JPH02190003A - 位相反転器 - Google Patents
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- JPH02190003A JPH02190003A JP1008495A JP849589A JPH02190003A JP H02190003 A JPH02190003 A JP H02190003A JP 1008495 A JP1008495 A JP 1008495A JP 849589 A JP849589 A JP 849589A JP H02190003 A JPH02190003 A JP H02190003A
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 34
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 34
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 34
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/184—Strip line phase-shifters
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/182—Waveguide phase-shifters
-
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
一つの高周波信号から位相差が１８０°ある２つの信号
を得るために用いられる位相反転器に関し、超高周波領
域において広帯域範囲で１８０゛位相差のある２つの信
号を得ることを目的とし、λ／４結合線路にて構成され
る結合回路を４個組合わせてリング状に接続して各結合
回路間に端子を設け、入力端子に入来した信号を２つの
出力端子に１８０゛位相差のある信号として取出す構成
とし、かつ、入力端子と・一方の出力端子との間の結合
回路と、入力端子と他方の出力端子との間の結合回路と
の型を開放型−接地型の如き異なる型、他の２つの結合
回路の型を開放型−開放型、又は、接地型−接地型の如
き同じ型で構成する。
を得るために用いられる位相反転器に関し、超高周波領
域において広帯域範囲で１８０゛位相差のある２つの信
号を得ることを目的とし、λ／４結合線路にて構成され
る結合回路を４個組合わせてリング状に接続して各結合
回路間に端子を設け、入力端子に入来した信号を２つの
出力端子に１８０゛位相差のある信号として取出す構成
とし、かつ、入力端子と・一方の出力端子との間の結合
回路と、入力端子と他方の出力端子との間の結合回路と
の型を開放型−接地型の如き異なる型、他の２つの結合
回路の型を開放型−開放型、又は、接地型−接地型の如
き同じ型で構成する。
本発明は、一つの高周波信号から位相差が１８０°ある
２つの信号を得るために用いられ、かつ、２つの等振幅
の信号を入力した時同相成分と１８０°の位相差がある
成分とに分離できる橢能を持つ位相反転器に関する。
２つの信号を得るために用いられ、かつ、２つの等振幅
の信号を入力した時同相成分と１８０°の位相差がある
成分とに分離できる橢能を持つ位相反転器に関する。
位相反転器としては、コイルを使用した変成器やコンデ
ンサ、インダクタンス等の素子を用いた低周波領域用の
位相変調器の構成のものが知られているが、これらの回
路は超高周波領域においては浮遊容量のために用いるこ
とができない。そこで、超高周波領域においては結合線
路等の分布定数回路を使用プる必要がある。
ンサ、インダクタンス等の素子を用いた低周波領域用の
位相変調器の構成のものが知られているが、これらの回
路は超高周波領域においては浮遊容量のために用いるこ
とができない。そこで、超高周波領域においては結合線
路等の分布定数回路を使用プる必要がある。
第９図は平行結合線路を用いた従来の位相反転器の平面
図を示す。このものは、プリント基板１十にリング状の
伝送線路部２及び３を帽合わせて設け、λ／４平行結合
線路としたものである。端子４＋ 、４２．４３．４４
の位相差は９０°ずつ異なっているので、端子４１から
