DE3750667T2

DE3750667T2 - Leistungsverstärker.

Info

Publication number: DE3750667T2
Application number: DE3750667T
Authority: DE
Inventors: Sadayuki Nishiki; Toshio Nojima
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1986-07-30
Filing date: 1987-07-21
Publication date: 1995-04-20
Anticipated expiration: 2007-07-22
Also published as: EP0255652A2; EP0255652A3; DE3750667D1; US4772856A; EP0255652B1; JPH0682998B2; CA1265216A; JPS63153904A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker, der für die Verwendung zur nicht-linearen Verstärkung in Hochfrequenzbändern geeignet ist.
Bekannt als eine solche Art von Leistungsverstärker ist ein Klasse "F" Verstärker (beispielsweise Tayler, V.J., "A New High Efficiency High Power Amplifier", Marconi Review, vol. 21, No. 130, Seiten 96-109, 3 Viertel, 1958). Der Klasse "F" Verstärker hat einen Aufbau, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, bei dem ein Eingangssignal von einem Eingangsanschluß 11 an das Gate eines FET 12 angelegt wird, der als ein Verstärkungselement dient, und dessen Source geerdet ist, während seine Drain über eine Drosselspule 13, die hohe Frequenzen abblockt, mit einem Stromquellenanschluß 14 verbunden ist. Die Drain des FET 12 ist über ein die zweite harmonische Komponente des Eingangssignals hindurchlassendes Filter 15 geerdet und außerdem mit einem Ausgangsanschluß 18 über ein Filter 16, das die Grundwellenkomponente des Eingangssignals hindurch läßt, und über eine Impedanzanpaßschaltung 17 verbunden.
Der FET 12 wird mit einer Klasse "A" oder "AB" Vorspannung versorgt und erzeugt Harmonische des Eingangssignals, das von dem Eingangsanschluß 11 geliefert wird. Das Filter 15 dient als eine Kurzschlußlast für eine zweite harmonische Komponente und eine Leerlauflast für eine dritte harmonische (oder ungeradzahlig harmonische) Komponente. Als Folge davon fließt ein Strom i(t), bei dem es sich um eine Überlagerung der Grund- und der zweiten harmonischen Komponente des Eingangssignals handelt, wie durch die ausgezogene Linie in Fig. 2A angezeigt, und eine Spannung v(t), bei der es sich um eine Überlagerung der Grund- und der dritten harmonischen Komponente des Eingangssignals handelt, entsteht mit 180 Grad Phasenverschiebung in bezug auf den Strom i(t), wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 2A angezeigt. Der Verstärkungsbetrieb des FET 12 kommt einem Schaltbetrieb nahe. Eine Überlappung der Wellenformen des Stroms i(t) und der Spannung v(t) in Fig. 2A ist ein Verlust, den der FET 12 verbraucht. Da in diesem Fall, wie erwähnt, der Strom i(t) und die Spannung v(t) gegeneinander um 180 Grad phasenverschoben sind, ist der Verlust gering und man kann daher bei dem Verstärkungsbetrieb einen hohen Wirkungsgrad erreichen. Es ist im Stand der Technik bekannt, daß, je näher die Wellenform des Stroms i(t) der Halbwelle eine Sinuswelle ist und je näher die Wellenform der Spannung v(t) einer Rechteckwelle ist, während sich diese Wellenformen überlappen, desto mehr der Wirkungsgrad erhöht wird.
Da jedoch der Klasse "F" Verstärker an seinem Ausgang für die zweite harmonische Komponente eine Kurzschlußlast aufweist, wird eine Erhöhung der Verstärkung des FET 12 bewirken, daß die zweiten harmonischen Komponenten interner elektronischer Störung im Gate des FET 12 einen großen Kurzschlußstrom durch das Filter 15 erzeugen. In der Praxis hat das Filter 15 eine bestimmte Durchlaßbandbreite und wird daher einen größeren Stromfluß hindurchlassen, der nicht nur von der zweiten harmonischen Komponente, sondern auch von einer elektronischen Störung (Rauschen) von Frequenzen nahe der ersteren hervorgerufen wird. Daher mangelt es dem Klasse "F" Verstärker an Betriebsstabilität.
Wenn der Klasse "F" Verstärker in einem Hochfrequenzband, etwa dem Mikrowellenband eingesetzt wird, werden die Filter 15 und 16 jeweils von einer Streifenleitung gebildet, wie in Fig. 3 gezeigt, und die Länge des Filters 15 ist insbesondere zu einem Viertel der Wellenlängen der Grundwelle des Eingangssignals gewählt. Das Filter 15 ist über einen Gleichstromblockkondensator 21 geerdet, und das Filter 15 ist mit dem Ausgangsanschluß 18 über einen Gleichstromblockkondensator 22 verbunden. Dementsprechend arbeitet das Filter 15, vom Drain-Anschluß des FET 12 her gesehen, als eine Leerlauflast für die Grundwelle und als eine Kurzschlußlast für die zweite Harmonische. In der Praxis ist es jedoch selbst unter Verwendung solcher Streifenleitungsfilter schwierig gewesen, einen Klasse "F" Verstärker zu erhalten, der für den Betrieb bei Frequenzen oberhalb von 1 GHz oder so geeignet ist, da die Längen der Streifenleitungen unpraktisch kurz werden müssen. Da das Filter 15 darüberhinaus an einem Ende durch ein Durchgangsloch zu einem auf der entgegengesetzten Seite der Schaltungsplatine ausgebildeten Erdungsleiter geerdet werden muß, sind komplizierte und sehr genaue Herstellungstechniken zum Erhalt der angestrebten Filtercharakteristik erforderlich. Auch in diesem Punkt ist der Klasse "F" Verstärker für die Verwendung insbesondere in Hochfrequenzbändern nicht geeignet.
