の対の端部間で分割又は分配されて、電流が流れる端部の数を事実上２倍にしている。これにより、全体的な金属抵抗が効果的に低くなり、ゆえに全体的な損失が低くなる。２次ループは、互いに接続されてもされなくともよいことは理解されるべきである。このような仕組みの一つは、図７bに示されており、複数の２次ループは、複数の１次ループとインタディジタル化されている。
Ｇ）実験結果
上述したように、本発明の新規な環状トポロジーは、線形及びスイッチング電力増幅器の両方を実施するために用いることができる。本発明の考え方の実証として、ＢｉＣＭＯＳ製造技術において０.３５μｍＣＭＯＳトランジスタを用いて、クラスＥ/Ｆ3の２.２−Ｗ、２.４−ＧＨｚシングルステージ高集積スイッチング電力増幅器が作成及び測定された。
製造工程では、３つの金属層が作成された。最上層は、３μｍの厚さであり、基板から４.３μｍの距離にある。基板は、８Ω・ｃｍの抵抗率を有する。チップ領域は１.３ｍｍｘ２.０ｍｍであり、パッドを含んでいる。増幅器の性能を証明するために、ＳＯＮＮＥＴを使用した準３次元電磁シミュレーションと、ＡＤＳを用いた回路シミュレーションとが、デザイン周期の一部である完結した構造について行われた。
デザインされた回路の全電気回路図は、図８に示されている。電気的構成要素は、総じて、図２乃至５に図示されている物理的構成要素に対応している。具体的には、図２bに示すアクティブトランスフォーマの１次コイルを具える４つのプッシュプル増幅器40、60、80及び100は、図８において、各端部でトランジスタと共にドレインインダクタＬdとして図示されている。これらは、互いに反対の位相で駆動される。図４のトランジスタ入力マッチングループ180は、ゲートインダクタＬg180及び180として示されており、正方形の各角部に繰り返されている。図３乃至５に示す正方形２次コイル150は、トランスフォーマ151、152、153及び154からなる４つの直列に接続された２次コイルで示されており、夫々、プッシュプル増幅器40、60、80及び100の一部である４つの１次コイルの各々に対応している。入力マッチングトランスフォーマ又はバラン190は、トランスフォーマＴ１、190として示されている。図で示されたように（物理的接続は明示されていない）、変換された平衡入力信号は、正入力210及び負入力212を有しており、対応する符号が付された増幅器の入力に分配されている。具体的には、正入力210は、各プッシュプル増幅器のしかるべきトランジスタの「＋」位相ゲートに接続されており、「−」位相入力212は、各プッシュプル増幅器のしかるべきトランジスタの「−」位相ゲートに接続されている。このプロトタイプは、また、図６に示された、入力電力を分配するためのツイスト入力ループを実施している。
デザイン性能の測定において、十分な熱拡散を得るために、導電性接着剤を用いて、チップは、ブラスヒートシンクにメッキされた金に直接接着された。チップのグランドパッドは、ヒートシンクにワイヤーボンディングされた。入力及び出力は、プリント回路基板（ＰＣＢ）の５０Ωマイクロストリップ線路にワイヤーボンディングされた。電源及びゲートバイアスパッドもまた、ワイヤーボンディングされた。入力の反射減衰量を測定するために、入力は、方向性結合器を介して回路入力に接続された一般的な電力増幅器を用いて駆動された。高調波信号の電力を測定することを避けるために、出力は、２０ｄＢ減衰器及び２.９ＧＨｚローパスフィルタを介してパワーメータに接続された。全てのシステム電力損は、コネクタ及びデュロイド基板損失を含むように較正された。ボンディングワイヤの電力損は、測定された増幅器性能に含められた。
２.４ＧＨｚで２.２Ｗの出力電力が、２Ｖ電源を用いて８.５ｄＢゲインで得られた。対応する電力負荷効率（ＰＡＥ）は３１％であり、ドレイン効率は３６％であった。出力が差動的に得られる場合、１.９ＷのＰout、８.７ｄｂのゲイン及び４８％のドレイン効率で、４１％のＰＡＥが達成された。図８及び９は、夫々、２Ｖと１Ｖとで供給される出力電力に対するゲイン及びＰＡＥを示す。小信号ゲインは１４ｄＢであり、入力反射係数は、−９ｄＢである。３ｄＢの帯域幅は、２.４４ＧＨｚを中心として５１０ＭＨｚある。２０ＧＨｚまでの全ての高調波は、６４ｄＢよりもさらに小さく、基本波より小さい。このチップは、従来のデザインと比較して、本発明のモノリシックデザインの実行力及び性能の向上を証明している。
本発明は、能動素子の出力電力をモノリシックに合成する技術を明らかにしている。説明された本発明の典型的な実施例を用いて、さらなる変更、修正及び改良が、当該技術の通常の知識を有する者にできることは明らかであろう。さらに、本発明は、ＣＭＯＳ技術に限定されず、如何なる特定の周波数帯に、如何なる特定の出力電力レベルに、如何なる数の能動素子に、如何なるクラスの動作又は高調波同調方式にも限定されないことは明らかである。つまり、本発明は、特許請求の範囲によってのみ定められる。

Claims (20)

