JPH0682998B2 - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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- JPH0682998B2 JPH0682998B2 JP62158419A JP15841987A JPH0682998B2 JP H0682998 B2 JPH0682998 B2 JP H0682998B2 JP 62158419 A JP62158419 A JP 62158419A JP 15841987 A JP15841987 A JP 15841987A JP H0682998 B2 JPH0682998 B2 JP H0682998B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
- H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は高周波帯の非線形増幅に適する電力増幅器に
関する。
関する。
従来のこの種の電力増幅器としてＦ級増幅器が知られて
いる（例えばTayler,V.J.“A New High Efficismy High
Power Amplifier"Marconi Reviem,vol.21,No.130,pp.9
6〜109,3rd Quater 1958）。Ｆ級増幅器は第１図に示す
ように入力端子11からの入力信号は増幅素子としてのFE
T12のゲートに供給され、FET12のソースは接地され、ド
レインは高周波を阻止するチョークコイル13を通じて電
源端子14に接続される。FET12のドレインは、入力信号
の第２高調波成分を通過させる濾波器15を通じて接地さ
れると共に、入力信号の基本波成分を通過させる濾波器
16、更にインピーダンス整合回路17を通じて出力端子18
に接続される。
いる（例えばTayler,V.J.“A New High Efficismy High
Power Amplifier"Marconi Reviem,vol.21,No.130,pp.9
6〜109,3rd Quater 1958）。Ｆ級増幅器は第１図に示す
ように入力端子11からの入力信号は増幅素子としてのFE
T12のゲートに供給され、FET12のソースは接地され、ド
レインは高周波を阻止するチョークコイル13を通じて電
源端子14に接続される。FET12のドレインは、入力信号
の第２高調波成分を通過させる濾波器15を通じて接地さ
れると共に、入力信号の基本波成分を通過させる濾波器
16、更にインピーダンス整合回路17を通じて出力端子18
に接続される。
FET12はＢ級又はAB級のバイアスが与えられ、入力端子1
1より入力された入力信号はFET12において高調波が発生
される。その第２次高調波成分に対しては濾波器15が短
絡負荷として作用し、第３次高調波（奇数次高調波）成
分に対しては開放負荷として動作する。この結果、第２
図Ａに点線で示すように入力信号の基本波成分と第２次
高調波成分とが重畳した電流ｉ（ｔ）が流れ、実線で示
すように入力信号の基本波成分と第３次高調波成分とが
重畳した電力ｖ（ｔ）が電流ｉ（ｔ）に対し180度位相
を異にして流れ、増幅動作がスイッチング動作に近く、
第２図Ａで電流ｉ（ｔ）の波形と電圧ｖ（ｔ）の波形と
が重なる部分がFET12内での損失となり、この損失が少
なく、高効率が達成される。しかも電流ｉ（ｔ）の波形
は正弦波の半波に近く、電圧ｖ（ｔ）の波形が方形波に
近く、これらが互に重ならない程高い効率が得られるこ
とが知られている。
1より入力された入力信号はFET12において高調波が発生
される。その第２次高調波成分に対しては濾波器15が短
絡負荷として作用し、第３次高調波（奇数次高調波）成
分に対しては開放負荷として動作する。この結果、第２
図Ａに点線で示すように入力信号の基本波成分と第２次
高調波成分とが重畳した電流ｉ（ｔ）が流れ、実線で示
すように入力信号の基本波成分と第３次高調波成分とが
重畳した電力ｖ（ｔ）が電流ｉ（ｔ）に対し180度位相
を異にして流れ、増幅動作がスイッチング動作に近く、
第２図Ａで電流ｉ（ｔ）の波形と電圧ｖ（ｔ）の波形と
が重なる部分がFET12内での損失となり、この損失が少
なく、高効率が達成される。しかも電流ｉ（ｔ）の波形
は正弦波の半波に近く、電圧ｖ（ｔ）の波形が方形波に
近く、これらが互に重ならない程高い効率が得られるこ
とが知られている。
しかしこのＦ級増幅器は第２次高調波成分については短
絡負荷となっているため、FET12の利得が大きい程FET内
の撹乱などで第２次高調波成分がそのゲートに発生する
と大きな電流が流れる。実際には濾波器15は有限な帯域
をもつため、第２次高調波成分のみならずこれに近い周
波数の撹乱（雑音）により大電流が流れるため、安定性
がよくない欠点があった。
絡負荷となっているため、FET12の利得が大きい程FET内
の撹乱などで第２次高調波成分がそのゲートに発生する
と大きな電流が流れる。実際には濾波器15は有限な帯域
をもつため、第２次高調波成分のみならずこれに近い周
波数の撹乱（雑音）により大電流が流れるため、安定性
がよくない欠点があった。
Ｆ級増幅器をマイクロ波帯のような高い周波数帯で用い
る場合は第３図に示すように濾波器15,16はそれぞれス
トリップ線路で構成され、これらの長さl1はそれぞれ入
力信号の基本波の波長の４分の１とされ、濾波器15は直
流遮断用コンデンサ21を通じて接地され、濾波器16は直
流遮断用コンデンサ22を通じて出力端子18に接続され
る。このためストリップ線路の濾波器15はFET12のドレ
イン端子で基本波について開放、２次高調波について短
絡負荷となる。このようなストリップ線路により構成し
た濾波器を用いても、特に周波数が高くなるとストリッ
プ線路の長さが短かくなるため、実用的には1GHz程度よ