Ein Leistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist in dem Dokument US-A- 3,371,284 offenbart. Der bekannte Verstärker enthält eine Filteranordnung, die zwischen die Ausgangsseiten der ersten und der zweiter Verstärkungsanordnung geschaltet ist, wobei die Filteranordnung Widerstände in Reihe mit Parallelresonanzkreisen umfaßt. Die Resonanzfrequenz der Resonanzkreise ist so eingestellt, daß sie bei oder etwas oberhalb der höchsten interessierenden Frequenz liegt. Der Zweck der Filteranordnung ist es, die Verstärkungskurve des Verstärkers abzuflachen. Die Ausgangsimpedanz der Verstärkungsanordnung wird dadurch modifiziert, daß Induktivitäten mit den Ausgängen jeweils der Verstärkungsanordnungen in Reihe geschaltet werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Leistungsverstärker zu schaffen, der einen hohen Wirkungsgrad und einen stabilen Betrieb aufweist.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Leistungsverstärker zu schaffen, der einen hohen Wirkungsgrad und einen stabilen Betrieb aufweist sowie relativ einfach für die Verwendung insbesondere bei Hochfrequenzbändern herzustellen ist.
Diese Aufgaben werden mit einem Leistungsverstärker, wie er beansprucht wird, gelöst.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Eingangssignal mittels eines Teilers in zwei Teile geteilt, und die Ausgangssignale des Teilers werden an eine erste und an eine zweite Verstärkungsanordnung zur Bildung ihrer einzelnen Harmonischen angelegt. Eine Filteranordnung ist über die Ausgänge der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung geschaltet. Die Filteranordnung enthält ein Filter, das die Grundfrequenzkomponente sperrt, die harmonischen Komponenten des Eingangssignals jedoch hindurchläßt.
Die Ausgänge der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung sind mit einer ersten bzw. einer zweiten Wählschaltung verbunden, die die Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals hindurchlassen. Die Ausgangssignale von der ersten und der zweiten Wählschaltung werden mit der gleichen Amplitude und Phase einander überlagert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform enthält der Leistungsverstärker gemäß der Erfindung außerdem eine Phasenumkehreinrichtung, die bewirkt, daß eine harmonische Komponente geradzahliger Ordnung im Ausgangssignal der ersten oder der zweiten Verstärkungsanordnung 180 Grad außer Phase in bezug auf eine harmonische Komponente geradzahliger Ordnung ist, die dem Ausgang von der anderen der Verstärkungsanordnungen über die Filteranordnung zugeführt wird, so daß sie einander aufheben. Anders ausgedrückt, die von der Ausgangsseite jeder der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnungen gesehene Last stellt eine Kurzschlußlast für die harmonische Komponente geradzahliger Ordnung dar. In diesem Punkt ist die Betriebscharakteristik ähnlich der des zuvor erwähnten Klasse "F" Verstärkers. Die Filteranordnung kann ein Filter enthalten, durch das eine harmonische Komponente ungeradzahliger Ordnung vom Ausgang der ersten oder der zweiten Verstärkungsanordnung und eine harmonische Komponente ungeradzahliger Ordnung vom Ausgang der anderen Verstärkungsanordnung über das Filter an der Ausgangsseite der ersten oder der zweiten Verstärkungsanordnung in der Phase einander gleichgemacht werden. In diesem Fall stellt die von der Ausgangsseite jedes der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnungen gesehene Last eine Leerlauflast für die harmonische Komponente ungeradzahliger Ordnung dar, und die Verstärkungsbetriebscharakteristik kommt noch näher zu der des Klasse "F" Verstärkers.