  1. 電力合成回路と複数のプッシュプル増幅器とを具えており、各増幅器は２つのゲインブロックを含み、各ゲインブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具えており、ＲＦ入力信号を増幅するモノリシックに集積された分布型環状電力増幅器であって、
    （i）各プッシュプル増幅器の２つのゲインブロックは、金属スラブにより各々の出力ポートの正極で相互に接続されると共に、各々の出力ポートの正極で共通の電源電圧を共有しており、
    （ii）各プッシュプル増幅器における各ゲインブロックの出力ポートの負極は、これら増幅器が環状に相互に接続されて１次巻線を形成するように、隣接するプッシュプル増幅器におけるゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、
    （iii）電力合成回路は、１次巻線の少なくとも２つの金属スラブに近接して配置されると共にこれら金属スラブと磁気的に結合される連続的な金属帯体である２次巻線として構成され、該２次巻線は、複数のプッシュプル増幅器の合成出力を与える出力を有している、
    分布型環状電力増幅器。
  2. 電力合成回路を具えており、モノリシックに集積された分布型環状電力増幅器であって、
    （a）第１ゲインブロック及び第２ゲインブロックを含み、各ゲインブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具え、これらブロックは、金属スラブにより各々の出力ポートの正極で相互に接続されている第１プッシュプル増幅器と、
    （b）第２ゲインブロックに隣接する第３ゲインブロックと、第４ゲインブロックとを含み、第３ゲインブロック及び第４ゲインブロックは、夫々、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具えている第２プッシュプル増幅器と、
    を具えており、
    第２プッシュプル増幅器のゲインブロックは、金属スラブにより各々の出力ポートの正極で相互に接続され、
    第１プッシュプル増幅器と第２プッシュプル増幅器は、環状に相互に接続されて１次巻線を形成し、
    電力合成回路は、１次巻線の２つの金属スラブに近接して配置されると共にこれら金属スラブと磁気的に結合される連続的な金属帯体である２次巻線として構成され、該２次巻線は、第１及び第２プッシュプル増幅器の合成出力を与える出力を有している電力増幅器。
  3. 基本動作周波数で、仮想ａｃ接地がゲインブロックの出力ポートの負極に現れるように、プッシュプル増幅器が相互に接続されている、請求項２に記載の電力増幅器。
  4. 相互に接続された１対のゲインブロックを有する、少なくとも１つの追加のプッシュプル増幅器をさらに含んでおり、第４ゲインブロックの出力ポートの負極は、その少なくとも１つの追加のプッシュプル増幅器を介して、第１ゲインブロックの出力ポートの負極に間接的に接続されている、請求項２に記載の電力増幅器。
  5. （a）第５及び第６ゲインブロックを有し、各ブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具え、第５及び第６ブロックは、金属スラブにより各々の出力ポートの正極で相互に接続されている第３プッシュプル増幅器と、
    （b）第７及び第８ゲインブロックを有し、各ブロックは、正極及び負極を有する入力ポートと、正極及び負極を有する出力ポートとを具え、第７及び第８ブロックは、金属スラブにより各々の出力ポートの正極で相互に接続されている第４プッシュプル増幅器と、
    を具えており、
    第４ゲインブロックの出力ポートの負極は、第５ゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、
    第６ゲインブロックの出力ポートの負極は、第７ゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、
    第８ゲインブロックの出力ポートの負極は、第１ゲインブロックの出力ポートの負極に接続されており、
    ２次巻線の連続的な金属帯体はまた、３番目と４番目の金属スラブに近接して配置されると共にこれら金属スラブと磁気的に結合される、
    請求項２に記載の電力増幅器。
  6. 各ゲインブロックは、カソード、アノード及び制御端子を夫々有する少なくとも最初及び最後の３端子能動素子を具えており、各ゲインブロックの能動素子は互いにカスコードに接続され、最初の能動素子のカソードは、各ゲインブロックの出力ポートの負極として働き、最後の能動素子のアノードは、各ゲインブロックの出力ポートの正極として働き、最初の能動素子の制御端子は、ゲインブロックの入力ポートである、請求項２に記載の電力増幅器。
  7. 金属スラブは、ほぼ直線状の金属スラブである、請求項２に記載の電力増幅器。
  8. 隣接するプッシュプル増幅器における隣接するゲインブロックの出力ポートの正極間に接続された共振高調波同調コンデンサをさらに含む、請求項２に記載の電力増幅器。
  9. 隣接するプッシュプル増幅器の隣接するゲインブロックの入力ポート間に堆積されたインダクティブループをさらに含んでおり、ＲＦ入力信号に示されるインピータンスが調整される、請求項２に記載の電力増幅器。
  10. 同相の平衡入力信号を、全てのゲインブロックの入力ポートへ増幅されるように対称的に接続する入力電力分配ネットワークをさらに含む、請求項２に記載の電力増幅器。
  11. 入力電力分配ネットワークは、電力増幅器の環形状内の点からの同相の平衡入力信号を対称的に接続する、請求項１０に記載の電力増幅器。
  12. 入力電力分配ネットワークは、電力増幅器の環形状外の点からの同相の平衡入力信号を対称的に接続する、請求項１０に記載の電力増幅器。
  13. 隣接する第２及び第３ゲインブロックは、各々の出力ポートの負極で相互に接続されて仮想ａｃ接地を形成し、第４ゲインブロックの出力ポートの負極は、第４ゲインブロックから流れるほぼ全てのａｃ電流が第１ゲインブロックに流れるように、第１ゲインブロックの出力ポートの負極に接続され、
    隣接する各ゲインブロックの入力ポートは、少なくともほぼ等しい振幅であって逆相である入力信号を受信する、請求項２に記載の電力増幅器。
  14. プッシュプル増幅器は、アクティブトランスフォーマの環状の１次巻線を形成する第１閉ループとして構成され、電力合成回路は、１次巻線に近接して配置されると共にこれと磁気的に結合されるアクティブトランスフォーマの２次巻線として構成され、該２次巻線は、閉じた第１ループ内にあるプッシュプル増幅器の合成出力を与える出力を有している、請求項２に記載の電力増幅器。
  15. ２次巻線はシングルターン回路である、請求項２に記載の電力増幅器。
  16. ２次巻線は幅が変化する部分を有する伝導部材である、請求項２に記載の増幅器。
  17. 同相の平衡入力信号を、電力増幅器の環形状内の点から各ゲインブロックの各入力ポートに増幅されるように対称的に接続する入力電力分配ネットワークをさらに含む、請求項２に記載の電力増幅器。
  18. 入力電力分配ネットワークが、２次巻線に近接して配置される複数のツイスト入力ループを具えることにより、２次巻線からの磁気結合を与えて、各プッシュプル増幅器のゲイン又は線形性を高めている、請求項１７に記載の電力増幅器。
  19. １次及び２次巻線に近接して配置されて、これらと磁気的に結合する少なくとも１つの追加の２次巻線をさらに含んでおり、インタディジタル型トランスフォーマがもたらされている、請求項２に記載の電力増幅器。
  20. １次及び２次巻線に近接して配置されて、これらと磁気的に結合する少なくとも１つの追加の環状１次巻線をさらに含んでおり、インタディジタル型トランスフォーマがもたらされている、請求項２に記載の電力増幅器。
JP2009182962A 2000-10-10 2009-08-06 分布型環状電力増幅器の構造 Expired - Lifetime JP4933598B2 (ja)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US23947400P 2000-10-10 2000-10-10
US23947000P 2000-10-10 2000-10-10
US60/239,470 2000-10-10
US60/239,474 2000-10-10
US28860101P 2001-05-04 2001-05-04
US60/288,601 2001-05-04