入力された信号は端子４２と端子４４とに等しく分配さ
れて１８０゛位相差をもった信号が夫々出力されること
になる。この場合、端子４３には端子４２から出力され
る信号と端子４２から出力される信号と端子４４から出
力される信号とが合成されるが、端子４２．４４の各出
力は１８０゛位相差があるのでその合成によって端子４
３からは信号は出力されない。
図を示す。このものは、プリント基板１十にリング状の
伝送線路部２及び３を帽合わせて設け、λ／４平行結合
線路としたものである。端子４＋ 、４２．４３．４４
の位相差は９０°ずつ異なっているので、端子４１から
入力された信号は端子４２と端子４４とに等しく分配さ
れて１８０゛位相差をもった信号が夫々出力されること
になる。この場合、端子４３には端子４２から出力され
る信号と端子４２から出力される信号と端子４４から出
力される信号とが合成されるが、端子４２．４４の各出
力は１８０゛位相差があるのでその合成によって端子４
３からは信号は出力されない。
第９図に示す構成の位相反転器を用いてプッシュプル増
幅器を構成した従来例として、［Ｔｈｅｌ ３ ｔｈ
Ｉ ｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ
ｅｅ ｏｎＩ ｎｆｒａｒｅｄ ａｎｄ Ｍ ｉｌｌ
ｉｍｅｔｅｒｗａｖｅ Ｊ （１９８８年１２月〉に
記載されているものが知られている。
幅器を構成した従来例として、［Ｔｈｅｌ ３ ｔｈ
Ｉ ｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ
ｅｅ ｏｎＩ ｎｆｒａｒｅｄ ａｎｄ Ｍ ｉｌｌ
ｉｍｅｔｅｒｗａｖｅ Ｊ （１９８８年１２月〉に
記載されているものが知られている。
第１０図（Ａ）は第９図に示１従来例の正規化周波数対
振幅特性図、第１０図（Ｂ）はぞの正規化周波数対位相
特性図である。各図ともに丁は端子４Ｉから端子４２へ
出力される信号の特性、■は端子４１から端子４４へ出
力される信号の特性である。第１０図（Ａ）Ｊ：り明ら
かな如く、端子４１から端子４２へ出力される信号の振
幅特性は中心周波数ｆ。に対して±０．４ｆｏ程度の範
囲で略平坦どなるが、端子４１から端Ｆ４４へ出力され
る信号の振幅特性１ま中心周波数ｆｏ （例えば、１
２．５ＧＨｚ）に対して高々±０．２ｆ、程度の範囲し
か平坦とならない。一方、第１０図（Ｂ）より明らかな
如く、位相特性は端子４１から端子４２へ出力される信
号及び端子４１から端子４４へ出力される信号ともに中
心周波数ｆ。に対して±０．４ｆ、程度の範囲で１８０
゛位相差の信号を得ることができる。
振幅特性図、第１０図（Ｂ）はぞの正規化周波数対位相
特性図である。各図ともに丁は端子４Ｉから端子４２へ
出力される信号の特性、■は端子４１から端子４４へ出
力される信号の特性である。第１０図（Ａ）Ｊ：り明ら
かな如く、端子４１から端子４２へ出力される信号の振
幅特性は中心周波数ｆ。に対して±０．４ｆｏ程度の範
囲で略平坦どなるが、端子４１から端Ｆ４４へ出力され
る信号の振幅特性１ま中心周波数ｆｏ （例えば、１
２．５ＧＨｚ）に対して高々±０．２ｆ、程度の範囲し
か平坦とならない。一方、第１０図（Ｂ）より明らかな
如く、位相特性は端子４１から端子４２へ出力される信
号及び端子４１から端子４４へ出力される信号ともに中
心周波数ｆ。に対して±０．４ｆ、程度の範囲で１８０
゛位相差の信号を得ることができる。
第９図に示す従来例は、端？４２．４３間、端子４４．
４３間は結合線路を構成していないので、第１０図（Ａ
）より明らかな如く、特に、端子４１から端子４４へ出
力される信号の振幅特性が中心周波数ｆｏに対して＾々
＋ Ｑ、２ｆ、程度の範囲しか平坦にならず、使用可能
帯域としては±０．２ｆｏのように比較的狭いものとな
り、利用範囲が限られてしまう問題点があった。。
４３間は結合線路を構成していないので、第１０図（Ａ
）より明らかな如く、特に、端子４１から端子４４へ出
力される信号の振幅特性が中心周波数ｆｏに対して＾々
＋ Ｑ、２ｆ、程度の範囲しか平坦にならず、使用可能
帯域としては±０．２ｆｏのように比較的狭いものとな
り、利用範囲が限られてしまう問題点があった。。
