DE2725719A1 - Mikrowellensignalverstaerker - Google Patents
MikrowellensignalverstaerkerInfo
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Description
Hintergrund der Erfindung Anwendungsgebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft einen Mikrowellensignalverstärker unter Verwendung von Transistoren und bezieht sich im einzelnen auf
eine Schaltungsanordnung eines Mikrowellensignalverstärkers mit ausgezeichneten Ubertragungseigenschaften und guter Stabilität
bei ein- oder mehrstufiger Verstärkeranordnung.
Beschreibung des Standes der Technik
Im allgemeinen zeigt ein einstufiger Transistorverstärker für das Gigahertz-Band einen Abfall in der Frequenzcharakteristik
(Frequenz/Verstärkerkennlinie) von -6dB/0ktave, wenn Eigang und Ausgang eines derartigen Verstärkers innerhalb des gewünschten
Frequenzbandes angepaßt sind.
Derzeit wird ein derartiger Verstärkungsabfall innerhalb des gewünschten
Frequenzbandes durch folgende Methoden kompensiert:
1. Es gibt ein Verfahren, bei dem der Frequenzverlauf durch angepaßten
Dämpfungsverlauf erreicht wird, in dem eine Fehlanpassung (Reduktion der Verstärkung im unteren Frequenzbereich)
durch passende Anpassungsschaltung im Ein- und Ausgang zwischen den Transistorverstärkerstufen innerhalb des gewünschten Frequenzbandes
vorgesehen ist.
2. Ein weiteres Verfahren besteht darin, durch Anpassungsschaltungen
die Ein- und Ausgänge innerhalb des gewünschten Frequenzbandes anzupassen und dem einzelnen Verstärker mit einem Verstärkungsabfall
von -6dB/0ktave ein zusätzliches Widerstandsglied zur Amplitudenkompensation zuzuordnen.
Das oben unter 1. genannte Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß die Fehlanpassung zwischen Transistor und den Ein- und Ausgangsanpassungsgliedern
sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzbandes als auch außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches erheblich
ist. Bei der oben unter 2. genannten Methode besteht ebenfalls eine beträchtliche Fehlanpassung zwischen Transistor und
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den Anpassungsschaltungen im Ein- und Ausgang außerhalb des gewünschten
Frequenzbandes. Eine derartige Fehlanpassung bewirkt eine !Instabilität des Verstärkers. In anderen Worten neigt die
Schaltung leicht zu Schwingungen infolge thermischen Rauschens oder anderer Störgeräusche. Bei einem Mikrowellensignalverstärker,
der einen Transistor verwendet, wird, wie oben beschrieben, der Verstärker unstabil, wenn der Betrag der Fehlanpassung zwischen
Transistor und Eingangsschaltung, (die allgemein die Eingangsanpassungsschaltung
enthält), und der Ausgangsschaltung, (die allgemein die Ausgangsanpassungsschaltung enthält), innerhalb
des gewünschten Frequenzbandes groß ist. Dieser Zusammenhang wird zunächst erläutert.
Hierzu kann der Eingangsreflexionskoeffizient P. und der Ausgangsreflexionskoeffizient
P . eines Mikrowellensignalverstärkers mit Transistoren durch den S-Parameter eines einzelnen
Transistors ausgedrückt werden
Hierbei bedeuten:
S1^: Eingangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem
Ausgang,
S22^ Ausgangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem
Eingang,
S^2: Ubertragungskoeffizient in Gegenrichtung, wenn der Eingang
reflexionsfrei abgeschlossen ist,
S21: ^ber'traSunSskoe:f>:£<izien't in Vorwärtsrichtung, wenn der Ausgang
reflexionsfrei abgeschlossen ist, r*
' g: Reflexionskoeffizient der Eingangsschaltung (Stromverscrgungsseite)
' g: Reflexionskoeffizient der Eingangsschaltung (Stromverscrgungsseite)
ι ^: Reflexionskoeffizient der Ausgangsschaltung (Belastungsseite)
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ORIGINAL INSPECTED
Dabei können die Ein- und Ausgangsreflexionskoeffizienten Γ.
in
und i . des vorstehend genannten Mikrowellensignalverstärkers
für den stabilen Bereich als ( P1nJ1 j Γ Qut)<1 und | ^1n)Jf QUt
>1 für den unstabilen Bereich klassifiziert werden.