り高い周波数のものを作ることは困難であった。また濾
波器15の一端は接地するため、ストリップ線の接地層に
スルーホールを通して行うため、製造技術が複雑であ
り、この点からも特に高い高周波帯には適さないという
欠点があった。
る場合は第３図に示すように濾波器15,16はそれぞれス
トリップ線路で構成され、これらの長さl1はそれぞれ入
力信号の基本波の波長の４分の１とされ、濾波器15は直
流遮断用コンデンサ21を通じて接地され、濾波器16は直
流遮断用コンデンサ22を通じて出力端子18に接続され
る。このためストリップ線路の濾波器15はFET12のドレ
イン端子で基本波について開放、２次高調波について短
絡負荷となる。このようなストリップ線路により構成し
た濾波器を用いても、特に周波数が高くなるとストリッ
プ線路の長さが短かくなるため、実用的には1GHz程度よ
り高い周波数のものを作ることは困難であった。また濾
波器15の一端は接地するため、ストリップ線の接地層に
スルーホールを通して行うため、製造技術が複雑であ
り、この点からも特に高い高周波帯には適さないという
欠点があった。
この発明の目的は高い効率が得られ、しかも安定性のよ
い電力増幅器を提供することにある。
い電力増幅器を提供することにある。
この発明の他の目的は高い効率が得られ、しかも安定性
がよく、特に高い周波数帯でも比較的容易に構成するこ
とができる電力増幅器を提供することにある。
がよく、特に高い周波数帯でも比較的容易に構成するこ
とができる電力増幅器を提供することにある。
この発明によれば入力信号は分配器で２分され、その分
配器の各出力はそれぞれの高調波を発生する第1,第２増
幅手段へ入力される。これら第1,第２増幅手段の出力側
間に濾波手段が接続される。その濾波手段は入力信号の
基本波成分を阻止し、高調波成分を通過させるものであ
る。上記第1,第２増幅手段の出力側にそれぞれ入力信号
の基本波成分を通過させる第1,第２選択回路が接続さ
れ、第1,第２選択回路の出力は合成器により等振幅同位
相合成される。更に、位相反転手段により上記第1,第２
増幅手段の出力側において、上記入力信号の偶数次高調
波成分について、その第1,第２増幅手段の何れの一方の
出力も、その他方の出力の上記濾波手段を通過したもの
と互に逆位相とされる。
配器の各出力はそれぞれの高調波を発生する第1,第２増
幅手段へ入力される。これら第1,第２増幅手段の出力側
間に濾波手段が接続される。その濾波手段は入力信号の
基本波成分を阻止し、高調波成分を通過させるものであ
る。上記第1,第２増幅手段の出力側にそれぞれ入力信号
の基本波成分を通過させる第1,第２選択回路が接続さ
れ、第1,第２選択回路の出力は合成器により等振幅同位
相合成される。更に、位相反転手段により上記第1,第２
増幅手段の出力側において、上記入力信号の偶数次高調
波成分について、その第1,第２増幅手段の何れの一方の
出力も、その他方の出力の上記濾波手段を通過したもの
と互に逆位相とされる。
上記第1,第２増幅手段の出力側において、入力信号の偶
数次高調波成分についてその濾波手段に入力する電圧
と、その濾波手段から出力する電圧とが逆位相となり、
つまり第1,第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た
時、偶数次高調波成分は短絡負荷状態となり、この点で
前記Ｆ級増幅器と同様の動作をする。また上記第1,第２
増幅手段の出力側において、入力信号の奇数次高調波成
分についてその濾波手段に入力する電圧と、その濾波手
段から出力する電圧とが等振幅で同位相となり、第1,第
２増幅手段の各出力側から負荷側を見た時、奇数次高調
波成分は開放負荷状態となる。
数次高調波成分についてその濾波手段に入力する電圧
と、その濾波手段から出力する電圧とが逆位相となり、
つまり第1,第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た
時、偶数次高調波成分は短絡負荷状態となり、この点で
前記Ｆ級増幅器と同様の動作をする。また上記第1,第２
増幅手段の出力側において、入力信号の奇数次高調波成
分についてその濾波手段に入力する電圧と、その濾波手
段から出力する電圧とが等振幅で同位相となり、第1,第
２増幅手段の各出力側から負荷側を見た時、奇数次高調
波成分は開放負荷状態となる。
第４図を参照してこの発明の具体的実施例を説明する。
入力端子11の入力信号は分配器31で等分配される。分配
器31としては90゜ハイブリッド、同相ハイブリッド、逆
相ハイブリッドなどを用いることができる。分配器31の
両出力端子は第1,第２増幅手段32,33の入力側にそれぞ
れ接続される。第1,第２増幅手段32,33は例えば増幅素
子としてFET34,35が用いられ、FET34,35の各ゲートは分
配器31の両出力端子に接続され、ソースはそれぞれ高周
波的に接地され、ドレインは直流電源端子38,39にそれ
ぞれ接続される。この第1,第２増幅手段32,33で高調波
成分を多く発生するようにFET34,35はそれぞれＢ級バイ
アスが各ゲートに印加されている。もちろん場合によっ
てはＣ級やAB級にバイアスすることもある。第1,第２増
幅手段32,33の出力側、つまりこの例ではFET34,35の各
ドレインは濾波手段41で互に接続される。濾波手段41と
してはこの例ではFET34,35の各ドレインに、入力信号の
基本波成分f0を阻止し、その第２高調波成分2f0を通過
させる帯域通過濾波器42,43が接続され、その出力側は
位相調整手段44を通じて互に接続される。位相調整手段
44としては例えば可変遅延線や可変移相器などが用いら
れる。
入力端子11の入力信号は分配器31で等分配される。分配
器31としては90゜ハイブリッド、同相ハイブリッド、逆
相ハイブリッドなどを用いることができる。分配器31の
両出力端子は第1,第２増幅手段32,33の入力側にそれぞ