本発明は、超高周波領域において広帯域範囲で１８０゛
位相差のある２つの信号を得ることがでさる位相反転器
を捉供することを目的とする。
位相差のある２つの信号を得ることがでさる位相反転器
を捉供することを目的とする。
第１図は本発明の原理図を示す。同図中、５０１゜５０
２．５０ｉ 、５０４はλ／４結合線路にて構成される
結合回路で、これを４個組合わせてリング状に接続して
各結合回路間に端子５１．５２゜５３．５４を設けられ
ている。５１は入力端子、５２．５４は出力端ｒで、入
力Ｇさ′ｆ５１に入来した信号を２つの出力端子５２．
５４に１８０゛位相差のある信号として取出し、端Ｆ５
３に信号が出力されない構成とする。
２．５０ｉ 、５０４はλ／４結合線路にて構成される
結合回路で、これを４個組合わせてリング状に接続して
各結合回路間に端子５１．５２゜５３．５４を設けられ
ている。５１は入力端子、５２．５４は出力端ｒで、入
力Ｇさ′ｆ５１に入来した信号を２つの出力端子５２．
５４に１８０゛位相差のある信号として取出し、端Ｆ５
３に信号が出力されない構成とする。
この場合、入力端子５１と・一方の出力端子５２との間
の結合回路５０１と、入力端子５１と他方の出力端子５
４との間の結合回路５０４との型を開放型−接地型の如
き異なる型、伯の２つの結合回路５０２．５０３の型を
開放型−開放型、又は、接地型−接地型の如き同じ型で
構成してなる。
の結合回路５０１と、入力端子５１と他方の出力端子５
４との間の結合回路５０４との型を開放型−接地型の如
き異なる型、伯の２つの結合回路５０２．５０３の型を
開放型−開放型、又は、接地型−接地型の如き同じ型で
構成してなる。
入力端子５１に入来した信号は２つの出力端子５２．５
４に１８０゛位相差をもった信号として取出される。こ
こで、結合回路５０１ 、５０４を開放型−接地型の異
なった型とし、結合回路５０２゜５０３を開放型−開放
型、又は、接地型−接地型の同じ型とし、このように４
つの結合回路を組合わせた構成としているので、２つの
結合回路しか組合わせていない従来例に比して中心周波
数ｆＯに対して例えば±０．４ｆＯのように使用帯域を
広（とり得る。
４に１８０゛位相差をもった信号として取出される。こ
こで、結合回路５０１ 、５０４を開放型−接地型の異
なった型とし、結合回路５０２゜５０３を開放型−開放
型、又は、接地型−接地型の同じ型とし、このように４
つの結合回路を組合わせた構成としているので、２つの
結合回路しか組合わせていない従来例に比して中心周波
数ｆＯに対して例えば±０．４ｆＯのように使用帯域を
広（とり得る。
第２図は本発明の第１実施例（結合線路を使用）の平面
図を示すａ １０＋ 、 １０２ 、１０３ 、１０４
は略半円状をなした伝送線路部で、プリント基板上に形
成されており、これらをリング状に組合わせることによ
って後述するλ／４平行結合線路を４個接続した構成の
結合線路とする。同図中、白丸印は開放端、黒丸印は接
地端を示す。前記λ／４平行結合線路は第３図に示す如
く、両端開放型（同図（Ａ））及び両端接地型（同図（
Ｂ））があり、これらは帯域フィルタとして動作する。
図を示すａ １０＋ 、 １０２ 、１０３ 、１０４
は略半円状をなした伝送線路部で、プリント基板上に形
成されており、これらをリング状に組合わせることによ
って後述するλ／４平行結合線路を４個接続した構成の
結合線路とする。同図中、白丸印は開放端、黒丸印は接
地端を示す。前記λ／４平行結合線路は第３図に示す如
く、両端開放型（同図（Ａ））及び両端接地型（同図（
Ｂ））があり、これらは帯域フィルタとして動作する。
第３図（Ａ）に示すものは、端子１１と端子１２どの位
相差が中心周波数ｆｏにおいて＋９０°となり、第３図
（Ｂ）に示すものは、端子１３と端子１４どの位相差が
中心周波数ｆ、において−９０゜となることが知られて
いる。
相差が中心周波数ｆｏにおいて＋９０°となり、第３図
（Ｂ）に示すものは、端子１３と端子１４どの位相差が
中心周波数ｆ、において−９０゜となることが知られて
いる。
第２図（Ａ）において、端子２０．２１間、端子２１．
２２間、端子２２．２３間を第３図（Ａ）に示す両端開
放型、端子２０．２３間を第３図（Ｂ）に示す両端接地
型にて構成する。ここで、端子２０に入来した信号は端