Aus den obigen Gleichungen läßt sich ableiten, daß die Reflexionskoeffizienten Po und <L der Ein- und Ausgangsschaltungen die Stabilität
des Mikrowellensignalverstärkers beeinflussen. Vornehmlich, wenn die Anpassung der Ein- und Ausgangsschaltungen schlecht
ist, (dabei sind die Absolutwerte für I <·, und / L groß), so wird
'f. i oder If7 4_|>1, das heißt mindestens einer der Absolutwerte
i ■ in I ι out I
wird groß, und damit wird der Verstärker unstabil.
Wenn bei einem Mikrowellenverstärker die Frequenz ansteigt, so sinkt die Verstärkung eines Verstärkers, zum Beispiel wird der
Übertragungskoeffizient in Vorwärtsrichtung Sp- klein, und es
zeigt sich, daß die Möglichkeit des Auftretens eines unstabilen Zustande des Verstärkers gering ist, was für den Frequenzbereich
mit Fehlanpassung gilt, der höher als das gewünschte Frequenzband liegt. Dagegen wird in dem Frequenzbereich unterhalb des gewünschten
Frequenzbandes mit Fehlanpassung zwischen Transistor und Ein- und Ausgangsschaltungen die Möglichkeit einer unstabilen Arbeitsweise
des Verstärkers groß, da mit Absinken der Frequenz der Koeffizient Sp,. des Transistors groß wird.
Im Falle eines Verstärkers hoher Leistung wird oft ausgenutzt,
daß bei einem Eingangspegel in der Größe der Verstärkung eine Kompression beginnt. Wird jedoch ein bipolarer Transistor, beispielsweise
mit gemeinsamen Emitter verwendet, und die Eingangsleistung übersteigt einen bestimmten Pegel, so wird eine Eingangskapazität
zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors zeigt manchmal einen
negativen Widerstandswert (in diesen Fall| P. ^ 1|) für eine
Frequenz, die der Hälfte oder einem Drittel des Eingangssignals entspricht. Wenn in einem derartigen Fall die Impedanz der Eingangsanpassungsschaltung
im Frequenzbereich von der Hälfte oder
( Γ"1 ι
ο I
groß ist, so ist oftmals die Schwingungsbedingung erfüllt.
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ORIGINAL INSPECTED
Bei Mikrowellensignalverstärkern mit Transistoren, wie oben beschrieben,
wird der Verstärker oft unstabil, wenn die Werte/ g und ["7T, das heißt das Maß der Fehlanpassung zwischen Transistor
und Ein- und Ausgangsschaltungen groß sind. Jedoch wurde bisher dieser Art von unstabiler Arbeitsweise des Verstärkers noch keine
besondere Aufmerksamkeit geschenkt.
Zusammenfassung der Erfindung
Im Hinblick auf die obengeschilderten Nachteile liegt der Erfindung
die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellensignalverstärker zu schaffen, der sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzbandes
als auch außerhalb stabil arbeitet. Hierzu ist der Mikrowellensignalverstärker gemäß der Erfindung mit Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen
versehen, die jeweils durch Hochpaßfilter gebildet sind, die mit einer Kapazität in Serienschaltung gesehen
vom Transistor beginnen und dadurch gekennzeichnet, daß der Stromversorgungskreis ein Tiefpaßfilter enthält, welches sit einer
Induktivität in Serie beginnt und mit einem Widerstand abgeschlossen ist, der parallel zwischen Transistor und den Einganers-
und Ausgangsabschlußschaltungen jeweils angeordnet ist.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Fig.1 zeigt die Schaltung eines bekannten einzelnen Mikrowellensignalverstärkers
,
Fig.2(a), (b)sind Schaltbilder eines einzelnen Mikrowellensignalverstärkers
als Ausführungsform der Erfindung,
Fig.3(a), (b) zeigt Beispiele besonderer Schaltungsausführungen
nach der Erfindung, wobei zwei einzelne Verstärker jeweils als zwei Stufen hintereinander geschaltet sind.
Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
Fig.1 zeigt die Schaltung eines bekannten diskreten Mikrowellensignalverstärkers
.
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In Fig.1 sind mit 5 und 12 die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen
bezeichnet. 6 und 11 stellen Induktivitäten dar. Mit 7·und 10 sind Kapazitäten bezeichnet, während mit 8 der Transistor
bezeichnet ist. Der Gleichstromversorgungskreis trägt die Bezeichnung 9. Ferner sind 1, 11 die Eingangsklemmen; 2, 2* die
Verbindungsklemmen der Eingangsanpassungsschaltung 5 zum Transistor
8. 3,3' sind die Verbindungsklemmen des Transistors 8 und der Ausgangsanpassungsschaltung 12. Mit 4-, 41 sind die Ausgangsklemmen
bezeichnet.