れ接続される。第1,第２増幅手段32,33は例えば増幅素
子としてFET34,35が用いられ、FET34,35の各ゲートは分
配器31の両出力端子に接続され、ソースはそれぞれ高周
波的に接地され、ドレインは直流電源端子38,39にそれ
ぞれ接続される。この第1,第２増幅手段32,33で高調波
成分を多く発生するようにFET34,35はそれぞれＢ級バイ
アスが各ゲートに印加されている。もちろん場合によっ
てはＣ級やAB級にバイアスすることもある。第1,第２増
幅手段32,33の出力側、つまりこの例ではFET34,35の各
ドレインは濾波手段41で互に接続される。濾波手段41と
してはこの例ではFET34,35の各ドレインに、入力信号の
基本波成分f0を阻止し、その第２高調波成分2f0を通過
させる帯域通過濾波器42,43が接続され、その出力側は
位相調整手段44を通じて互に接続される。位相調整手段
44としては例えば可変遅延線や可変移相器などが用いら
れる。
FET34,35の各ドレインは、入力信号の基本波成分f0を通
過させる第1,第２選択回路として、それぞれ基本波成分
f0を通過させる帯域通過濾波器45,46が接続され、帯域
通過濾波器45,46の出力側は同位相合成器47の二つの入
力端子に接続され、合成器47の出力端子は信号出力端子
18に接続される。合成器47は二つの入力を同位相で合成
するものであればよく、90゜ハイブリッド、同相ハイブ
リッド、逆相ハイブリッドなどが用いられ、分配器31と
して使用するものと対応したものを使用すればよい。
過させる第1,第２選択回路として、それぞれ基本波成分
f0を通過させる帯域通過濾波器45,46が接続され、帯域
通過濾波器45,46の出力側は同位相合成器47の二つの入
力端子に接続され、合成器47の出力端子は信号出力端子
18に接続される。合成器47は二つの入力を同位相で合成
するものであればよく、90゜ハイブリッド、同相ハイブ
リッド、逆相ハイブリッドなどが用いられ、分配器31と
して使用するものと対応したものを使用すればよい。
帯域通過濾波器42,45とFET34のドレイン側とはインピー
ダンス整合され、帯域通過濾波器43,46とFET35のドレイ
ン側とはインピーダンス整合されている。FET34のドレ
インから濾波手段41を通り、FET35のドレイン側に第２
高調波成分2f0の電流i1が流れ、逆にFET35のドレインか
ら濾波手段41を通り、FET34のドレイン側に第２高調波
成分2f0の電流i2が流れる。この時FET34のドレインにお
いて帯域通過濾波器42に入る第２高調波成分2f0の電圧
と帯域通過濾波器42から出る第２高調波成分2f0の電圧
とが等振幅で互に逆位相とされ、また同様にFET35のド
レインにおいて帯域通過濾波器43に対し入出力する第２
高調波成分2f0の電圧は等振幅で逆位相とされる。この
ような条件になるように位相反転手段が設けられると共
に位相調整手段44が調整され、またFET34,35は同一特性
のものが用いられる。つまり前記位相反転手段として
は、例えば分配器31として90゜ハイブリッドが使用され
ることにより分配器31に位相反転手段が兼られる。90゜
ハイブリッドでは分配された基本波は互に90゜位相が異
なり、FET34,35で発生する第２高調波は互に180゜位相
が異なり前記FETのドレインでの第２高調波の打消し作
用がなされる。また位相反転手段を濾波手段41に兼させ
ることもできる。この場合は濾波手段41を第２高調波成
分が通過することにより位相が180゜シフトするように
される。
ダンス整合され、帯域通過濾波器43,46とFET35のドレイ
ン側とはインピーダンス整合されている。FET34のドレ
インから濾波手段41を通り、FET35のドレイン側に第２
高調波成分2f0の電流i1が流れ、逆にFET35のドレインか
ら濾波手段41を通り、FET34のドレイン側に第２高調波
成分2f0の電流i2が流れる。この時FET34のドレインにお
いて帯域通過濾波器42に入る第２高調波成分2f0の電圧
と帯域通過濾波器42から出る第２高調波成分2f0の電圧
とが等振幅で互に逆位相とされ、また同様にFET35のド
レインにおいて帯域通過濾波器43に対し入出力する第２
高調波成分2f0の電圧は等振幅で逆位相とされる。この
ような条件になるように位相反転手段が設けられると共
に位相調整手段44が調整され、またFET34,35は同一特性
のものが用いられる。つまり前記位相反転手段として
は、例えば分配器31として90゜ハイブリッドが使用され
ることにより分配器31に位相反転手段が兼られる。90゜
ハイブリッドでは分配された基本波は互に90゜位相が異
なり、FET34,35で発生する第２高調波は互に180゜位相
が異なり前記FETのドレインでの第２高調波の打消し作
用がなされる。また位相反転手段を濾波手段41に兼させ
ることもできる。この場合は濾波手段41を第２高調波成
分が通過することにより位相が180゜シフトするように
される。
このような構成となっているため、入力端子11より入力
された入力信号は分配器31で分配され、各分配された出
力は第1,第２増幅手段32,33に印加され、ここで高調波
成分が発生される。FET34,35のドレインにおいてその第
２高調波成分2f0は濾波手段41を互に通過し、これらは
同一振幅逆位相であるため短絡負荷状態になる。FET34,
35の各ドレインに発生している第３高調波成分3f0は帯
域通過濾波器42,43,45,46でそれぞれ阻止され、開放負
荷状態にあり、一方入力信号の基本波成分f0のみは帯域
通過濾器42,43で阻止され、帯域通過濾波器45,46を通過
し、合成器47で同位相合成されて出力端子18に取出され
る。
された入力信号は分配器31で分配され、各分配された出
力は第1,第２増幅手段32,33に印加され、ここで高調波
成分が発生される。FET34,35のドレインにおいてその第
２高調波成分2f0は濾波手段41を互に通過し、これらは