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002535250A Division JP2005503679A (ja) 2000-10-10 2001-10-09 分布型環状電力増幅器の構造

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2010011469A JP2010011469A (ja) 2010-01-14
JP4933598B2 true JP4933598B2 (ja) 2012-05-16

Family

ID=27399240

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002535250A Pending JP2005503679A (ja) 2000-10-10 2001-10-09 分布型環状電力増幅器の構造
JP2009182962A Expired - Lifetime JP4933598B2 (ja) 2000-10-10 2009-08-06 分布型環状電力増幅器の構造

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002535250A Pending JP2005503679A (ja) 2000-10-10 2001-10-09 分布型環状電力増幅器の構造

Country Status (8)

Country Link
US (5) US6816012B2 (ja)
EP (1) EP1400012B1 (ja)
JP (2) JP2005503679A (ja)
KR (1) KR100852315B1 (ja)
CN (1) CN1294698C (ja)
AT (1) ATE522979T1 (ja)
AU (1) AU2002224368A1 (ja)
WO (1) WO2002031967A2 (ja)

Families Citing this family (96)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7455350B2 (en) * 1997-12-19 2008-11-25 Henkel Kgaa Assembly for sound-proofing cavities
US7764130B2 (en) 1999-01-22 2010-07-27 Multigig Inc. Electronic circuitry
AU2001256482A1 (en) 2000-05-11 2001-11-26 Multigig Limited Electronic pulse generator and oscillator
US6856199B2 (en) * 2000-10-10 2005-02-15 California Institute Of Technology Reconfigurable distributed active transformers
WO2002031967A2 (en) 2000-10-10 2002-04-18 California Institute Of Technology Distributed circular geometry power amplifier architecture
TWI326967B (en) * 2002-03-11 2010-07-01 California Inst Of Techn Differential amplifier
US6996379B2 (en) * 2002-07-23 2006-02-07 Broadcom Corp. Linear high powered integrated circuit transmitter
AU2003301377A1 (en) * 2002-10-18 2004-05-04 California Institute Of Technology Circular geometry oscillators
EP1678821B1 (en) * 2003-10-28 2019-05-01 Axiom Microdevices, Inc. Multi-primary distributed active transformer amplifier power supply and control
EP2262105B1 (en) 2004-03-31 2019-05-22 Axiom Microdevices, Inc. Voltage standing wave ratio detector for power amplifier
US7161423B2 (en) * 2004-06-30 2007-01-09 Silicon Laboratories Inc. Parallel power amplifier and associated methods
US7068104B2 (en) * 2004-07-08 2006-06-27 Amalfi Semiconductor, Inc. Power amplifier utilizing high breakdown voltage circuit topology
US20060006945A1 (en) * 2004-07-08 2006-01-12 Burns Lawrence M Parallel amplifier configuration with power combining and impedance transformation
EP1754306B1 (en) * 2004-12-03 2009-06-10 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Coupling net and mmic amplifier
US7372336B2 (en) * 2004-12-31 2008-05-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Small-sized on-chip CMOS power amplifier having improved efficiency
US20080246547A1 (en) * 2005-03-18 2008-10-09 Nxp B.V. Method And System for Output Matching of Rf Transistors
DE102005014929B4 (de) * 2005-04-01 2008-04-17 Newlogic Technologies Gmbh Integrierte Spule und integrierter Transformator
US7427801B2 (en) * 2005-04-08 2008-09-23 International Business Machines Corporation Integrated circuit transformer devices for on-chip millimeter-wave applications
US7877063B2 (en) * 2005-04-08 2011-01-25 Panasonic Corporation High-frequency amplifier, and transmission/reception system
US7233207B2 (en) * 2005-05-06 2007-06-19 Motorola, Inc. System and method for providing an input to a distributed power amplifying system
KR100709327B1 (ko) * 2005-10-26 2007-04-20 삼성전자주식회사 와이어가 장착된 트랜스포머
KR100756038B1 (ko) * 2005-10-26 2007-09-07 삼성전자주식회사 멀티루프형 트랜스포머
WO2007073716A1 (de) * 2005-12-13 2007-07-05 Technische Universität München Basiseinheit und vorrichtung für die übertragung elektromagnetischer felder
US7414478B2 (en) * 2006-03-31 2008-08-19 Intel Corporation Integrated parallel power amplifier
US8860178B2 (en) 2006-07-03 2014-10-14 Renesas Electronics Corporation Semiconductor device having an inductor
KR100725225B1 (ko) * 2006-08-16 2007-06-04 한국과학기술원 전압결합방식을 위한 ｐｃｂ 분포형 전송선 변압기기
US7675365B2 (en) * 2007-01-10 2010-03-09 Samsung Electro-Mechanics Systems and methods for power amplifiers with voltage boosting multi-primary transformers
US7576611B2 (en) * 2007-01-19 2009-08-18 General Electric Company Systems and methods for high frequency electronic power conversion and amplification
US8169267B2 (en) 2007-03-29 2012-05-01 Multigig, Inc. Wave reversing system and method for a rotary traveling wave oscillator
US8913978B2 (en) * 2007-04-09 2014-12-16 Analog Devices, Inc. RTWO-based down converter
US7710197B2 (en) * 2007-07-11 2010-05-04 Axiom Microdevices, Inc. Low offset envelope detector and method of use
JP4992130B2 (ja) * 2007-09-05 2012-08-08 ルネサスエレクトロニクス株式会社 分布型電力増幅器
KR100968969B1 (ko) * 2007-09-27 2010-07-14 삼성전기주식회사 트랜스포머
US7576607B2 (en) * 2008-01-03 2009-08-18 Samsung Electro-Mechanics Multi-segment primary and multi-turn secondary transformer for power amplifier systems
US8044759B2 (en) * 2008-01-08 2011-10-25 Samsung Electro-Mechanics Overlapping compact multiple transformers
US7812701B2 (en) 2008-01-08 2010-10-12 Samsung Electro-Mechanics Compact multiple transformers
US7777570B2 (en) * 2008-03-12 2010-08-17 Mediatek Inc. Transformer power combiner having secondary winding conductors magnetically coupled to primary winding conductors and configured in topology including series connection and parallel connection
US8994488B2 (en) 2008-03-12 2015-03-31 Mediatek Inc. Transformer power splitter having primary winding conductors magnetically coupled to secondary winding conductors and configured in topology including series connection and parallel connection
JP2009260619A (ja) * 2008-04-16 2009-11-05 Renesas Technology Corp 分布型増幅器
US8742857B2 (en) 2008-05-15 2014-06-03 Analog Devices, Inc. Inductance enhanced rotary traveling wave oscillator circuit and method
US7746174B2 (en) * 2008-06-12 2010-06-29 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems and methods for power amplifier with integrated passive device