子２１．２３に１８０゛位相差の異なった信号として取
出され、特に、中心周波数ｆ、においては端子２０．２
１間は＋９０°、端子２０．２３間は−・９０°の位相
差となる。
２２間、端子２２．２３間を第３図（Ａ）に示す両端開
放型、端子２０．２３間を第３図（Ｂ）に示す両端接地
型にて構成する。ここで、端子２０に入来した信号は端
子２１．２３に１８０゛位相差の異なった信号として取
出され、特に、中心周波数ｆ、においては端子２０．２
１間は＋９０°、端子２０．２３間は−・９０°の位相
差となる。
本発明の第１実施例は、端子２０．２１間、・端子２１
．２２間、端子２２．２３間、端子２３゜２０間を全て
λ／４平行結合線路にて構成したので、第９図に示す従
来例のように端子４＋ 、４４間しか結合線路を用いて
いないものに比して使用帯域を広くとり得、例えば±０
．３ｆＯのように広帯域で振幅特性を平坦にできる。
．２２間、端子２２．２３間、端子２３゜２０間を全て
λ／４平行結合線路にて構成したので、第９図に示す従
来例のように端子４＋ 、４４間しか結合線路を用いて
いないものに比して使用帯域を広くとり得、例えば±０
．３ｆＯのように広帯域で振幅特性を平坦にできる。
一方、第２図（Ｂ）において、端子２０．２１間を両端
開放型、端子２１．２２間、端子２２゜２３間、端子２
３．２０を両端接地型にて構成する。このものも、端子
２０に入来した信号は端子２１．２３に１８０°位相の
異なった信号として取出され、第２図（Ａ）に示すもの
と同様、端子２０．２１間、端子２１．２２間、端子２
２゜２３間、端子２３．２０間を全てλ／４平行結合線
路にて構成しているので広帯域で使用できる。
開放型、端子２１．２２間、端子２２゜２３間、端子２
３．２０を両端接地型にて構成する。このものも、端子
２０に入来した信号は端子２１．２３に１８０°位相の
異なった信号として取出され、第２図（Ａ）に示すもの
と同様、端子２０．２１間、端子２１．２２間、端子２
２゜２３間、端子２３．２０間を全てλ／４平行結合線
路にて構成しているので広帯域で使用できる。
このように、本発明では、隣合う端子間に全てλ／４平
行結合線路を用い、特に、端子２０゜２１ｒＷｉ、端子
２０．２３間に異なる型のものく両端開放型−両端接地
型）を使用し、かつ、端子２１．２２間、端子２２．２
３間に同じ型のもの（両端開放型−両端開放型、又は、
両端接地型−両端接地型を使用しているので、±０．３
ｆＯのような比較的広い帯域において端子２１．２３間
に１８０゛位相差の超高周波信号を得ることができる。
行結合線路を用い、特に、端子２０゜２１ｒＷｉ、端子
２０．２３間に異なる型のものく両端開放型−両端接地
型）を使用し、かつ、端子２１．２２間、端子２２．２
３間に同じ型のもの（両端開放型−両端開放型、又は、
両端接地型−両端接地型を使用しているので、±０．３
ｆＯのような比較的広い帯域において端子２１．２３間
に１８０゛位相差の超高周波信号を得ることができる。
第４図は本発明の第２実施例（結合線路の一回路である
方向性結合器を使用）の平面図を示す。
方向性結合器を使用）の平面図を示す。
３５＋ 、３５２．３５３．３５４ はｌｉ！！ｉ＋状
に組合わされた伝送線路部で、プリント基板上に形成さ
れており、これらをリング状に組合わせることによって
後述するラングカブラ形（多導体結合器の一種）の方向
性結合器を４個接続した構成の方向性結合器とする。同
図中、白丸印は開放感、黒丸印は接地端を示す。前記り
向性結合器は第５図に示す如く、端子６１（カップルボ
ート）、６２（メインボート）をともに開放端とする開
放型、及び、端子６１．６２をともに接地端とする接地
型があり、開放型のものは端子６３（インプットボート
＞、６４（アイソレートボート）間の位相差が中心周波
数ｆ、において→・９０°となり、接地型のものは端子
６３．６４間の位相差が中心周波数ｆｏにおいて一９０
°となるｎなお、６５はジャンプワイヤで、所定端子ど
うしを他の端子をジャンプして接続している。第５図に
示す方向性結合器そのものは従来公知のものである。
に組合わされた伝送線路部で、プリント基板上に形成さ
れており、これらをリング状に組合わせることによって
後述するラングカブラ形（多導体結合器の一種）の方向