同一振幅逆位相であるため短絡負荷状態になる。FET34,
35の各ドレインに発生している第３高調波成分3f0は帯
域通過濾波器42,43,45,46でそれぞれ阻止され、開放負
荷状態にあり、一方入力信号の基本波成分f0のみは帯域
通過濾器42,43で阻止され、帯域通過濾波器45,46を通過
し、合成器47で同位相合成されて出力端子18に取出され
る。
つまり第４図に示すこの電力増幅器は従来のＦ級増幅器
と同様な動作をすることになり、FET34,35のドレインに
おいては第２図Ａに示したと同様に基本波成分f0と第２
高調波成分2f0とを重畳した電流ｉ（ｔ）が点線のよう
に、つまり正弦波の半波のように流れ、これと逆位相
で、基本波成分f0と第３高調波成分3f0とを重畳した電
圧ｖ（ｔ）が実線のように、つまり方形波のように発生
する。FET34,35は入力信号によりスイッチング動作され
て入力信号が増幅されることにより効率の高い電力増幅
器が行われる。出力端子18に得られる増幅出力電圧は第
２図Ｂに示すように基本波成分f0のみが得られる。
と同様な動作をすることになり、FET34,35のドレインに
おいては第２図Ａに示したと同様に基本波成分f0と第２
高調波成分2f0とを重畳した電流ｉ（ｔ）が点線のよう
に、つまり正弦波の半波のように流れ、これと逆位相
で、基本波成分f0と第３高調波成分3f0とを重畳した電
圧ｖ（ｔ）が実線のように、つまり方形波のように発生
する。FET34,35は入力信号によりスイッチング動作され
て入力信号が増幅されることにより効率の高い電力増幅
器が行われる。出力端子18に得られる増幅出力電圧は第
２図Ｂに示すように基本波成分f0のみが得られる。
濾波手段41としては各高調波成分に対して有効に作用さ
せるようにすることもできる。すなわち第５図に第４図
と対応する部分に同一符号を付けて示すように第２高調
波成分2f0に対し、帯域通過濾波器42,43、位相調整手段
44を設ける他にFET34,35の各ドレイン間に、入力信号の
第３高調波成分3f0を通過させる帯域通過濾波器48−位
相調整手段49−第３高調波成分3f0を通過させる帯域通
過濾波器50が接続される。この時、FET34,35の各ドレイ
ンにおいて、帯域通過濾波器48,50に入出力する各第３
高調波成分3f0の電圧が等振幅同位相となるように位相
調整手段49が調整される。
せるようにすることもできる。すなわち第５図に第４図
と対応する部分に同一符号を付けて示すように第２高調
波成分2f0に対し、帯域通過濾波器42,43、位相調整手段
44を設ける他にFET34,35の各ドレイン間に、入力信号の
第３高調波成分3f0を通過させる帯域通過濾波器48−位
相調整手段49−第３高調波成分3f0を通過させる帯域通
過濾波器50が接続される。この時、FET34,35の各ドレイ
ンにおいて、帯域通過濾波器48,50に入出力する各第３
高調波成分3f0の電圧が等振幅同位相となるように位相
調整手段49が調整される。
更にFET34,35の各ドレイン間に、入力信号の第４高調波
成分4f0を通過させる帯域通過濾波器51−位相調整手段5
2−第４高調波成分4f0を通過させる帯域通過濾波器53が
接続される。この時、FET34,35の各ドレインにおいて帯
域通過濾波器51,53に入出力する第４高調波成分4f0の電
圧が等振幅逆位相となるように位相調整手段52が調整さ
れる。
成分4f0を通過させる帯域通過濾波器51−位相調整手段5
2−第４高調波成分4f0を通過させる帯域通過濾波器53が
接続される。この時、FET34,35の各ドレインにおいて帯
域通過濾波器51,53に入出力する第４高調波成分4f0の電
圧が等振幅逆位相となるように位相調整手段52が調整さ
れる。
要するに濾波手段41においては、入力信号の基本波成分
f0は阻止し、高調波成分を通過させ、その偶数次高調波
成分2f0,4f0…は短絡負荷状態になり、奇数次高調波成
分3f0,5f0…は開放負荷状態になるようにされる。
f0は阻止し、高調波成分を通過させ、その偶数次高調波
成分2f0,4f0…は短絡負荷状態になり、奇数次高調波成
分3f0,5f0…は開放負荷状態になるようにされる。
上述においては濾波手段41として帯域通過濾波器を用い
て構成したが、その他の濾波器を用いることもできる。
例えば第６図に示すようにFET34,35の各ドレイン間に濾
波器54−位相調整手段55−濾波器56を接続し、濾波器5
4,56としては基本波成分f0を阻止する帯域阻止濾波器、
あるいは遮断周波数がf0と2f0との間にある高域通過濾
波器を用いてもよい。同様に合成器47側に基本波成分f0
を取出す選択回路としても帯域通過濾波器45,46を用い
る場合に限らず、例えば第６図に示すように選択回路5
7,58として第２高調波成分2f0を阻止する帯域阻止濾波
器、又は遮断周波数がf0と2f0との間にある低域通過濾
波器を用いてもよい。何れの場合にも基本波成分f0でFE
T34,35の出力側と合成器47とを整合させるための整合回
路61,62を選択回路57,58と合成器47との間にそれぞれ挿
入することもできる。
て構成したが、その他の濾波器を用いることもできる。
例えば第６図に示すようにFET34,35の各ドレイン間に濾
波器54−位相調整手段55−濾波器56を接続し、濾波器5
4,56としては基本波成分f0を阻止する帯域阻止濾波器、
あるいは遮断周波数がf0と2f0との間にある高域通過濾
波器を用いてもよい。同様に合成器47側に基本波成分f0
を取出す選択回路としても帯域通過濾波器45,46を用い
る場合に限らず、例えば第６図に示すように選択回路5
7,58として第２高調波成分2f0を阻止する帯域阻止濾波
器、又は遮断周波数がf0と2f0との間にある低域通過濾
波器を用いてもよい。何れの場合にも基本波成分f0でFE
T34,35の出力側と合成器47とを整合させるための整合回
路61,62を選択回路57,58と合成器47との間にそれぞれ挿