US7705684B2 (en) * 2008-06-30 2010-04-27 Intel Corporation Transistor and routing layout for a radio frequency integrated CMOS power amplifier device
US7724083B2 (en) * 2008-08-05 2010-05-25 Northrop Grumman Systems Corporation Method and apparatus for Josephson distributed output amplifier
KR101079428B1 (ko) * 2008-08-08 2011-11-02 삼성전기주식회사 집적 수동 소자 및 ｉｐｄ 트랜스포머
KR101015451B1 (ko) * 2008-08-13 2011-02-16 오정석 건조 펄프와 고로슬러지로 이루어진 거푸집용 판재와 그 제조방법
TWI404085B (zh) * 2008-08-28 2013-08-01 Ind Tech Res Inst 變壓器及其結構與功率放大裝置
JP5168495B2 (ja) * 2008-12-12 2013-03-21 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力増幅回路
JP2010147574A (ja) 2008-12-16 2010-07-01 Renesas Technology Corp 電力増幅器
IT1392575B1 (it) * 2008-12-30 2012-03-09 St Microelectronics Rousset Amplificatore con combinatore di potenza differenziale, a trasformatore attivo distribuito
JP2010212795A (ja) * 2009-03-06 2010-09-24 Toshiba Corp 増幅器及び無線機
US8072270B2 (en) * 2009-04-27 2011-12-06 Broadcom Corporation CMOS RF power amplifier with LDMOS bias circuit for large supply voltages
JP2011066599A (ja) 2009-09-16 2011-03-31 Renesas Electronics Corp 電力増幅装置
US8143952B2 (en) * 2009-10-08 2012-03-27 Qualcomm Incorporated Three dimensional inductor and transformer
DE102010009984A1 (de) * 2009-12-28 2011-06-30 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG, 81671 Verstärkerbaustein mit einem Kompensationselement
JP2011182107A (ja) * 2010-02-26 2011-09-15 Renesas Electronics Corp 電力増幅装置
US8125276B2 (en) * 2010-03-12 2012-02-28 Samsung Electro-Mechanics Sharing of inductor interstage matching in parallel amplification system for wireless communication systems
US8410853B2 (en) * 2010-06-01 2013-04-02 Nxp B.V. Inductive circuit arrangement
JP5530265B2 (ja) * 2010-06-21 2014-06-25 パナソニック株式会社 電力増幅器
US8319556B2 (en) * 2010-11-09 2012-11-27 Raytheon Company Transformer coupled distributed amplifier
JP5269045B2 (ja) * 2010-11-26 2013-08-21 株式会社東芝 電力増幅装置及び連結電力増幅装置
US8319593B2 (en) 2011-03-21 2012-11-27 Mediatek Inc. Signal transforming circuit
US8502598B2 (en) * 2011-09-30 2013-08-06 Intel Corporation Digitally-scalable transformer combining power amplifier
US8487710B2 (en) 2011-12-12 2013-07-16 Analog Devices, Inc. RTWO-based pulse width modulator
US8581668B2 (en) 2011-12-20 2013-11-12 Analog Devices, Inc. Oscillator regeneration device
TWI497907B (zh) * 2012-02-10 2015-08-21 Univ Nat Taiwan 變壓式功率放大器
US8629737B2 (en) * 2012-03-30 2014-01-14 Mediatek Inc. Signal processing apparatus
JP5912808B2 (ja) 2012-04-25 2016-04-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
WO2013180733A1 (en) * 2012-06-01 2013-12-05 Intel Corporation Transformer-based rf power amplifier
JP5989578B2 (ja) 2013-03-14 2016-09-07 株式会社東芝 高周波広帯域増幅回路
US9160289B2 (en) * 2013-05-10 2015-10-13 Raytheon Company Broadband power amplifier having high efficiency
US9722571B2 (en) 2013-05-30 2017-08-01 Mediatek, Inc. Radio frequency transmitter, power combiners and terminations therefor
US9831026B2 (en) * 2013-07-24 2017-11-28 Globalfoundries Inc. High efficiency on-chip 3D transformer structure
US9032355B2 (en) 2013-10-03 2015-05-12 Helic S.A. System and method for integrated transformer synthesis and optimization using constrained optimization problem
US9515062B2 (en) * 2014-12-18 2016-12-06 Intel Corporation Electronic devices and methods having a compact multi-way transformer combiner
DE102014226664B4 (de) * 2014-12-19 2016-08-18 Siemens Healthcare Gmbh Ausgangskombination von Transistoren in MRI-RFPAs
KR20170093252A (ko) * 2014-12-30 2017-08-14 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 무선 주파수 디바이스에서 집적된 cmos 송/수신 스위치
EP3243207A1 (en) * 2015-01-27 2017-11-15 Huawei Technologies Co. Ltd. Transformer, power matching network and digital power amplifier
JP2016174236A (ja) * 2015-03-16 2016-09-29 株式会社東芝 半導体装置
KR101646471B1 (ko) * 2015-08-26 2016-08-08 숭실대학교산학협력단 액티브 발룬 장치
US10211862B2 (en) 2015-09-30 2019-02-19 Skyworks Solutions, Inc. Methods for reducing radiated emissions from power amplifiers
US10181828B2 (en) 2016-06-29 2019-01-15 Skyworks Solutions, Inc. Active cross-band isolation for a transformer-based power amplifier
US10333477B2 (en) 2016-09-08 2019-06-25 The Regents Of The University Of California Switched capacitor house of cards power amplifier
US10312922B2 (en) 2016-10-07 2019-06-04 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for rotary traveling wave oscillators
US10277233B2 (en) 2016-10-07 2019-04-30 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for frequency tuning of rotary traveling wave oscillators
CN109150122B (zh) * 2018-08-01 2023-01-31 南京邮电大学 一种可重构的分布式放大器电路
NL2021654B1 (en) * 2018-09-18 2020-05-07 Prodrive Tech Bv Balun transformer
CN110350877A (zh) * 2019-07-26 2019-10-18 成都理工大学 一种高增益分布式变压器合成的功率放大器
FR3099667A1 (fr) * 2019-07-29 2021-02-05 Stmicroelectronics S.R.L. Oscillateur commandé en tension à transformateur actif distribué
US11527992B2 (en) 2019-09-19 2022-12-13 Analog Devices International Unlimited Company Rotary traveling wave oscillators with distributed stubs
US11387535B2 (en) 2020-05-26 2022-07-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Three-dimensional stacked parallel-parallel power combiner and three-dimensional stacked parallel power combiner with fully symmetrical structure, and communication system including the same
US11264949B2 (en) 2020-06-10 2022-03-01 Analog Devices International Unlimited Company Apparatus and methods for rotary traveling wave oscillators
US11716056B2 (en) 2020-12-02 2023-08-01 Texas Instruments Incorporated Power amplifier with series transformer combiners and harmonic tuning
US20220231642A1 (en) * 2021-01-19 2022-07-21 Qualcomm Incorporated Amplifier with switchable transformer
US11539353B2 (en) 2021-02-02 2022-12-27 Analog Devices International Unlimited Company RTWO-based frequency multiplier
CN113206644B (zh) * 2021-03-24 2022-05-27 电子科技大学 一种带宽可重构的高效率分布式功率放大器
US20240006736A1 (en) 2022-07-01 2024-01-04 Steradian Semiconductors Private Limited Low Power Integrated Circuit with an Efficient Power Combiner