性結合器を４個接続した構成の方向性結合器とする。同
図中、白丸印は開放感、黒丸印は接地端を示す。前記り
向性結合器は第５図に示す如く、端子６１（カップルボ
ート）、６２（メインボート）をともに開放端とする開
放型、及び、端子６１．６２をともに接地端とする接地
型があり、開放型のものは端子６３（インプットボート
＞、６４（アイソレートボート）間の位相差が中心周波
数ｆ、において→・９０°となり、接地型のものは端子
６３．６４間の位相差が中心周波数ｆｏにおいて一９０
°となるｎなお、６５はジャンプワイヤで、所定端子ど
うしを他の端子をジャンプして接続している。第５図に
示す方向性結合器そのものは従来公知のものである。
第４図（Ａ）において、端子３０．３１間、端子３１．
３２問、端子３２．３３間を開放型、端子３０．３３間
を接地型にて構成する。ここで、端子３０に入来した信
号は端子３１．３３に１８０゛位相差の異なった信号と
して取出され、特に、中心周波数ｆｏにおいては端子３
０．３１間は→−９０°、端Ｆ３０．３３間は一９０゛
の位相差どなる。一方、第４図（Ｂ）にＪ５い−て、端
子３０．３１間を開放型、端子３１．３２間、端子３２
．３３間、端子３３．３０間を接地）りにて構成する。
３２問、端子３２．３３間を開放型、端子３０．３３間
を接地型にて構成する。ここで、端子３０に入来した信
号は端子３１．３３に１８０゛位相差の異なった信号と
して取出され、特に、中心周波数ｆｏにおいては端子３
０．３１間は→−９０°、端Ｆ３０．３３間は一９０゛
の位相差どなる。一方、第４図（Ｂ）にＪ５い−て、端
子３０．３１間を開放型、端子３１．３２間、端子３２
．３３間、端子３３．３０間を接地）りにて構成する。
このものも、１４４図（Δ）に示すものと同様に、端子
３０に入来した信号は端子３１゜３３に１８０゛位相差
の異なった信号として取出され、中心周波数ｆ。におい
ては端子３０．３１間は→９０°、端子３０．３３問は
一９０゛の位相差となる。
３０に入来した信号は端子３１゜３３に１８０゛位相差
の異なった信号として取出され、中心周波数ｆ。におい
ては端子３０．３１間は→９０°、端子３０．３３問は
一９０゛の位相差となる。
本発明の第２実施例も、第１実施例と全く同様に、端子
３０．３１間、端子３１．３２間、端子３２．３３間、
端子３３．３０間を全て方向性結合器にて構成したので
、第６図（Ａ＞の正規化周波数対振幅特性図に示す如く
、端子３０から端子３１へ出力される信号の振幅特性（
ＩＩＩ）及び端子３０から端子３３へ出力される信号の
振幅特性（ＩＶ）は中心周波数ｆ、（例えば、１２．５
ＧＨｚ）に対して±０．４ｆｏ程度の範囲で平坦とし得
、従来例に比して広い帯域で使用できる。なお、第６図
（Ｂ）は正規化周波数対位相特性図（■は端子３０から
端子３１へ出力される信号の位相特性、■は端子３０か
ら端子３３へ出力される信号の位相特性で、±０．４ｆ
’。程度の範囲で１８０゛位相差の信号を得ることがで
きる。
３０．３１間、端子３１．３２間、端子３２．３３間、
端子３３．３０間を全て方向性結合器にて構成したので
、第６図（Ａ＞の正規化周波数対振幅特性図に示す如く
、端子３０から端子３１へ出力される信号の振幅特性（
ＩＩＩ）及び端子３０から端子３３へ出力される信号の
振幅特性（ＩＶ）は中心周波数ｆ、（例えば、１２．５
ＧＨｚ）に対して±０．４ｆｏ程度の範囲で平坦とし得
、従来例に比して広い帯域で使用できる。なお、第６図
（Ｂ）は正規化周波数対位相特性図（■は端子３０から
端子３１へ出力される信号の位相特性、■は端子３０か
ら端子３３へ出力される信号の位相特性で、±０．４ｆ
’。程度の範囲で１８０゛位相差の信号を得ることがで
きる。
第７図は本発明になる位相反転器をプツシ１ゾル高周波
増幅器に適用した場合の構成図を示１）、第８図はその
回路図を示す。第７図（Ａ）はλ／４平行結合線路を用
いた場合、同図（Ｂ）は方向性結合器を用いた場合であ
る。第７図（Ａ）。
増幅器に適用した場合の構成図を示１）、第８図はその
回路図を示す。第７図（Ａ）はλ／４平行結合線路を用
いた場合、同図（Ｂ）は方向性結合器を用いた場合であ
る。第７図（Ａ）。
（Ｂ）ともに第２図及び第４図に示１溝成において、端