In Fig.1 bilden die Induktivitäten 6 und 11 und die Kapazitäten 7 und 10 den Stromversorgungskreis, der ein Tiefpaßfilter enthält.
Dieses Filter trennt den Gleichstromkreis 9 von den Eingangsund Ausgangs anpassungsschaltungen 5 und 12. Die Mikrowellenverstärkerschaltung
besteht aus dem Transistor 8 vom Hochfrequenzgesichtspunkt aus gesehen. In anderen Worten ist der Stromversorgungskreis
derart ausgebildet, daß er unter dem Gesichtspunkt der hohen Frequenzen des zu verstärkenden Frequenzbandes abgetrennt
ist.
Der Transistor 8 ist gegenüber den Eingangsklemmen 1, 1' angepaßt
oder in bestimmter Weise fehlangepaßt. Das gilt für die
Ausgangsklemmen 4-, 4' in gleicher Weise für das gewünschte Frequenzband
des Verstärkers, und dies wird mittels der Eingangsund Ausgangsanpassungsschaltung 5 und 12 erreicht. Aus den obenerwähnten
Gründen jedoch kann die Stabilität des Verstärkers innerhalb oder außerhalb des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers
beeinträchtigt werden.
Ist vornehmlich die Anpassung der Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen
außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches des Verstärkers oder auch innerhalb des gewünschten Frequenzbereiches
schlecht, so werden die Absolutwerte von Ig und f,- hoch, was folgende
Beziehung ermöglicht:
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Derzeit werden allgemein als Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen
5» 12 Hochpaßfilter verwendet, und bei einer Anpassung innerhalb des gewünschten, d.h. zu verstärkenden, Frequenzbandes
des Verstärkers wird dem niedrigeren Frequenzband außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches keine besondere Eeachtung
geschenkt.
Fig.2(a), (b) zeigt Schaltungsanordnungen einzelner Mikrowellensignalverstärker
als Ausführungsform der Erfindung. In diesen Figuren sind den Blöcken die gleichen Bezugszeichen wie in Fig.1
gegeben. In Fig.2(a), (b) sind mit 13 und 16 die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen bezeichnet. 14 und 15 bezeichnen
die Stromversorgungskreise. Mit 17 und 20 sind Widerstände, mit 18, 19» 22 und 2$ Kondensatoren bezeichnet, während mit 21 und
24 jeweils Induktivitäten bezeichnet sind.
Die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 13 und 16 bestehen
jeweils aus Hochpaßfiltern 22, 21 und 23, 24, die aus einer Spule und einem Kondensator bestehen. Bei der vorliegenden Erfindung
beginnt ein Hochpaßfilter mit einer Kapazität (£2, 23 in Fig.2) vom Transistor 8 aus gesehen. Gleichzeitig ist die Kapazität
derart bemessen, daß unterhalb einer bestimmten Frequenz eine Sperrung eintritt. Somit sind vom Transistor her gesehen
bei einer Frequenz, die unterhalb des zu verstärkenden Frequenzbandes
liegt, die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 13, 16 geöffnet. Im vorliegenden Falle kann jede Art von Hochpaßfilter
mit einer anderen Schaltungsausführung wie in Fig.2 verwendet werden, sofern die obengenannte Bedingung erfüllt wird.
Zusätzlich können diese Hochpaßfilter im gewünschten Frequenzband des Verstärkers angepaßt oder auch fehlangepaßt werden, (um
einen flachen Verlauf der Verstärkungskennlinie über die Frequenz zu erreichen), und die Anordnung kann so getroffen werden, daß
eine dem erstrebten Ziel angepaßte Dämpfung erreicht wird.
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Die Stromversorgungskreise 14, 15 besitzten zunächst am Transistor
8 Induktivitäten 6, 11, die jeweils in Kombination mit Kondensatoren 7 und 10 ein Tiefpaßfilter bilden, und dieses
Tiefpaßfilter ist mit Abschlußwiderständen 17 und 20 belastet.
Die Stromversorgungskreise 14 und 15, die mit den Induktivitäten
6, 11 beginnen, sind innerhalb des zu verstärkenden Frequenzbandes aus hochfrequenztechnischer Sicht offen und vom Verstärker
abgetrennt.
Die erwähnten Widerstände 17 und 20 werden hinsichtlich des Widerstandswertes
(Ro) gleich dem Wellenwiderstand der (Zo) der Leitung oder einem anderen festen Wert bemessen. Im Falle einer
Bemessung des Widerstandswertes gleich dem Wellenwiderstandswert der Leitung wird das Mikrowellencignal im niedrigen Frequenzband
außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches, welches das Tiefpaßfilter durchläuft, ohne Reflexion durch die Widerstände
17 und 20 geschluckt.