Family Cites Families (144)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3098200A (en) * 1956-10-29 1963-07-16 Honeywell Regulator Co Semiconductor oscillator and amplifier
US3157839A (en) * 1962-02-01 1964-11-17 Harry B Brown Transistorized bridge amplifier with a bias compensating circuit therefor
FR1413073A (fr) 1964-01-22 1965-10-08 Portenseigne Ets Marcel Perfectionnements aux répartiteurs d'énergie hertzienne
DE1276764B (de) 1965-04-15 1968-09-05 Deutsches Post Rundfunk Und Fe Hochfrequenzverteiler
US3430157A (en) 1966-11-10 1969-02-25 John W Wood High efficiency class c amplifier
US3449685A (en) 1967-04-25 1969-06-10 Us Navy Automatic range selector employing plural amplifiers of different gains
US3703685A (en) 1969-09-10 1972-11-21 Labtron Corp Of America Multiband antenna with associated r.f. amplifier
US3652947A (en) 1970-02-24 1972-03-28 Motorola Inc Power amplifier including plurality of push-pull amplifier sections having outputs coupled in parallel
US3694765A (en) 1971-02-08 1972-09-26 Bell Telephone Labor Inc Signal coupling circuit
US3967161A (en) * 1972-06-14 1976-06-29 Lichtblau G J A multi-frequency resonant tag circuit for use with an electronic security system having improved noise discrimination
US3919656A (en) 1973-04-23 1975-11-11 Nathan O Sokal High-efficiency tuned switching power amplifier
US4117415A (en) * 1977-04-14 1978-09-26 Rca Corporation Bridge amplifiers employing complementary transistors
US4165493A (en) 1978-04-17 1979-08-21 Rockwell International Corporation Protected amplifier apparatus
US4181889A (en) 1978-09-05 1980-01-01 General Motors Corporation Citizens band transmitter with overall envelope feedback from antenna coupling filter
US4330754A (en) * 1979-01-25 1982-05-18 Peter Hartley Sound amplifiers
US4283685A (en) * 1979-12-13 1981-08-11 Raytheon Company Waveguide-to-cylindrical array transition
US4305043A (en) * 1980-03-03 1981-12-08 Ford Aerospace & Communications Corporation Coupler having arbitrary impedance transformation ratio and arbitrary coubling ratio
FR2531274A1 (fr) 1982-07-30 1984-02-03 Centre Nat Rech Scient Dispositif combinateur de puissance pour oscillateur ou amplificateur a micro-ondes
US4607323A (en) 1984-04-17 1986-08-19 Sokal Nathan O Class E high-frequency high-efficiency dc/dc power converter
US6229718B1 (en) 1984-10-05 2001-05-08 Ole K. Nilssen Parallel-resonant bridge inverter
US4994760A (en) 1985-02-14 1991-02-19 Signal One Corporation Apparatus and method for combining output signals from parallelly coupled power field effect transistors in high frequency amplifiers
JPS61294850A (ja) * 1985-06-21 1986-12-25 Nec Corp 半導体集積回路装置
US4717884A (en) 1986-04-14 1988-01-05 Motorola, Inc. High efficiency RF power amplifier
JPH0682998B2 (ja) 1986-07-30 1994-10-19 日本電信電話株式会社 電力増幅器
US4706038A (en) 1986-09-29 1987-11-10 Motorola, Inc. Wideband linear Darlington cascode amplifier
US5060298A (en) 1988-12-09 1991-10-22 Siemens Aktiengesellschaft Monolithic double balanced mixer with high third order intercept point employing an active distributed balun
JPH02190003A (ja) * 1989-01-19 1990-07-26 Fujitsu Ltd 位相反転器
US4916410A (en) 1989-05-01 1990-04-10 E-Systems, Inc. Hybrid-balun for splitting/combining RF power
US4994755A (en) 1989-05-22 1991-02-19 Raytheon Company Active balun
JPH0377360A (ja) * 1989-08-18 1991-04-02 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
US5347388A (en) 1989-12-01 1994-09-13 Scientific-Atlanta, Inc. Push-pull optical receiver having gain control
JPH03173289A (ja) 1989-12-01 1991-07-26 Toshiba Corp 最大値／最小値回路
US5081425A (en) 1990-05-24 1992-01-14 E-Systems, Inc. Vswr adaptive power amplifier system
JPH0732335B2 (ja) 1990-11-16 1995-04-10 日本電信電話株式会社 高周波増幅器
US5066925A (en) * 1990-12-10 1991-11-19 Westinghouse Electric Corp. Multi push-pull MMIC power amplifier
US5115204A (en) 1991-02-21 1992-05-19 Pioneer Electronic Corporation Differential amplifier
US5130664A (en) * 1991-03-07 1992-07-14 C-Cor Electronics, Inc. One GHZ CATV repeater station
JPH04302501A (ja) * 1991-03-29 1992-10-26 Anritsu Corp 信号選択装置　　　　
JP3327937B2 (ja) * 1991-09-27 2002-09-24 オリンパス光学工業株式会社 導波路形偏光制御素子
US5223800A (en) * 1991-09-30 1993-06-29 Itt Corporation Distributed arrays of microelectronic amplifiers
WO1993026140A1 (en) 1992-06-05 1993-12-23 Diablo Research Corporation Electrodeless discharge lamp containing push-pull class e amplifier and bifilar coil
US5208725A (en) * 1992-08-19 1993-05-04 Akcasu Osman E High capacitance structure in a semiconductor device
GB9217679D0 (en) * 1992-08-20 1992-09-30 Marconi Gec Ltd Combiners for r.f.power amplifiers
US5327337A (en) 1992-09-01 1994-07-05 Broadcast Electronics, Inc. Resonant push-pull switching power amplifier
JPH06334446A (ja) 1993-05-26 1994-12-02 Shinsaku Mori 補助スイッチによる高出力型ｅ級増幅器
SE502599C2 (sv) 1993-09-09 1995-11-20 Ericsson Ge Mobile Communicat Sätt och anordning vid en homodynmottagare för att minimera läckage av störsignaler
US5479134A (en) 1993-09-20 1995-12-26 Rohm Co., Ltd. Power amplifier circuit for audio signal and audio device using the same
US5483197A (en) 1993-09-28 1996-01-09 Rohm Co., Ltd. Power amplifier circuit for audio signal and audio device using the same
US5698469A (en) * 1994-09-26 1997-12-16 Endgate Corporation Method of making a hybrid circuit with a chip having active devices with extra-chip interconnections
US5600575A (en) 1994-10-05 1997-02-04 Anticole; Robert B. Drive protection monitor for motor and amplifier