子２２．２３に無反射終端（５Ｑｏｈｍ）を接続してい
る。一般に、ブラシツープル増幅器は高効率であり、か
つ、２激高周波が打消されるので歪が少なくなるメリッ
トがある。
子２２．２３に無反射終端（５Ｑｏｈｍ）を接続してい
る。一般に、ブラシツープル増幅器は高効率であり、か
つ、２激高周波が打消されるので歪が少なくなるメリッ
トがある。
第８図において、４０．４１は本発明になる位相反転器
で、その間に増幅器Ａ１．Ａ２が接続されている。Ｒ「
入力信号ａは位相反転器４０で０°位相差の信号す及び
１８０゛位相差の信号Ｃとされ、夫々増幅器Ａ＋ 、Ａ
２で増幅されて位相反転器４１に供給され、大々合成さ
れてＲＦ入力信号ａに対してレベル増幅されたＲＦ出出
力分得ることができる。増幅器ＡＩ、Ａ２はＢ級動作の
ため、入力信号の片側極性のみ増幅する。この場合、信
号すの基準ＤＣ電位及び信号Ｃの基準ＤＣ電位を合わせ
るために位相反転器４０．４１には中点アース端子４２
．４３を必要とする。
で、その間に増幅器Ａ１．Ａ２が接続されている。Ｒ「
入力信号ａは位相反転器４０で０°位相差の信号す及び
１８０゛位相差の信号Ｃとされ、夫々増幅器Ａ＋ 、Ａ
２で増幅されて位相反転器４１に供給され、大々合成さ
れてＲＦ入力信号ａに対してレベル増幅されたＲＦ出出
力分得ることができる。増幅器ＡＩ、Ａ２はＢ級動作の
ため、入力信号の片側極性のみ増幅する。この場合、信
号すの基準ＤＣ電位及び信号Ｃの基準ＤＣ電位を合わせ
るために位相反転器４０．４１には中点アース端子４２
．４３を必要とする。
第７図（Ａ）に示すものは位相反転５４０ａ。
４１ａともに第２図（Ａ）に示す構成の結合線路を用い
、位相反転器４０ａの端子２０に入来したＲ「入力を端
子２１．２３に１８０゛の位相差で出力し、位相反転３
４１ ａでこれらを合成して端子２０より取出す。この
場合、本発明では結合線路を４個組合わせて一部に接地
型の結合線路を設けた構成としているので、実質上端子
２１．２３間の結合線路を中点アース端子とみなし得、
プッシュプル高周波増幅器に適用できる。囚に、開放型
の結合回路のみで構成される従来例の位相反転器では中
点アース端子を設けることはできず、プッシュプル高周
波増幅器に適用できない３゜第７図（Ｂ）に示すものは
位相反転器４０ｂ。
、位相反転器４０ａの端子２０に入来したＲ「入力を端
子２１．２３に１８０゛の位相差で出力し、位相反転３
４１ ａでこれらを合成して端子２０より取出す。この
場合、本発明では結合線路を４個組合わせて一部に接地
型の結合線路を設けた構成としているので、実質上端子
２１．２３間の結合線路を中点アース端子とみなし得、
プッシュプル高周波増幅器に適用できる。囚に、開放型
の結合回路のみで構成される従来例の位相反転器では中
点アース端子を設けることはできず、プッシュプル高周
波増幅器に適用できない３゜第７図（Ｂ）に示すものは
位相反転器４０ｂ。
４１ｂともに第４図（Ｂ）に示す構成の方向性結合器を
用い、位相反転器４０ｂの端子３０に入来したＲＦ大入
力端Ｆ−３１，３３に１８０゛の位相差で出力し、位相
反転３４１ｂでこれらを合成して端子３０より取出す。
用い、位相反転器４０ｂの端子３０に入来したＲＦ大入
力端Ｆ−３１，３３に１８０゛の位相差で出力し、位相
反転３４１ｂでこれらを合成して端子３０より取出す。
このものも実質上端？−３１゜３３間に中点アース端子
を設けたものと等価となり、プッシュプル高周波増幅器
に適用できる。
を設けたものと等価となり、プッシュプル高周波増幅器
に適用できる。
なお、本発明に用いられるλ／４平行結合線路は上記実
施例のように略半円状の形状の他、例えば直線状のもの
でもよい。
施例のように略半円状の形状の他、例えば直線状のもの
でもよい。
又、他の応用例として、ミキサ、モノパルスコンパレー
タ等が考えられる。
タ等が考えられる。
又、本発明゛の第１実施例の変形実施例として、第９図
（Ａ）〜（Ｄ）に示す構成のものが考よられる。
（Ａ）〜（Ｄ）に示す構成のものが考よられる。
〔発明の効果〕
以上説明した如く、本発明によれば、超高周波領域で、
広帯域において１８ａ゛位相差のある２つの信号を得る
ことができる。
広帯域において１８ａ゛位相差のある２つの信号を得る
ことができる。