In diesem Falle ist es möglich,, daß die Impedanz der Eingangsschaltung^
gesehen von den Klemmen 2, 2' und der Ausgangsschaltung, gesehen von den Klemmen 3, 3' jeweils einen;etwa konstanten
Widerstandswert bei einer niedrigen Frequenz darstellen, wenn eine spezielle Frequenz betrachtet wird, und dementsprechend
kann die Unstabilität des Verstärkers aufgrund einer Fehlanpassung
im Fehlanpassungsfrequenzbereich zwischen Transistor 8 und Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltung 13, 16 vermieden werden.
Somit gilt in diesem Falle ' g = O, /^=O und schließlich
Ρ- '« S-^, P . '=t Spo· Daher ist es schwierig, die Beziehung,
wie zum Beispiel j f"7. j > 1 oder Jf1 . />1 zu erhalten.
Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen aus der Sicht der genannten Klemmen 2, 2' und 3, 3' werden jeweils zu einem konstanten Impedanzwert
außerhalb und innerhalb des zuverstärkenden gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers, wenn die Eingangsanpassungsschaltung
13 und der Stromversorgungskreis 14, gesehen von den Klemmen 2, 2' eine konstante Spannungsteilerschaltung bilden, und
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wenn die Ausgangsanpassungsschaltung 16 und der Stromversorgungskreis 15 aus Sicht der Klemmen 3, 3' ebenfalls einen Spannungsteiler
mit konstantem Widerstandswert darstellen. In anderen Worten kann zum Beispiel der Eingangswiderstand der Eingangsanpassungsschaltung
13 als Wellenwiderstand Z,. angesehen werden, und
der Eingangswiderstand des Stromversorgungskreises 14 als Wellenwiderstand Zp. Ferner sei der Widerstandswert, der gleich dem Wellenwiderstand
der Leitung ist, mit Rq angenommen. Den obigen Erfordernissen
genügen die folgenden Beziehungen:
Z^, Zp = Rq (inverses Netzwerk)
Z- + Zp= Rq (komplementäres Netzwerk)
Sogar, wenn diese Bedingungen nicht vollständig erfüllt sind, läßt sich eine ausreichende Wirkung für die Stabilität des Verstärkers
mit Hilfe der in Fig.2 dargestellten Anordnung gemäß der Erfindung erreichen.
Wenn andererseits ein bipolarer Transistor, beispielsweise in einer Schaltung mit geerdetem Emitter (common emitter), verwendet
wird, und die EingangsIeistung einen bestimmten Pegel übersteigt,
so wird die Eingangskapazität zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors
zeigt einen negativen Widerstandswert für Frequenzen, die dem Halben oder einem Drittel der Eingangssignale entsprechen,
was dazu führt, daß j ι . (>1 wird. Dabei ist es nötig, den Wert
der Widerstände 17 und 20 derart zu bemessen, daß die Impedanz der Eingangs- und Ausgangsschaltungen der Transistoren 39 und
nicht gleich dem negativen Widerstandswert wird.
In Fig. 2(a) und Fig.2(b) sind die Verbindungsfolgen von Widerständen
und Kondensatoren 17 und 18 bzw. 20 und 19 umgekehrt. Es besteht jedoch kein wesentlicher Unterschied zwischen diesen Figuren,
außer daß im Falle von Fig.2(a) ein Abfall der Gleichstromkomponente verhältnismäßig groß ist, ,jedoch kann der Nebenschluß
der Hochfrequenzkomponente über die Speisestromschaltung 9 vermie-
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den werden, während im Falle von Fig.2(b) der Verlust der Gleichspannungskomponente
nahezu null ist, während die Hochfrequenzkomponente ziemlich über die Stromversorgungsschaltung 9 abfließt.
Die Fig.3(a) und 3(b) zeigen besondere Ausführungsbeispiele der Erfindung, bei denen ein zweistufiger Verstärker vorgesehen ist.
In Fig.3(a) und (b) sind mit 26, 4-0, 44, 58 Kondensatoren bezeichnet,
von denen jeder das Anpassungshochpaßfilter bildet, welches eine passende Dämpfung im gewünschten Frequenzband des
Verstärkers jeweils in Kombination mit den Induktivitäten 25, 41,
43 und 59 herstellt. Mit 27, 38, 45 und 56 sind Induktivitäten
bezeichnet, von denen jede jeweils ein Tiefpaßfilter in Kombination mit den Kondensatoren 28, 37, 46 und 55 bildet.