Da ferner interne Zufallsstörungen der beiden Verstärkungsanordnungen unabhängig voneinander sind, wird die Filteranordnung nicht als Kurzschlußlasten für die harmonischen Komponenten geradzahliger Ordnung der Zufallsstörungen wirken. Daß heißt, es besteht keine Gefahr, daß der Verstärkungsbetrieb instabil wird. Da weiterhin die Filteranordnung über die Ausgänge der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung geschaltet ist, ist es, falls gewünscht, möglich, eine Anordnung der Filteranordnung einzusetzen, die kein Durchgangsloch in einer Schaltungsplatine zum Anschluß an Masse erfordert. Dementsprechend kann ein Leistungsverstärker zur Verwendung insbesondere bei hohen Frequenzen relativ leicht hergestellt werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltbild, das einen herkömmlichen Klasse "F" Verstärker zeigt,
Fig. 2A ist ein Diagramm, das die Wellenformen von Strom und Spannung zeigt, die in der Drain eines FET fließen, der bei dem in Fig. 1 gezeigten Verstärker verwendet wird,
Fig. 2B ist ein Diagramm, das die Ausgangswellenform des Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 3 ist ein Schaltbild, das den herkömmlichen Klasse "F" Verstärker angepaßt für den Betrieb in dem sehr hohen Frequenzbereich zeigt,
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel des Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung zeigt, der als eine Filteranordnung ein Bandpaßfilter verwendet, das die zweite harmonische Komponente hindurchläßt,
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das den Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung zeigt, der eine Filteranordnung verwendet, die ausgelegt ist, alle harmonischen Komponenten hindurchzulassen,
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild, das den Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung zur Erläuterung von modifizierten Formen der Filteranordnung und einer Wählschaltung zeigt,
Fig. 7A ist ein Diagramm, das ein spezielles Betriebsbeispiel eines Bandpaßfilters zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 7B ist dessen Ersatzschaltbild,
Fig. 8A ist ein Diagramm, das ein spezielles Betriebsbeispiel eines Bandsperrfilters zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 8B ist dessen Ersatzschaltbild,
Fig. 9A ist ein Diagramm, das ein spezielles Betriebsbeispiel eines Tiefpaßfilters zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 9B ist dessen Ersatzschaltbild,
Fig. 10A ist ein Diagramm, das ein spezielles Betriebsbeispiel eines Hochpaßfilters zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 10B ist dessen Ersatzschaltbild,
Fig. 11 ist ein Schaltbild, das ein anderes Beispiel des Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung zeigt, der als Filteranordnung einen Resonanzkreis für die zweite harmonische Komponente verwendet,
Fig. 12 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel darstellt, bei dem eine Vielzahl von Leistungsverstärkern der vorliegenden Erfindung parallelgeschaltet sind,
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, das ein anderes Beispiel darstellt, bei dem eine Vielzahl von Leistungsverstärkern der vorliegenden Erfindung parallelgeschaltet sind,
Fig. 14 ist eine graphische Darstellung der Kennlinien von Ausgangsleistung und Wirkungsgrad über der Eingangsleistung des Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 15 ist eine graphische Darstellung der Frequenzkennlinie des Wirkungsgrads und der Ausgangsleistung gemäß dem Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 soll nun ein konkretes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Ein Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 11 wird mittels eines Teilers 31, für den eine 90 Grad-Gabelschaltung, In-Phasen-Gabelschaltung oder Gegenphasen-Gabelschaltung verwendet werden kann, gleichmäßig geteilt. Die beiden Ausgangsanschlüsse des Teilers 31 sind mit den Eingängen einer ersten bzw. einer zweiten Verstärkungsanordnung 32 und 33 verbunden. Die erste und die zweite Verstärkungsanordnung 32 und 33 verwenden beispielsweise FETs 34 und 35 als Verstärkungselemente. Die Gates der FETs 34 und 35 sind jeweilig mit den beiden Ausgangsanschlüssen des Teilers 31 verbunden. Ihre Sourcen sind geerdet und ihre Drains mit Gleichstromspeiseanschlüssen 38 bzw. 39 verbunden. Damit die erste und die zweite Verstärkungsanordnung 32 und 33 eine Menge harmonischer Komponenten erzeugen, werden die FETs 34 und 35 jeweils am Gate mit einer Klasse "B" Vorspannung gespeist.
Die Ausgänge der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung 32 und 33, daß heißt die Drains der FETs 34 und 35 bei diesem Beispiel, sind mittels einer Filteranordnung 41 untereinander verbunden. Bei diesem Beispiel sind als Filteranordnung 41 mit den Drains der FETs 34 und 35 Bandpaßfilter 42 und 43 verbunden, die den Durchgang der Grundfrequenzkomponente f&sub0; des Eingangssignals sperren, dessen zweite harmonische Komponente 2f&sub0; jedoch hindurchlassen. Die Ausgänge der Bandpaßfilter 42 und 43 sind über einen Phasenschieber 44 miteinander verbunden. Eine variable Verzögerungsleitung oder ein variabler Phasenschieber wird beispielsweise als Phasenschieber 44 benutzt.