第１図は本発明の原理図、
第２図は本発明の第１実施例の平面図、第３図はλ／４
平行結合線路の平面図、第４図は本発明の第２実施例の
平面図、第５図は方向性結合器の平面図、 第６図は本発明の第２実施例の振幅及び位相特性図、 第７図は本発明になる位相反転器をプッシュプル高周波
増幅器に適用した場合の構成図、第８図は本発明になる
位相反転器を適用されるプッシュプル高周波増幅器の回
路図、 第９図は本発明の第１実流例の変形実施例の平面図、 第１０図は従来の位相反転器の平面図、第１１図は従来
例の振幅及び位相特性図である。 図において、 １０１〜１０４．３５＋〜３５４は伝送線路部、２０〜
２３．３０〜３３．５１〜５４は端子、４０．４１．４
０ａ、４１ａ、４０ｂ、４１ｂは位相反転器、 ５０１〜５０４は結合回路 を示す。 第１０図 第１１図 ７杖旧可斃顎く ＝〇、２ ｆ。
平行結合線路の平面図、第４図は本発明の第２実施例の
平面図、第５図は方向性結合器の平面図、 第６図は本発明の第２実施例の振幅及び位相特性図、 第７図は本発明になる位相反転器をプッシュプル高周波
増幅器に適用した場合の構成図、第８図は本発明になる
位相反転器を適用されるプッシュプル高周波増幅器の回
路図、 第９図は本発明の第１実流例の変形実施例の平面図、 第１０図は従来の位相反転器の平面図、第１１図は従来
例の振幅及び位相特性図である。 図において、 １０１〜１０４．３５＋〜３５４は伝送線路部、２０〜
２３．３０〜３３．５１〜５４は端子、４０．４１．４
０ａ、４１ａ、４０ｂ、４１ｂは位相反転器、 ５０１〜５０４は結合回路 を示す。 第１０図 第１１図 ７杖旧可斃顎く ＝〇、２ ｆ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 λ／４結合線路にて構成される結合回路（５０＿１）（
５０＿２）（５０＿３）（５０＿４）を４個組合わせて
リング状に接続して該各結合回路（５０＿１〜５０＿４
）間に端子（５１，５２，５３，５４）を設け、 入力端子（５１）に入来した信号を２つの出力端子（５
２，５４）に１８０°位相差のある信号として取出し、
端子（５３）に信号が出力されない構成とし、 かつ、該入力端子（５１）と一方の出力端子（５２）と
の間の結合回路（５０＿１）と、該入力端子（５１）と
他方の出力端子（５４）との間の結合回路（５０＿４）
との型を開放型−接地型の如き異なる型、他の２つの結
合回路（５０＿２，５０＿３）の型を開放型−開放型、
又は、接地型−接地型の如き同じ型で構成してなること
を特徴とする位相反転器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008495A JPH02190003A (ja) | 1989-01-19 | 1989-01-19 | 位相反転器 |
| EP90101029A EP0379202B1 (en) | 1989-01-19 | 1990-01-18 | Phase inverter and push-pull amplifier using the same |
| US07/466,751 US5107223A (en) | 1989-01-19 | 1990-01-18 | Phase inverter and push-pull amplifier using the same |
| DE69023518T DE69023518D1 (de) | 1989-01-19 | 1990-01-18 | Phasenumkehrstufe und Gegentaktverstärker mit einer derartigen Stufe. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008495A JPH02190003A (ja) | 1989-01-19 | 1989-01-19 | 位相反転器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02190003A true JPH02190003A (ja) | 1990-07-26 |
Family
ID=11694700