入することもできる。
濾波器54,56は高調波濾波器として比較的簡単に構成す
ることができる。例えば帯域通過濾波器として構成する
場合は、第７図Ａに示すように分布結合ストリップ線路
91,92,93をその一部を対向させ、順次ずらして形成し、
その分布結合ストリップ線路92の長さをλg/2に（λｇ
は線路上の使用波長）に選定すれば線路91からの入力に
対し線路93から周波数vg/λｇ（vgは信号伝搬速度）の
成分が得られる。その等価回路を第７図Ｂに示す。
ることができる。例えば帯域通過濾波器として構成する
場合は、第７図Ａに示すように分布結合ストリップ線路
91,92,93をその一部を対向させ、順次ずらして形成し、
その分布結合ストリップ線路92の長さをλg/2に（λｇ
は線路上の使用波長）に選定すれば線路91からの入力に
対し線路93から周波数vg/λｇ（vgは信号伝搬速度）の
成分が得られる。その等価回路を第７図Ｂに示す。
濾波器54,56を帯域阻止濾波器として構成する場合は第
８図Ａに示すようにストリップ線路94の途中にストリッ
プ線路のインダクタ95と、チップキャパシタ96とを並列
に挿入すればよく、この時インダクタ95のインダクタン
スをＬ、キャパシタ96のキャパシタンスをＣとすると阻
止周波数はほぼ となる。この等価回路を第８図にに示す。
８図Ａに示すようにストリップ線路94の途中にストリッ
プ線路のインダクタ95と、チップキャパシタ96とを並列
に挿入すればよく、この時インダクタ95のインダクタン
スをＬ、キャパシタ96のキャパシタンスをＣとすると阻
止周波数はほぼ となる。この等価回路を第８図にに示す。
濾波器54,56を高域通過濾波器として構成する場合は第
９図Ａに示すように入力側及び出力側ストリップ線路の
間にチップキャパシタ102を直列に挿入し、その接続点
にストリップ線路のインダクタ103の一端を接続し、そ
の他端をスルーホール104を通じて接地導体層（図示せ
ず）に接続する。この等価回路を第10図Ｂに示す。
９図Ａに示すように入力側及び出力側ストリップ線路の
間にチップキャパシタ102を直列に挿入し、その接続点
にストリップ線路のインダクタ103の一端を接続し、そ
の他端をスルーホール104を通じて接地導体層（図示せ
ず）に接続する。この等価回路を第10図Ｂに示す。
濾波器57,58を低域通過濾波器として構成する場合は第1
0図Ａに示すように、入力側及び出力側ストリップ線路
の間にストリップ線路のインダクタ97,98,99をＴ字状に
接続し、そのＴ字状接続の下端にストリップ線路のキャ
パシタ101を接続すればよく、その等価回路は第10図Ｂ
のようになる。
0図Ａに示すように、入力側及び出力側ストリップ線路
の間にストリップ線路のインダクタ97,98,99をＴ字状に
接続し、そのＴ字状接続の下端にストリップ線路のキャ
パシタ101を接続すればよく、その等価回路は第10図Ｂ
のようになる。
第２高調波成分2f0を通過させる帯域通過濾波器として
は例えば誘電体共振器を使用することができる。例えば
第11図に示すように、FET34のドレインは位相調整手段4
4を介して2f0に共振する誘電体共振器63と結合され、FE
T35のドレインは誘電体共振器63と直接結合される。誘
電体共振器63は現在でも１〜40GHzで実用化されている
ものがあり、従ってこの発明の電力増幅器として高い周
波数帯で動作するものを容易に作ることが可能である。
またこのように帯域通過濾波器として第２高調波成分2f
0に共振する共振器を用いる場合は、高いＱの濾波器が
構成でき、第２高調波成分2f0の通過損失が小さくな
り、第２高調波成分2f0に対する短絡負荷効果が高ま
る。
は例えば誘電体共振器を使用することができる。例えば
第11図に示すように、FET34のドレインは位相調整手段4
4を介して2f0に共振する誘電体共振器63と結合され、FE
T35のドレインは誘電体共振器63と直接結合される。誘
電体共振器63は現在でも１〜40GHzで実用化されている
ものがあり、従ってこの発明の電力増幅器として高い周
波数帯で動作するものを容易に作ることが可能である。
またこのように帯域通過濾波器として第２高調波成分2f
0に共振する共振器を用いる場合は、高いＱの濾波器が
構成でき、第２高調波成分2f0の通過損失が小さくな
り、第２高調波成分2f0に対する短絡負荷効果が高ま
る。
この第11図はより実際的な例を示した場合であり、分配
器31の一方の出力端子とFET34のゲートとの間に直流遮
断コンデンサ64−入力整合回路65が挿入され、分配器31
の他方の出力端子とFET35のゲートとの間に直流遮断コ
ンデンサ66−入力整合回路67が挿入される。FET34,35の
各ゲートに高周波遮断チョークコイル68,69をそれぞれ
通じてゲートバイアス電圧印加端子71,72が接続され
る。FET34,35の各ドレインと直流電源38,39との各間に
高周波遮断チョークコイル73,74が挿入される。整合回
路61と合成器47の一方の入力端子との間に直流遮断コン
デンサ75が挿入され、整合回路62と合成器47の他方の入
力端子との間に直流遮断コンデンサ76−位相調整手段77
が挿入される。
器31の一方の出力端子とFET34のゲートとの間に直流遮
断コンデンサ64−入力整合回路65が挿入され、分配器31
の他方の出力端子とFET35のゲートとの間に直流遮断コ
ンデンサ66−入力整合回路67が挿入される。FET34,35の
各ゲートに高周波遮断チョークコイル68,69をそれぞれ
通じてゲートバイアス電圧印加端子71,72が接続され
る。FET34,35の各ドレインと直流電源38,39との各間に
高周波遮断チョークコイル73,74が挿入される。整合回
路61と合成器47の一方の入力端子との間に直流遮断コン
デンサ75が挿入され、整合回路62と合成器47の他方の入
力端子との間に直流遮断コンデンサ76−位相調整手段77
が挿入される。