Die Drains der FETs 34 und 35 sind außerdem mit Bandpaßfiltern 45 und 46 verbunden, die als eine erste und zweite Wählschaltung dienen, welche die Grundfrequenzkomponente f&sub0; des Eingangssignals hindurchlassen. Die Ausgänge der Bandpaßfilter 45 und 46 sind mit den beiden Eingangsanschlüssen eines In-Phasen-Kombinierers 47 verbunden, dessen Ausgangsanschluß mit dem Signalausgangsanschluß 18 verbunden ist. Der Kombinierer 47 braucht lediglich die zwei In-Phasen-Eingangssignale miteinander zu überlagern und kann von einer Einrichtung gebildet werden, die einer als Teiler 31 benutzten Einrichtung entspricht, wie etwa einer 90 Grad-Gabelschaltung, In-Phasen-Gabelschaltung oder Gegen-Phasen-Gabelschaltung.
Die Bandpaßfilter 42 und 45 und die Drains des FET 34 sind impedanz-angepaßt, und die Bandpaßfilter 43 und 46 und die Drain des FET 35 sind ebenfalls impedanz-angepaßt. Ein Strom i&sub1; der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0; fließt von der Drain des FET 34 über die Filteranordnung 41 zur Drain des FET 35. Dagegen fließt ein Strom i&sub2; der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0; von der Drain des FET 35 über die Filteranordnung 41 zur Drain des FET 34. Dabei werden die Spannung der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0;, die von dem Drain des FET 34 zum Bandpaßfilter 42 fließt, und die Spannung der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0;, die von dem Bandpaßfilter 42 zur Drain des FET 35 fließt, an der Drain des FET 34 um 180 Grad außer Phase miteinander gebracht. In ähnlicher Weise werden die Spannungen der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0; von der Drain des FET 35 zum Bandpaßfilter 43 und von letzterem zu ersterer an der Drain des FET 35 ebenfalls gegenphasig zueinander gemacht. Der Phasenschieber 44 wird entsprechend eingestellt. Die FETs 34 und 35 werden von solchen gleicher Kennlinie gebildet. Das oben erwähnte Phasenumkehrvermögen für die zweiten harmonischen Komponenten kann entweder den Bandpaßfiltern 42, 43 oder dem Phasenschieber 44 der Filteranordnung 41 verliehen werden. Wenn als Teiler 31 eine 90 Grad- Gabelschaltung verwendet wird, braucht die Filteranordnung 41 kein Phasenumkehrvermögen zu haben, da die von den FETs 34 und 35 erzeugten zweiten harmonischen Komponenten gegenphasig sind, sofern die Signalwege von den Ausgängen des Teilers 31 zu den Gates der FETs 34 und 35 die gleiche Phasenverschiebung aufweisen.
Bei einer solchen Anordnung wird das Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 11 von dem Teiler 31 in zwei Ausgangssignale geteilt, die zur Schaffung harmonischer Komponenten an die erste und die zweite Verstärkungsanordnung 32 und 33 angelegt werden. Die zweite harmonische Komponente 2f&sub0;, die von der Drain jedes der FETs 34 und 35 ausgegeben wird, wird über die Filteranordnung 41 im wesentlichen ohne Verlust an die Drain des anderen FET geliefert. Diese harmonischen Komponenten sind in der Amplitude gleich, aber in der Phase entgegengesetzt und werden damit kurzgeschlossen. Dritte harmonische Komponenten 3f&sub0;, die an den Drains der FETs 34 und 35 auftreten, werden von den Bandpaßfiltern 42, 43, 45 und 46 gesperrt, so daß sich für sie ein Leerlaufbetrieb ergibt. Andererseits werden nur die harmonischen Grundkomponenten f&sub0; des Eingangssignals von den Bandpaßfiltern 42 und 43 gesperrt, jedoch durch die Bandpaßfilter 45 und 46 hindurchgelassen, um dann in Phase miteinander von dem Kombinierer 47 überlagert zu werden. Das überlagerte Ausgangssignal wird an den Ausgangsanschluß 18 geliefert. Das heißt, der Leistungsverstärker dieses Ausführungsbeispiels hat dieselben Betriebscharakteristiken wie der herkömmliche Klasse "F" Verstärker. In die Drain jedes der FETs 34 und 35 fließt der Strom i(t), bei dem es sich um eine Überlagerung der Grundkomponente f&sub0; und der zweiten harmonischen Komponente 2f&sub0; handelt, wie durch die ausgezogene Linie in Fig. 2A dargestellt, das heißt gerade so wie eine Halbwelle einer Sinuswelle, während die Spannung v(t), bei der es sich um eine Überlagerung der Grundkomponente f&sub0; und der dritten harmonischen Komponente 3f&sub0; handelt, erzeugt wird, wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 2A dargestellt, das heißt gerade so wie eine Rechteckwelle. Das Eingangssignal wird von den FETs 34 und 35 in einem Schaltmodus verstärkt, wodurch eine Leistungsverstärkung mit hohem Wirkungsgrad erfolgt. Die verstärkte Ausgangsspannung, die am Ausgangsanschluß 18 zur Verfügung steht, ist lediglich die harmonische Grundkomponente, wie in Fig. 2B gezeigt.