JP3487461B2 (ja) 1994-12-17 2004-01-19 ソニー株式会社 変成器及び増幅器
US5793253A (en) 1995-04-28 1998-08-11 Unisys Corporation High power solid state microwave transmitter
US5673001A (en) 1995-06-07 1997-09-30 Motorola, Inc. Method and apparatus for amplifying a signal
US5612647A (en) * 1995-06-30 1997-03-18 Harris Corporation RF power amplifier system having an improved drive system
US5742205A (en) 1995-07-27 1998-04-21 Scientific-Atlanta, Inc. Field effect transistor cable television line amplifier
JP3522969B2 (ja) 1995-10-25 2004-04-26 パイオニア株式会社 Ｂｔｌ増幅器装置
US5872481A (en) 1995-12-27 1999-02-16 Qualcomm Incorporated Efficient parallel-stage power amplifier
US5920240A (en) * 1996-06-19 1999-07-06 The Regents Of The University Of California High efficiency broadband coaxial power combiner/splitter with radial slotline cards
GB2314474B (en) 1996-06-21 2001-03-07 Univ Bristol Low power audio device
US5749051A (en) 1996-07-18 1998-05-05 Ericsson Inc. Compensation for second order intermodulation in a homodyne receiver
US5939766A (en) * 1996-07-24 1999-08-17 Advanced Micro Devices, Inc. High quality capacitor for sub-micrometer integrated circuits
US6203516B1 (en) 1996-08-29 2001-03-20 Bausch & Lomb Surgical, Inc. Phacoemulsification device and method for using dual loop frequency and power control
US6549112B1 (en) * 1996-08-29 2003-04-15 Raytheon Company Embedded vertical solenoid inductors for RF high power application
US5973557A (en) 1996-10-18 1999-10-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High efficiency linear power amplifier of plural frequency bands and high efficiency power amplifier
JP2917949B2 (ja) 1996-12-20 1999-07-12 日本電気株式会社 電力増幅装置及び電力増幅方法
US6008703A (en) 1997-01-31 1999-12-28 Massachusetts Institute Of Technology Digital compensation for wideband modulation of a phase locked loop frequency synthesizer
JP3791115B2 (ja) 1997-05-09 2006-06-28 ソニー株式会社 高周波増幅回路、送信回路及び受信回路
US6121842A (en) * 1997-05-21 2000-09-19 Raytheon Company Cascode amplifier
JP3094955B2 (ja) 1997-06-23 2000-10-03 日本電気株式会社 送信増幅器制御回路
US5926068A (en) 1997-10-16 1999-07-20 Kabushiki Kaisha Toshiba Variable gain amplifier or analog multiplexer with feedforward current blocking
US6011438A (en) 1997-11-27 2000-01-04 Nec Corporation Push-pull wideband semiconductor amplifier
US6160455A (en) * 1998-03-10 2000-12-12 Indigo Manufacturing Inc. Derived power supply for composite bridge amplifiers
JP4166318B2 (ja) 1998-03-25 2008-10-15 松下電器産業株式会社 電力増幅器
US6057571A (en) * 1998-03-31 2000-05-02 Lsi Logic Corporation High aspect ratio, metal-to-metal, linear capacitor for an integrated circuit
US6417535B1 (en) * 1998-12-23 2002-07-09 Lsi Logic Corporation Vertical interdigitated metal-insulator-metal capacitor for an integrated circuit
US6285251B1 (en) 1998-04-02 2001-09-04 Ericsson Inc. Amplification systems and methods using fixed and modulated power supply voltages and buck-boost control
US6137354A (en) 1998-05-18 2000-10-24 Omnipoint Corporation Bypassable amplifier
EP0961412B1 (en) 1998-05-29 2004-10-06 Motorola Semiconducteurs S.A. Frequency synthesiser
WO2000044093A1 (en) 1999-01-22 2000-07-27 Multigig Limited Electronic circuitry
US6107885A (en) 1999-01-25 2000-08-22 General Instrument Corporation Wideband linear GaAsFET ternate cascode amplifier
US6121843A (en) 1999-06-04 2000-09-19 Raytheon Company Charge mode capacitor transimpedance amplifier
US6430403B1 (en) 1999-06-10 2002-08-06 Lucent Technologies Inc. Temperature compensated, zero bias RF detector circuit
EP1067697B1 (en) 1999-06-30 2005-05-11 Siemens Aktiengesellschaft Receiver with feed back circuit for the control of the gain
US6232841B1 (en) 1999-07-01 2001-05-15 Rockwell Science Center, Llc Integrated tunable high efficiency power amplifier
US6351185B1 (en) 1999-08-16 2002-02-26 Globespan, Inc. Increased output swing line drivers for operation at supply voltages that exceed the breakdown voltage of the integrated circuit technology
US6538510B1 (en) * 1999-08-16 2003-03-25 Globespanvirata, Inc. High efficiency, current sink only line driver
US6252455B1 (en) 1999-10-07 2001-06-26 Motorola, Inc. Method and apparatus for efficient signal amplification
US6211728B1 (en) * 1999-11-16 2001-04-03 Texas Instruments Incorporated Modulation scheme for filterless switching amplifiers
US6717998B2 (en) 1999-12-13 2004-04-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Frequency synthesizer apparatus equipped with fraction part control circuit, communication apparatus, frequency modulator apparatus, and frequency modulating method
US6383858B1 (en) * 2000-02-16 2002-05-07 Agere Systems Guardian Corp. Interdigitated capacitor structure for use in an integrated circuit
JP2001308649A (ja) 2000-04-25 2001-11-02 Sharp Corp 高周波電力増幅器および通信装置
US6445248B1 (en) 2000-04-28 2002-09-03 Analog Devices, Inc. Low noise amplifier having sequentially interpolated gain stages
WO2002005418A2 (en) 2000-07-12 2002-01-17 Indigo Manufacturing Inc. Power amplifier with multiple power supplies
US6917245B2 (en) 2000-09-12 2005-07-12 Silicon Laboratories, Inc. Absolute power detector
US6448847B1 (en) * 2000-09-12 2002-09-10 Silicon Laboratories, Inc. Apparatus and method for providing differential-to-single ended conversion and impedance transformation
US6756849B2 (en) 2000-09-12 2004-06-29 Dupuis Timothy J. Absolute power detector