上述において各部を設計通りに作ることができる状態で
あれば、位相調整手段44,49,52,77を省略することがで
きる。しかし使用周波数が高くなると配線の線路長も影
響して来るため位相調整手段を用いると製造が容易とな
る。上述において第1,第２増幅手段32,33においてそれ
ぞれ増幅素子を各一つずつ示したが、必要に応じて複数
の増幅素子、例えばFETを並列に接続したものを使用す
ることもできる。また増幅素子としてはFETに限らずバ
イポーラトランジスタその他の素子でもよい。第４図に
おいて濾波器42,43の一方を省略することができる。第
５図において濾波器42,43の一方、濾波器48,50の一方、
濾波器51,53の一方を省略することができる。使用周波
数が高くなると、回路の対称構成として位相調整を容易
にする点から第４図，第５図に示した構成が好ましい。
あれば、位相調整手段44,49,52,77を省略することがで
きる。しかし使用周波数が高くなると配線の線路長も影
響して来るため位相調整手段を用いると製造が容易とな
る。上述において第1,第２増幅手段32,33においてそれ
ぞれ増幅素子を各一つずつ示したが、必要に応じて複数
の増幅素子、例えばFETを並列に接続したものを使用す
ることもできる。また増幅素子としてはFETに限らずバ
イポーラトランジスタその他の素子でもよい。第４図に
おいて濾波器42,43の一方を省略することができる。第
５図において濾波器42,43の一方、濾波器48,50の一方、
濾波器51,53の一方を省略することができる。使用周波
数が高くなると、回路の対称構成として位相調整を容易
にする点から第４図，第５図に示した構成が好ましい。
高電圧出力を得るには上述した電力増幅器を複数並列に
用いればよい。例えば第12図に示すように入力端子11か
らの入力信号を四つ以上の偶数に等分配し、その各出力
の二つをFET34,35へそれぞれ供給し、各FET34,35の組の
各出力側には前述したように濾波手段41、選択回路45,4
6が設けられており、各組の選択回路45,46の出力を合成
器79で同位相合成すればよい。この場合第13図に示すよ
うにすべての隣接する増幅手段間に濾波手段41を接続し
てもよい。この第13図において増幅手段の配列の終段と
始段との間にも濾波手段を接続することもできる。
用いればよい。例えば第12図に示すように入力端子11か
らの入力信号を四つ以上の偶数に等分配し、その各出力
の二つをFET34,35へそれぞれ供給し、各FET34,35の組の
各出力側には前述したように濾波手段41、選択回路45,4
6が設けられており、各組の選択回路45,46の出力を合成
器79で同位相合成すればよい。この場合第13図に示すよ
うにすべての隣接する増幅手段間に濾波手段41を接続し
てもよい。この第13図において増幅手段の配列の終段と
始段との間にも濾波手段を接続することもできる。
上述したこの発明の電力増幅器によれば第1,第２増幅手
段32,33で発生する撹乱は互にランダムであり、同時に
同一大きさの第２高調波成分2f0（一般的には偶数次高
調波成分）が第1,第２増幅手段32,33で発生することは
ないため、この電力増幅器が不安定になるおそれはな
く、安定に動作する。
段32,33で発生する撹乱は互にランダムであり、同時に
同一大きさの第２高調波成分2f0（一般的には偶数次高
調波成分）が第1,第２増幅手段32,33で発生することは
ないため、この電力増幅器が不安定になるおそれはな
く、安定に動作する。
また濾波手段41は第1,第２増幅手段の出力側間に接続す
ればよく、接地する必要がないため、マイクロ波帯のよ
うに高い周波数で動作するものを構成する場合にスルー
ホールを形成しない構成とすることもでき、その場合は
比較的簡単に作ることができる。
ればよく、接地する必要がないため、マイクロ波帯のよ
うに高い周波数で動作するものを構成する場合にスルー
ホールを形成しない構成とすることもでき、その場合は
比較的簡単に作ることができる。
また前述したようにＦ級増幅器と同様な動作をするため
高効率が得られる。例えば1700MHz帯においてこの発明
の電力増幅器によればその入力電力Ｐｉに対する出力電
力P0は第14図の曲線81のようになり、FET34におけるド
レイン効率ηｄ＝P0/PDC×100（％）（ＰDCはFET34の直
流消費電力）は曲線82のようになり、付加効率 は曲線83のようになる。入力電力Ｐｉが大きくなる程高
調波成分が多く発生し、これに伴って効率ηｄ，ηadも
高くなる。例えば入力電力Ｐｉが25dBm程度で、ηｄは8
0％、ηadは70％程度と高いものとなる。
高効率が得られる。例えば1700MHz帯においてこの発明
の電力増幅器によればその入力電力Ｐｉに対する出力電
力P0は第14図の曲線81のようになり、FET34におけるド
レイン効率ηｄ＝P0/PDC×100（％）（ＰDCはFET34の直
流消費電力）は曲線82のようになり、付加効率 は曲線83のようになる。入力電力Ｐｉが大きくなる程高
調波成分が多く発生し、これに伴って効率ηｄ，ηadも
高くなる。例えば入力電力Ｐｉが25dBm程度で、ηｄは8
0％、ηadは70％程度と高いものとなる。
中心周波数に対するずれによる出力電力P0、ドレイン効
率ηｄ、付加効率ηadは第15図の曲線84,85,86とそれぞ
れなり、この帯域幅によれば移動通信などに十分使用す
ることができる。従来においては最良に調整された状態
でηｄが75％程度、実用化されているものについては30
〜40％程度であることと比較してこの発明によれば高い
効率が得られることが理解される。この結果、体積で1/
3近くの小形化、電力消費で30％近い節減が期待でき
る。しかも中波からマイクロ波帯まで、また小出力から
大出力まで従来では得られない高効率の電力増幅器が得
られる。
率ηｄ、付加効率ηadは第15図の曲線84,85,86とそれぞ
れなり、この帯域幅によれば移動通信などに十分使用す