Die Filteranordnung 41 kann auch so ausgelegt werden, daß sie wirksam auf alle harmonischen Komponenten einwirkt. Wie in Fig. 5 dargestellt, in der Teile die solchen in Fig. 4 entsprechen, mit denselben Bezugszahlen bezeichnet sind, sind zusätzlich zu den Bandpaßfiltern 42 und 43 und dem Phasenschieber 44 für die zweite harmonische Komponente 2f&sub0; ein Bandpaßfilter 48, das die dritte harmonischen Komponente 3f&sub0; des Eingangssignals hindurchläßt, ein Phasenschieber 49 und ein Bandpaßfilter 50, das die dritte harmonische Komponente 3f&sub0; hindurchläßt, zwischen die Drains der FETs 34 und 35 geschaltet. Der Phasenschieber 49 wird so eingestellt, daß die Spannungen der dritten harmonischen Komponenten 3f&sub0;, die in die und aus den Bandpaßfiltern 48 und 50 in entgegengesetzten Richtungen fließen, in jeder der Drains der FETs 34 und 35 gleicher Amplitude und Phase sind.
Ferner sind ein Bandpaßfilter, das eine vierte harmonische Komponente 4f&sub0; des Eingangssignals hindurchläßt, ein Phasenschieber 52 und ein Bandpaßfilter 53, das die vierte harmonische Komponente 4f&sub0; hindurchläßt, zwischen die Drains der FETs 34 und 35 geschaltet. Der Phasenschieber 52 wird so eingestellt, daß die Spannungen der vierten harmonischen Komponenten 4f&sub0;, die in die und aus den Bandpaßfiltern 51 und 53 in entgegengesetzten Richtungen fließen, in jeder der Drains der FETs 34 und 35 gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Phase sind.
Kurz gesagt hat die Filteranordnung 41 einen Aufbau, bei dem die Grundfrequenzkomponente f&sub0; des Eingangssignals gesperrt wird, aber seine höheren harmonischen Komponenten hindurchgelassen werden und eine Kurzschlußlast für Harmonische geradzahliger Ordnung 2f&sub0;, 4f&sub0;, . . . bzw. eine Leerlauflast für Harmonische ungeradzahliger Ordnung 3f&sub0;, 5f&sub0;, . . . gebildet wird.
Im Voranstehenden werden die Bandpaßfilter als die Filteranordnung 41 eingesetzt, jedoch können auch andere Arten von Filtern verwendet werden. Wie beispielsweise in Fig. 6 gezeigt, sind ein Filter 54, ein Phasenschieber 44 und ein Filter 55 über die Drains der FETs 34 und 35 geschaltet. In diesem Fall können auch Bandsperrfilter, die die Grundfrequenzkomponente f&sub0; sperren, oder Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz in der Mitte zwischen f&sub0; und 2f&sub0; als die Filter 54 und 55 eingesetzt werden. In ähnlicher Weise brauchen die Wählschaltungen, die die harmonischen Grundkomponenten f&sub0; zur Eingabe in den Kombinierer 47 auswählen, nicht speziell auf die Bandpaßfilter 45 und 46 beschränkt zu werden, sondern können auch von Bandsperrfiltern gebildet werden, die die zweite harmonische Komponente 2f&sub0; sperren, oder Tiefpaßfiltern, deren Grenzfrequenz in der Mitte zwischen f&sub0; und 2f&sub0; liegt, wie durch 57 und 58 in Fig. 6 dargestellt. In jedem Fall ist es möglich, zwischen den Wählschaltungen 57 und 58 und dem Kombinierer 47 Anpaßschaltungen 61 und 62 zur Anpassung der harmonischen Grundkomponente f&sub0; an die FETs 34 und 35 einzusetzen.
Die Filter 54 und 55 können relativ leicht als RF Filter ausgebildet werden. Im Fall der Ausbildung jedes dieser Filter als eines Bandpaßfilters werden verteilungsgekoppelte Streifenleitungen 91, 92 und 93 in einer gestaffelten, teilweise überlappenden Weise verbunden, und die Länge der verteilungsgekoppelten Streifenleitung 92 wird zu λg/2 gewählt (wobei λg die Arbeitswellenlänge der Leitung ist), wie in Fig. 7A gezeigt. Bei dieser Anordnung wird eine Komponente einer Frequenz vg/λg (wobei vg die Geschwindigkeit der Signalausbreitung ist) von der Leitung 93 als Antwort auf ein Eingangssignal zur Leitung 91 ausgegeben. Fig. 7B zeigt eine Ersatzschaltung solch eines Bandpaßfilters.
Im Fall der Ausbildung jedes der Filter 54 und 55 als eines Bandsperrfilters ist es nur erforderlich, in paralleler Anordnung eine Streifenleiterspule 95 und einen Streifenleiter-Chipkondensator 96 in eine Streifenleitung 94 einzufügen, wie in Fig. 8A gezeigt. Bezeichnet man die Induktivität der Spule 95 und die Kapazität des Kondensators 96 mit L bzw. C, dann beträgt die Sperrfrequenz etwa 1/ LC. Fig. 8B zeigt ein Ersatzschaltbild dieses Bandsperrfilters.