Mit 31, 34, 49 und 54 sind Kondensatoren bezeichnet, die eine so
große Kapazität besitzen, daß sie als Trennkapazitäten innerhalb eines genügend breiten Frequenzbereiches innerhalb oder außerhalb
des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers wirken. Mit 29, 36, 47 und 53 sind Drosselspulen bezeichnet, die eine genügend große
Induktivität innerhalb eines genügend großen Frequenzbandes innerhalb und außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches des Verstärkers
aufweisen. Mit 32, 33, 50 und 51 sind Widerstände bezeichnet,
deren Widerstandswert gleich der charakteristischen Impedanz bzw. dem Wellenwiderstand ist und jeweils dem Belastungswiderstand
der Tiefpaßfilter (27, 28), (37, 38), (45, 46) und (55, 56) entspricht
.
Mit den Bezugszeichen 30, 35, 48 und 52 sind die Gleichstromversorgungseingangsklemmen
bezeichnet, die jeweils gegenüber dem Hochfrequenzsignal aus den Tiefpaßfiltern (27, 28), (37, 38),
(45, 46) und (55, 56) mittels der genannten Drosselspulen 29, 36, 47 und 53 abgeriegelt sind.
Mit 60 ist die Signaleingangsklemme, mit 42 die Verbindungsklemme zwischen den Stufen, mit 61 die Signalausgangsklemme und mit 39
und 57 Transistoren bezeichnet. Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen von den Transistoren 39 und 57 her gesehen, werden auf ei-
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nem konstanten Wert bei einer Frequenz unterhalb einer Grenzfrequenz
gehalten.
Bei der vorliegenden Erfindung ist eine nichtdargestellte Eingangsschaltung
mit der Eingangsseite der Signaleingangsklemme 60 verbunden, und diese besitzt allgemein eine Impedanz für Frequenzen
außerhalb des Bereiches (insbesondere für die Frequenz, die etwa die Hälfte oder ein Drittel der Eingangssignalfrequenz
beträgt), welche von der charakteristischen Impedanz (Wellenwiderstand) Zq verschieden ist. Gemäß der Erfindung jedoch kann beobachtet
werden, daß, was die Impedanz der Eingangsschaltung aus der Sicht des Transistors 39 in der ersten Stufe betrifft, die
niedrigen Frequenzen außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches durch den Kondensator 26 des Hochpaßfilters und den Widerstand
32 der Stromversorgungsschaltung abgetrennt werden. Daher ist für eine derartige Eingangsschaltung nicht erforderlich, die
Übertragungskurve für die niedrigen Frequenzen außerhalb des Frequenzbandes auszulegen.
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Claims (4)
- ^ätenYanwäiVebR. CLAUS REINiSNDER 6/297fclPL-ING. KLAUS BERNHARÖt 'D - 8 MQMCHEN όβbftiÄsk,KAtSEitFUJITSU LIMITED, Kawasaki, JapanMikroweliensignalverstärkerPriorität: Japan 15.Juni 1976 Nr. T 51-70120Patentansprüche:Λ J Mikrowellensignalverstärker, dadurch okonr.zeichnet, daß die Anpassungsschaltungen an der tin^an^s- und JUicf'T'-ngscei+" · oir.e: Transistors jeweils aus Hochpaßfiltern bestehen, die ve Transistor aus gesehen mit einem in Serie geschaltetem Kondensator beginnen, und daß eine Speisestromzuführungsscnaltung vorgesehen ist, die ein Tiefpaßfilter enthält, welches mit einer in Serie geschalteten Induktivität beginnt, und die durch einen Widerstand abgeschlossen ist, welcher parallel zwischen derr. genannten Transistor und der Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltung jeweils angeschlossen ist.
- 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Abschlußwiderstandes R derart bemessen ist, daß dieser dem Wellenwiderstand Z der Übertragungsleitung entspricht.
- 3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß wenn die Eingangsimpedanz des Hochpaßfilters, das mit dem Widerstand R abgeschlossen ist, mit Z^, angenommen ist, und die Eingangsimpedanz des Tiefpaßfilters, welches mit dem Widerstand709851/0972ORIGINAL INSPECTED2775719R abgeschlossen ist, als Z~ angenommen wird, die Eemessung folgender Bedingung genügt:RQ undZ2 ■ V
- 4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochpaßfilter aus einem Serienkondensetor und einer Faralleiinduktivität besteht, während das Tiefpaßfilter aus einer Serieninduktivität, einer Parallelkapazität und einem Abschlußwiderstand besteht.709851/0972
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