ることができる。従来においては最良に調整された状態
でηｄが75％程度、実用化されているものについては30
〜40％程度であることと比較してこの発明によれば高い
効率が得られることが理解される。この結果、体積で1/
3近くの小形化、電力消費で30％近い節減が期待でき
る。しかも中波からマイクロ波帯まで、また小出力から
大出力まで従来では得られない高効率の電力増幅器が得
られる。
第１図は従来のＦ級増幅器を示す接続図、第２図Ａはそ
のFETのドレインの電流、電圧波形図、第２図Ｂはこの
発明の電力増幅器の出力波形図、第３図は超短波帯に適
用した従来のＦ級増幅器を示す接続図、第４図は第２高
調波成分通過帯域濾波器を濾波手段に用いたこの発明に
よる電力増幅器の一例を示すブロック図、第５図は各高
調波成分を通過するようにした濾波手段を用いたこの発
明の電力増幅器を示すブロック図、第６図は濾波手段、
選択回路の各変形例を説明するためのこの発明の電力増
幅器を示すブロック図、第７図Ａは帯域通過濾波器の具
体例を示す図、第７図Ｂはその等価回路図、第８図Ａは
帯域阻止濾波器の具体例を示す図、第８図Ｂはその等価
回路図、第９図Ａは高域通過濾波器の具体例を示す図、
第９図Ｂはその等価回路図、第10図Ａは低域通過濾波器
の具体例を示す図、第10Bはその等価回路図、第11図は
濾波手段として第２高調波成分の共振回路を用いたこの
発明の電力増幅器の例を示す接続図、第12図はこの発明
の電力増幅器を複数並列に用いた例を示すブロック図、
第13図はこの発明の電力増幅器を複数並列に用いた他の
例を示すブロック図、第14図は入力電力に対する出力電
力及び効率特性図、第15図は効率及び出力電力の周波数
特性図である。
のFETのドレインの電流、電圧波形図、第２図Ｂはこの
発明の電力増幅器の出力波形図、第３図は超短波帯に適
用した従来のＦ級増幅器を示す接続図、第４図は第２高
調波成分通過帯域濾波器を濾波手段に用いたこの発明に
よる電力増幅器の一例を示すブロック図、第５図は各高
調波成分を通過するようにした濾波手段を用いたこの発
明の電力増幅器を示すブロック図、第６図は濾波手段、
選択回路の各変形例を説明するためのこの発明の電力増
幅器を示すブロック図、第７図Ａは帯域通過濾波器の具
体例を示す図、第７図Ｂはその等価回路図、第８図Ａは
帯域阻止濾波器の具体例を示す図、第８図Ｂはその等価
回路図、第９図Ａは高域通過濾波器の具体例を示す図、
第９図Ｂはその等価回路図、第10図Ａは低域通過濾波器
の具体例を示す図、第10Bはその等価回路図、第11図は
濾波手段として第２高調波成分の共振回路を用いたこの
発明の電力増幅器の例を示す接続図、第12図はこの発明
の電力増幅器を複数並列に用いた例を示すブロック図、
第13図はこの発明の電力増幅器を複数並列に用いた他の
例を示すブロック図、第14図は入力電力に対する出力電
力及び効率特性図、第15図は効率及び出力電力の周波数
特性図である。
Claims (12)
- 【請求項１】入力信号を２分配する分配器と、 その分配器の二つの出力をそれぞれ増幅するとともに上
記入力信号の高調波を発生する第1,第２増幅手段と、 これら第1,第２増幅手段の出力側間に接続され、上記入
力信号の基本波成分を阻止し、偶数高調波成分を通過さ
せる濾波手段と、 上記第1,第２増幅手段の出力側において、上記偶数高調
波成分について一方の増幅手段の出力と他方の増幅手段
の上記濾波手段を通過したものとを互いに逆位相とする
位相反転手段と、 上記第1,第２増幅手段の出力側にそれぞれ接続され、上
記入力信号の基本波成分を通過させる第1,第２選択回路
と、 これら第1,第２選択回路の出力を同位組合成する合成器
とを具備することを特徴とする電力増幅器。 - 【請求項２】上記濾波手段は上記入力信号の奇数高調波
成分を通過させる他の濾波手段を含むことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電力増幅器。 - 【請求項３】上記濾波手段は上記入力信号の第２高調波
成分を通過させる１個の濾波器であることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電力増幅器。 - 【請求項４】上記濾波手段は位相調整手段を含むことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力増幅器。 - 【請求項５】上記濾波手段は上記位相調整手段を介して
互に縦続接続され、上記入力信号の第２高調波成分を通
過させる２個の濾波器であることを特徴とする特許請求
の範囲第４項記載の電力増幅器。 - 【請求項６】上記濾波器は上記第２高調波成分を通過さ
せる帯域通過濾波器であることを特徴とする特許請求の
範囲第３項又は第５項記載の電力増幅器。 - 【請求項７】上記帯域通過濾波器は上記第２高調波成分
に共振した共振器であることを特徴とする特許請求の範
囲第６項記載の電力増幅器。 - 【請求項８】上記濾波器は上記入力信号の基本波成分を
阻止する帯域阻止濾波器であることを特徴とする特許請
求の範囲第３項又は第５項記載の電力増幅器。 - 【請求項９】上記濾波器は遮断周波数が上記基本波成分
と上記その第２高調波成分との間にある高域通過濾波器
であることを特徴とする特許請求の範囲第３項又は第５
項記載の電力増幅器。 - 【請求項１０】上記分配器は90度ハイブリッドであり、
上記位相反転手段を兼ねるものであることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電力増幅器。 - 【請求項１１】上記濾波手段は上記位相反転手段を兼ね
るものであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の電力増幅器。 - 【請求項１２】上記第1,第２増幅手段はＢ級バイアス増