Die Filter 57 und 58 können jeweils auch als ein Tiefpaßfilter einfach dadurch ausgebildet werden, daß man Streifenleitungsspulen 97, 98 und 99 in einer T-Form zwischen eingangsseitigen und ausgangsseitigen Streifenleitungen anschließt und einen Streifenleitungskondensator 101 am Fußpunkt der T-förmigen Verbindung anschließt, wie in Fig. 9A gezeigt. Fig. 9B zeigt ein Ersatzschaltbild dieses Tiefpaßfilters.
Darüberhinaus können die Filter 57 und 58 je auch als ein Hochpaßfilter dadurch ausgebildet werden, daß ein Chipkondensator 102 zwischen eingangsseitigen und ausgangsseitigen Streifenleitungen angeschlossen wird und eine Streifenleiterspule 103 an einem Ende mit dem Verbindungspunkt und an dem anderen Ende mit einer Erdleiterleitung auf der gegenüberliegenden Seite der Schaltungsplatine (nicht gezeigt) durch ein Durchgangsloch 104 verbunden wird, wie in Fig. 10A gezeigt. Fig. 10B zeigt ein Ersatzschaltbild dieses Hochpaßfilters.
Ein dielektrischer Resonator kann beispielsweise als das Bandpaßfilter eingesetzt werden, das die zweite harmonische Komponente 2f&sub0; hindurchläßt. Wie beispielsweise in Fig. 11 gezeigt, ist die Drain des FET 34 über den Phasenschieber 44 mit einem dielektrischen Resonator 63 verbunden, der bei der Frequenz 2f&sub0; schwingt, und die Drain des FET 35 ist direkt mit dem dielektrischen Resonator 63 verbunden. Ein dielektrischer Resonator, der derzeit tatsächlich bei 1 bis 40 GHz eingesetzt werden kann, ist verfügbar. Dementsprechend kann der Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung leicht für Hochfrequenzbetrieb ausgelegt werden. Da das aus einem dielektrischen Resonator aufgebaute Bandpaßfilter ein relativ hohes Q aufweist, kann der Verlust aufgrund des Einsetzens des Bandpaßfilters relativ gering gemacht werden, wodurch der Kurzschließeffekt für die zweite harmonische Komponente 2f&sub0; verbessert wird.
Fig. 11 zeigt ein mehr praktisches Ausführungsbeispiel des Leistungsverstärkers der vorliegenden Erfindung. Ein Gleichstromblockkondensator 64 und eine Eingangsanpaßschaltung 65 sind zwischen den einen Ausgangsanschluß des Teilers 31 und das Gate des FET 34 geschaltet, während ein Gleichstromblockkondensator 66 und eine Eingangsanpaßschaltung 67 zwischen den anderen Ausgangsanschluß des Teilers 31 und das Gate des FET 35 geschaltet sind. Die Gates der FETs 34 und 35 sind über Hochfrequenzblockdrosselspulen 68 und 69 mit Gatevorspannungsquellenanschlüssen 71 bzw. 72 verbunden. Zwischen die Drains der FETs 34 und 35 und die Gleichstromquellen 38 bzw. 39 sind Hochfrequenzblockdrosselspulen 73 und 74 geschaltet. Ein Gleichstromblockkondensator 75 ist zwischen die Anpaßschaltung 61 und den einen Eingangsanschluß des Kombinierers 67 geschaltet, und ein Gleichstromblockkondensator 76 und ein Phasenschieber 77 sind zwischen die Anpaßschaltung 62 und den anderen Eingangsanschluß des Kombinierers 67 geschaltet.
Während in dem Voranstehenden die erste und die zweite Verstärkungsanordnung 32 und 33 als je ein Verstärkungselement enthaltend beschrieben wurden, ist es auch möglich, eine Parallelschaltung einer Vielzahl von Verstärkungselementen, beispielsweise FETs, einzusetzen. Die Verstärkungselemente sind nicht speziell auf die FETs beschränkt, vielmehr kann es sich auch um bipolare Transistoren oder ähnliche Elemente handeln. Bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 4, 5 und 6 sind die Filter 42, 43, 48, 50, 51, 53, 54, 55 in Paaren für die jeweiligen harmonischen Komponente vorgesehen, damit symmetrische Signalwege auf einer Schaltungsplatine erzielt werden: Diese Anordnung ist wirksam zur Erleichterung der Phaseneinstellung bei dem Phasenschieber 44, wenn der Leistungsverstärker für den Betrieb bei relativ hoher Frequenz ausgelegt wird, jedoch kann eines der Filter in jedem Paar weggelassen werden, wie bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 11 gezeigt. Es ist zu beachten, daß, wenn der Signalweg zwischen den Drains der FETs 34 und 35 über die Filteranordnung 41 dazu vorgesehen ist, die Phasenumkehr für die harmonischen Komponenten zweiter Ordnung zu bewirken, entweder der Phasenschieber 44 oder die Kombination der Filter 42 und 43 (oder 54 und 55) so ausgelegt werden können, daß sie das Phasenumkehrvermögen aufweisen. In jedem Fall ist es günstig, daß der Phasenschieber phaseneinstellbar ist. Es ist außerdem zu beachten, daß, wenn der Leistungsverstärker zum Betrieb insbesondere bei hoher Frequenz ausgelegt wird, die Länge des Signalwegs stark die Phasencharakteristiken des Signalwegs beeinflußt, weshalb es wichtig ist, daß die Gesamtphasenverschiebung durch den Signalweg einschließlich der Filteranordnung 41 so eingestellt wird, daß an der Drain jedes der FETs 34 und 35 die Phase der von ihm abgehenden zweiten harmonischen Komponente 180º phasenverschoben ist gegenüber der Phase der zweiten harmonischen Komponente, die von der Drain des anderen der FETs über die Filteranordnung 41 ankommt. Wenn die Länge des Signalwegs zur Erfüllung dieser Forderung einmal geeignet eingestellt wurde, kann der Phasenschieber 44 entfallen. In ähnlicher Weise können die Phasenschieber 49 und 52 in Fig. 5 entfallen.