US6385033B1 (en) * 2000-09-29 2002-05-07 Intel Corporation Fingered capacitor in an integrated circuit
US7068987B2 (en) 2000-10-02 2006-06-27 Conexant, Inc. Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture
WO2002031967A2 (en) 2000-10-10 2002-04-18 California Institute Of Technology Distributed circular geometry power amplifier architecture
ATE390755T1 (de) 2000-10-10 2008-04-15 California Inst Of Techn Schalt-leistungsverstärker der e/f-klasse
US6856199B2 (en) 2000-10-10 2005-02-15 California Institute Of Technology Reconfigurable distributed active transformers
US6710644B2 (en) 2000-11-29 2004-03-23 Broadcom Corporation Low pass filter corner frequency tuning circuit and method
JP3979485B2 (ja) 2001-01-12 2007-09-19 株式会社ルネサステクノロジ 信号処理用半導体集積回路および無線通信システム
US6580318B2 (en) 2001-03-08 2003-06-17 Maxim Integrated Products, Inc. Method and apparatus for protecting radio frequency power amplifiers
US6917815B2 (en) 2001-03-14 2005-07-12 California Institute Of Technology Concurrent dual-band receiver architecture
US6509722B2 (en) 2001-05-01 2003-01-21 Agere Systems Inc. Dynamic input stage biasing for low quiescent current amplifiers
US7346134B2 (en) 2001-05-15 2008-03-18 Finesse Wireless, Inc. Radio receiver
US6424227B1 (en) 2001-05-23 2002-07-23 National Scientific Corporation Monolithic balanced RF power amplifier
US6400227B1 (en) 2001-05-31 2002-06-04 Analog Devices, Inc. Stepped gain controlled RF driver amplifier in CMOS
US7062237B2 (en) 2001-06-05 2006-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power amplifier (PA) with improved power regulation
US6498534B1 (en) 2001-06-15 2002-12-24 Lsi Logic Corporation Amplifier circuit for line driver
US6577219B2 (en) 2001-06-29 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multiple-interleaved integrated circuit transformer
KR20030002452A (ko) 2001-06-29 2003-01-09 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 3 밴드 수신주파수 회로
JP2003152455A (ja) 2001-11-14 2003-05-23 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 伝送線路型共振器を用いた高周波発振器
JP3852919B2 (ja) 2001-12-25 2006-12-06 株式会社東芝 無線受信機
US7095819B2 (en) 2001-12-26 2006-08-22 Texas Instruments Incorporated Direct modulation architecture for amplitude and phase modulated signals in multi-mode signal transmission
US7035616B2 (en) 2002-01-04 2006-04-25 International Business Machines Corporation Two-stage variable-gain mixer employing shunt feedback
JP4041323B2 (ja) 2002-03-12 2008-01-30 松下電器産業株式会社 周波数変調装置、周波数変調方法、および、無線回路装置
JP2004039390A (ja) 2002-07-02 2004-02-05 Ushio Inc 高圧放電ランプ点灯装置
US6653891B1 (en) 2002-07-09 2003-11-25 Intel Corporation Voltage regulation
US6707367B2 (en) 2002-07-23 2004-03-16 Broadcom, Corp. On-chip multiple tap transformer and inductor
US7330072B2 (en) 2002-08-01 2008-02-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Circuit for power amplification
US7058374B2 (en) 2002-10-15 2006-06-06 Skyworks Solutions, Inc. Low noise switching voltage regulator
AU2003301377A1 (en) 2002-10-18 2004-05-04 California Institute Of Technology Circular geometry oscillators
US7136431B2 (en) 2002-10-24 2006-11-14 Broadcom Corporation DC offset correcting in a direct conversion or very low IF receiver
JP4282998B2 (ja) 2003-01-08 2009-06-24 パナソニック株式会社 変調器及びその補正方法
US6940981B2 (en) 2003-03-12 2005-09-06 Qsc Audio Products, Inc. Apparatus and method of limiting power applied to a loudspeaker
US7092692B2 (en) 2003-03-31 2006-08-15 Agency For Science, Technology And Research Threshold voltage (Vth), power supply (VDD), and temperature compensation bias circuit for CMOS passive mixer
US6982605B2 (en) 2003-05-01 2006-01-03 Freescale Semiconductor, Inc. Transformer coupled oscillator and method
US6809586B1 (en) 2003-05-13 2004-10-26 Raytheon Company Digital switching power amplifier
US8351891B2 (en) 2003-05-30 2013-01-08 The Regents Of The University Of California Wideband distributed mixers
US6999747B2 (en) 2003-06-22 2006-02-14 Realtek Semiconductor Corp. Passive harmonic switch mixer
US6812771B1 (en) 2003-09-16 2004-11-02 Analog Devices, Inc. Digitally-controlled, variable-gain mixer and amplifier structures
US7376400B2 (en) 2003-09-25 2008-05-20 Texas Instruments Incorporated System and method for digital radio receiver
US7276966B1 (en) 2003-10-28 2007-10-02 Stmicroelectronics N.V. Radio frequency envelope apparatus and method
US20050107043A1 (en) 2003-11-13 2005-05-19 Maxim Integrated Products, Inc. Integration of diversity switch in combination with a T/R switch for a radio transceiver on a single chip
JP4241466B2 (ja) 2004-03-29 2009-03-18 日本電気株式会社 差動増幅器とデジタル・アナログ変換器並びに表示装置
US7272375B2 (en) 2004-06-30 2007-09-18 Silicon Laboratories Inc. Integrated low-IF terrestrial audio broadcast receiver and associated method
US7129784B2 (en) 2004-10-28 2006-10-31 Broadcom Corporation Multilevel power amplifier architecture using multi-tap transformer
US7579906B2 (en) 2004-11-12 2009-08-25 National Semiconductor Corporation System and method for providing a low power low voltage data detection circuit for RF AM signals in EPC0 compliant RFID tags
KR100596005B1 (ko) 2004-11-30 2006-07-05 한국전자통신연구원 복조 회로
US7274253B2 (en) 2005-03-28 2007-09-25 Broadcom Corporation Transmitter apparatus with extended gain control
US7336129B2 (en) 2006-01-24 2008-02-26 Broadcom Corporation Analog amplitude detector
ITTO20060515A1 (it) 2006-07-14 2008-01-15 St Microelectronics Srl "dispositivo per rivelare il valore di picco di un segnale"