幅手段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の電力増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61-177796 | 1986-07-30 | ||
| JP17779686 | 1986-07-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63153904A JPS63153904A (ja) | 1988-06-27 |
| JPH0682998B2 true JPH0682998B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16037239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62158419A Expired - Fee Related JPH0682998B2 (ja) | 1986-07-30 | 1987-06-24 | 電力増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4772856A (ja) |
| EP (1) | EP0255652B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0682998B2 (ja) |
| CA (1) | CA1265216A (ja) |
| DE (1) | DE3750667T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5818880A (en) * | 1990-03-30 | 1998-10-06 | Honeywell Inc. | MMIC telemetry transmitter |
| US5095285A (en) * | 1990-08-31 | 1992-03-10 | Texas Instruments Incorporated | Monolithically realizable harmonic trapping circuit |
| FR2671247B1 (fr) * | 1990-12-27 | 1993-03-12 | Thomson Csf | Dispositif de couplage de charge pour emetteur de forte puissance. |
| US5105167A (en) * | 1991-03-28 | 1992-04-14 | Honeywell Inc. | Harmonic injection amplifier |
| US5136300A (en) * | 1991-06-13 | 1992-08-04 | Westinghouse Electric Corp. | Modular solid state radar transmitter |
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| US5210507A (en) * | 1992-01-03 | 1993-05-11 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for harmonic reaction amplifier via directional filter |
| JPH06210860A (ja) * | 1993-01-20 | 1994-08-02 | Brother Ind Ltd | インク噴射装置の製造方法及びインク噴射装置 |
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| AT405002B (de) * | 1995-08-01 | 1999-04-26 | Werner Dipl Ing Dr Pritzl | Vorrichtung zur verstärkung von signalen hoher leistung im hochvrequenz- und mikrowellenbereich |
| DE19637582A1 (de) * | 1996-09-14 | 1998-03-19 | Daimler Benz Ag | Verstärkeranordnung hohen Wirkungsgrades |
| JP3888785B2 (ja) * | 1998-09-28 | 2007-03-07 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
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| US6362606B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-03-26 | Silicon Laboratories, Inc | Method and apparatus for regulating a voltage |
| US6917245B2 (en) | 2000-09-12 | 2005-07-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Absolute power detector |
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| EP1400012B1 (en) | 2000-10-10 | 2011-08-31 | California Institute Of Technology | Distributed circular geometry power amplifier architecture |
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