Ein Hochspannungsausgabe kann man dadurch erhalten, daß man eine Vielzahl der oben beschriebenen Leistungsverstärker parallelschaltet. Wie beispielsweise in Fig. 12 gezeigt, wird das Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 11 in vier oder eine höhere grade Anzahl gleicher Signale aufgeteilt, die paarweise den FETs 34 und 35 jeweiliger Paare geliefert werden. Die Filter 41 und die Wählfilterschaltungen 57 und 58 sind für jedes Paar von FETs 34 und 35 vorgesehen, und die Ausgangssignale von den jeweiligen Wählfilterschaltungen 57 und 58 werden mittels des Kombinierers 79 phasengleich miteinander überlagert. In diesem Fall kann das Filter 41 auch zwischen benachbarten Verstärkungsanordnungen angeschlossen werden, wie in Fig. 13 gezeigt. Es ist außerdem möglich, eine andere Filteranordnung zwischen der ersten und der letzten Stufe der Anordnung von Verstärkungsanordnungen in Fig. 13 anzuschließen.
Gemäß dem oben beschriebenen Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung sind Störungen, die in der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung 32 und 33 auftreten, zufällig, und zweite harmonische Komponenten 2f&sub0; (harmonische Komponenten gerader Ordnung im allgemeinen) gleicher Größe werden in der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung 32 und 33 nicht zur gleichen Zeit erzeugt, so daß es unwahrscheinlich ist, daß der Leistungsverstärker instabil wird und vielmehr stabil arbeitet.
Es ist möglich, eine Anordnung einzusetzen, bei der die Filteranordnung 41 nur zwischen den Ausgangsseiten der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung angeschlossen und nicht geerdet zu werden braucht. Daher kann ein Verstärker zur Verwendung bei hohen Frequenzen wie etwa in dem Mikrowellenband relativ leicht hergestellt werden, da kein Durchgangsloch erforderlich ist.
Der Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung arbeitet in einer Weise ähnlich dem Klasse "F" Verstärker, auf den zuvor Bezug genommen wurde, und wird daher einen hohen Wirkungsgrad erreichen. Beispielsweise in einem 1700 MHz-Band ergibt sich für den Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung die Ausgangsleistung Po in bezug auf seine Eingangsleistung Pi so, wie durch eine Kurve 81 in Fig. 14 dargestellt, der Drainwirkungsgrad ηdd = Po/PDC · 100(%) (wobei PDC der Gleichstromenergieverbrauch durch den FET 34 ist) so, wie durch eine Kurve 82 dargestellt, und der Wirkungsgrad der zugesetzten Leistung ηad = (Po-Pi)/PDC · 100(%) so, wie durch eine Kurve 83 dargestellt. Mit zunehmender Eingangsleistung Pi nehmen die harmonischen Komponenten der Ausgangsleistung zu und die Wirkungsgrade ηdd und ηad steigen entsprechend. Wenn beispielsweise die Eingangsleistung Pi etwa 25 dB beträgt, beträgt der Wirkungsgrad ηd bis zu 80% und der Wirkungsgrad ηad beträgt bis zu 70% oder so.
Die Ausgangsleistung Po, der Drainwirkungsgrad ηd und der Wirkungsgrad der eingesetzten Energie ηad ändern sich mit der Abweichung der Arbeitsfrequenz von der eingestellten Mittenfrequenz, wie durch die Kurven 84, 85 bzw. 86 in Fig. 15 gezeigt. Der Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung kann zufriedenstellend bei mobilen Kommunikationen und ähnlichem über die in Fig. 15 gezeigte Bandbreite eingesetzt werden. Der Wirkungsgrad ηd beträgt im Stand der Technik höchsten 75% und in der Praxis bestenfalls 30 bis 40%. Daran zeigt sich, daß die vorliegende Erfindung einen hohen Wirkungsgrad erreicht. Als Folge dessen kann erwartet werden, daß die vorliegende Erfindung das Volumen des Leistungsverstärkers um 30º verringert und seinen Leistungsbedarf um nahezu 30% reduziert, verglichen mit herkömmlichen Leistungsverstärkern. Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung Leistungsverstärker hohen Wirkungsgrads anbieten, die in der Vergangenheit nicht zur Verfügung standen, und zwar über einen Frequenzbereich von dem mittleren Wellenband zum Mikrowellenband und für kleine bis große Ausgangsleistungen.