Also Published As

Publication number Publication date
US20030184369A1 (en) 2003-10-02
WO2002031967A2 (en) 2002-04-18
US20020135422A1 (en) 2002-09-26
US6737948B2 (en) 2004-05-18
EP1400012B1 (en) 2011-08-31
US20050030098A1 (en) 2005-02-10
US7425869B2 (en) 2008-09-16
AU2002224368A1 (en) 2002-04-22
US8049563B2 (en) 2011-11-01
CN1496605A (zh) 2004-05-12
US20060250187A1 (en) 2006-11-09
KR20030081318A (ko) 2003-10-17
WO2002031967A3 (en) 2004-01-08
US7075371B2 (en) 2006-07-11
ATE522979T1 (de) 2011-09-15
CN1294698C (zh) 2007-01-10
JP2005503679A (ja) 2005-02-03
US6816012B2 (en) 2004-11-09
KR100852315B1 (ko) 2008-08-14
US20090002071A1 (en) 2009-01-01
EP1400012A2 (en) 2004-03-24
JP2010011469A (ja) 2010-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4933598B2 (ja) 分布型環状電力増幅器の構造
US9048020B2 (en) Bond wire transformer
JP5085179B2 (ja) Ｆ級増幅回路
US6614308B2 (en) Multi-stage, high frequency, high power signal amplifier
US20100019857A1 (en) Hybrid impedance matching
US20020180534A1 (en) Switchless multi-resonant, multi-band power amplifier
Park et al. Millimeter-wave series power combining using sub-quarter-wavelength baluns
EP1886404A2 (en) Integrated doherty type amplifier arrangement with high power efficiency
JP4936965B2 (ja) Ｆ級増幅回路
Aoki et al. A 2.4-GHz, 2.2-W, 2-V fully-integrated CMOS circular-geometry active-transformer power amplifier
KR20230129028A (ko) 고신뢰성 애플리케이션을 위한 고효율 이중-구동 전력증폭기
CN114765452A (zh) 用于功率放大器变压器的方法和装置
Aoki et al. A fully-integrated 1.8-V, 2.8-W, 1.9-GHz, CMOS power amplifier
JP5239905B2 (ja) 高周波増幅器
Park et al. Tournament-shaped magnetically coupled power-combiner architecture for RF CMOS power amplifier
US7199667B2 (en) Integrated power amplifier arrangement
US20230216456A1 (en) Power amplifier circuit
US20230092413A1 (en) Radiofrequency amplifier
CN117674748A (zh) 一种射频功率放大器和射频前端模组

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120124

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20120216

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4933598

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150224

Year of fee payment: 3

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250