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1008495A Pending JPH02190003A (ja) | 1989-01-19 | 1989-01-19 | 位相反転器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5107223A (ja) |
| EP (1) | EP0379202B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02190003A (ja) |
| DE (1) | DE69023518D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006186838A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Tokimec Inc | 歪生成器及び低歪増幅器 |
| WO2011161847A1 (ja) * | 2010-06-21 | 2011-12-29 | パナソニック株式会社 | 電力増幅器 |
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| JP2665251B2 (ja) * | 1989-02-15 | 1997-10-22 | 富士通株式会社 | マイクロ波増幅器 |
| JPH10233813A (ja) * | 1996-12-16 | 1998-09-02 | Murata Mfg Co Ltd | ４相位相変換器 |
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| JP2001267857A (ja) * | 2000-03-14 | 2001-09-28 | Samsung Electronics Co Ltd | 電力増幅器 |
| US6856199B2 (en) | 2000-10-10 | 2005-02-15 | California Institute Of Technology | Reconfigurable distributed active transformers |
| AU2002224368A1 (en) | 2000-10-10 | 2002-04-22 | California Institute Of Technology | Distributed circular geometry power amplifier architecture |
| TWI326967B (en) | 2002-03-11 | 2010-07-01 | California Inst Of Techn | Differential amplifier |
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-
1989
- 1989-01-19 JP JP1008495A patent/JPH02190003A/ja active Pending
-
1990
- 1990-01-18 US US07/466,751 patent/US5107223A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-01-18 DE DE69023518T patent/DE69023518D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-01-18 EP EP90101029A patent/EP0379202B1/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5107223A (en) | 1992-04-21 |
| EP0379202A3 (en) | 1991-04-10 |
| EP0379202A2 (en) | 1990-07-25 |
| EP0379202B1 (en) | 1995-11-15 |
| DE69023518D1 (de) | 1995-12-21 |
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