Claims

1. Leistungsverstärker, bei dem ein Eingangssignal von einem Teiler (31) gleich geteilt wird, die geteilten Ausgangssignale an eine erste und eine zweite Verstärkungsanordnung (32, 33) angelegt werden und die Ausgangssignale von der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung bei gleicher Amplitude und Phase mittels einer Kombiniereinrichtung (47) zu einem Verbundsignal zusammengesetzt werden, gekennzeichnet durch:

eine Filteranordnung (41), die zwischen die Ausgangsseiten der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung (32, 33) geschaltet ist und die Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals sperrt, aber seine harmonische Komponente hindurchläßt, und eine erste und eine zweite Wählschaltung (45, 46), die zwischen die jeweilige Ausgangsseite der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung und die Kombiniereinrichtung geschaltet sind, und von denen jede die Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals hindurchläßt.

2. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Filteranordnung (41) eine Phasenumkehreinrichtung (42; 43; 44) enthält, durch die in sie hineinfließende und aus ihr herausfließende Spannungen für die Harmonische zweiter Ordnung des Eingangssignals an der Ausgangsseite jeder der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung (32, 33) zueinander gegenphasig gemacht werden.

3. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Filteranordnung (41) ferner wenigstens eine harmonische Komponente dritter Ordnung hindurchläßt derart, daß in sie hinein und aus ihr heraus fließende Spannungen für die harmonische Komponente dritter Ordnung des Eingangssignals an den Ausgangsseiten der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung (32, 33) zueinander gleichphasig gemacht werden.

4. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Filteranordnung (41) ein Bandpaßfilter (42, 43) umfaßt, das die zweite harmonische Komponente des Eingangssignals hindurchläßt.

5. Leistungsverstärker nach Anspruch 4, bei dem das Bandpaßfilter ein Resonator ist, der bei der zweiten harmonischen Komponente des Eingangssignals schwingt.

6. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Filteranordnung (41) ein Bandsperrfilter (54, 55) umfaßt, das den Durchgang der Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals sperrt.

7. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Filteranordnung ein Hochpaßfilter (54, 55) umfaßt, das eine Grenzfrequenz in der Mitte zwischen der Grundfrequenzkomponente und der zweiten harmonischen Komponente des Eingangssignals aufweist.

8. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Filteranordnung (41) einen zu ihr in Reihe geschalteten Phasenschieber (44) zu einer solchen Einstellung enthält, daß die harmonische Komponente zweiter Ordnung von dem Ausgang einer der ersten und der zweiten Verstärkungsanordnung (32, 33) um 180º phasenverschoben in bezug auf die harmonische Komponente zweiter Ordnung wird, die von dem Ausgang der anderen der Verstärkungsanordnungen über die Filteranordnung kommt.

9. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die erste und die zweite Wählschaltung je ein Bandsperrfilter (57, 58) zum Sperren der harmonischen Komponente zweiter Ordnung des Eingangssignals sind.

10. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die erste und die zweite Wählschaltung je ein Tiefpaßfilter (57, 58) mit einer Grenzfrequenz zwischen der Grundfrequenz und der harmonischen Frequenz zweiter Ordnung des Eingangssignals sind.

11. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Kombiniereinrichtung eine 900 Gabelschaltung ist.

12. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die erste und die zweite Verstärkungsanordnung (32, 33) Klasse "B" Vorspannungs-Verstärkungsanordnungen sind.