DE2158032A1

DE2158032A1 - Aktives RC-Wellenübertragunsnetzwerk unter Verwendung eines einzigen Verstärkers zur Erzielung einer Alldurchlaß-Übertragungsfunktion

Info

Publication number: DE2158032A1
Application number: DE19712158032
Authority: DE
Inventors: George Samson Highland Park N.J. Moschytz (V.StA.). P
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1970-11-12
Filing date: 1971-11-23
Publication date: 1972-06-15
Also published as: US3679987A; US3697987A; FR2113891B1; DE2156311A1; FR2113891A1; BE775653A; FR2115964A5; NL7115587A; GB1364507A

Description

DipL-lng. Walfsr Jackisch

7 Stuttgart N, Menzelstraße 40

Western Electric Company Inc.

195 Broadway A 32 686

Hew York, N. Y. 10007 / USA 23. Nov. 1971

eingegangen

Aktives RG-Wellenübertragungsnetzwerk unter Verwendung eines einzigen Verstärkers zur Erzielung einer Alldurchlaß-Übertragungsfunktion

Die Erfindung betrifft ein aktives Wellenübertragungsfilter mit zwischen einem Eingang sowie einem Ausgang in Kaskade vorgesehenem Differentialverstärker nebst einer Widerstands-Rückkopplungsverbindung zwischen dem Filterausgang und dem invertierenden Eingang dieses Verstärkers und einem vier Anschlüsse, aufweisenden induktivitätslosen Frequenzbestimmüngsnetzwerk nebst entsprechenden Anschlüssen in Verbindung mit dem Eingang sowie dem Ausgang, einem Erdungsbezugspunkt sowie dein nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers»

Es gibt viele Anwendungsfälle für Alldurchlaß-Übertragungsfunktionen in Übertragungsnetzwerken für elektrische V/ellen. Wichtig unter diesen Anwendungsfällen sind die Verzögerungsleitung, welche in !Eransversal-Vergleichmäßlgern und der Verzögerungseinheit angewendet wird, die zur differentiellen kohärenten Phasenmodulation von Datenempfängern dient. Bekannte Filter zur Erzielung einer solchen Übertragungsfunktion erforderten entweder die Anwendung von Induktivitäten und Kondensatoren in Zusammenwirkung oder aktive Netzwerke unter

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Verwendung von Widerständen und Kondensatoren. Filter, welche Induktivitäten verwenden, sind normalerweise raumaufwendig und für den Aufbau einer integrierten Schaltung ungeeignet. Aktive Netzwerke, welche Induktivitäten nicht enthalten, erfordern auf der anderen Seite mehrere wärmeerzeugende Verstärker. Ein aktives Widerstands/Kapazitäts-(RC)-Filter, welches die geringste Wärmemenge erzeugt, beispielsweise ein solches Filter, das lediglich einen Verstärker enthält, wäre von Vorteil.

Obgleich RC-Filter mit einem einzigen Verstärker zur Amplitudensteuerung der Frequenz-Ansprechcharakteristik bekannt sind, ^ erwiesen sich RC-Filter bei der Erzielung der allgemeinen Alldurchlaß-Funktion mit vernünftig hohem Q-Wert, d.h. der Selektivität des Verhältnisses der Induktivität zum Widerstand bei den Eigenfrequenzen als nicht zufriedenstellend. Insbesondere beschränkte der den RC-Filtern mit einem einzigen Verstärker eigene Verlust die Kaskadenverbindung derartiger Filter, wenn Übertragungsfunktionen von hoher Ordnung gebildet werden sollen.

Diese Schwierigkeiten werden nach der vorliegenden Erfindung dadurch beseitigt, daß ein direkter Widerstandsweg zwischen dem Eingang des Filters und dem invertierenden Eingang des Verstc." kers zur Steuerung der Phasenfrequenz vorgesehen ist, die für Breitbandsignale charakteristisch ist, welche an dem Eingang ™ liegen, ohne Änderung der Amplituden-Frequenz-Charakteristik.

Die Erfindung bezieht sich auf das induktivitätslose frequenzbestimmende Netzwerk, das eine Bandsperrcharakteristik aufweist

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung bezieht sich darauf, daß das die Frequenz bestimmende Netzwerk aus einer Doppel-T-Konfiguration besteht.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, daß das die Frequenz bestimmende Netzwerk aus einer Konfiguration in Form eines überbrückten T besteht,

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Gemäß einer weiteren Ausgestaltung liegen "bei einer erfindungsgemäßen Anordnung ein Widerstand und ein Kondensator parallel als Ladenetzwerk zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des " Verstärkers und dem Erdungsbezugspunkt.

Gemäß .einer weiteren Ausgestaltung liegen bei einer erfihdungsgemäßen Anordnung ein Widerstand und ein Kaüensator in Reihe zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers und dem, Er.dungsBezugspunkt als Ladenetzwerk.

Erfindungsgemäß wird der angestrebte Zweck "bei einem einen einzigen .Verstärker umfassenden Alldurchlaß-Netzwerk durch folgende Merkmale erzielt; Ein passives Zweitordnungs-RC-Filternetzwerk in Reihe mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Differentialverstärkers, eine positive Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers sowie dem PiI-ternetzwerk, eine negative Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers sowie dessen invertierenden. Eingang und eine direkte Verbindung zwischen dem Eingang des Filternetzwerks und dem invertierenden Eingang des Differentialverstärkers. Sowohl die negative Rückkopplung als auch die direkten Verbindungen zu dem invertierenden Eingang des Differentialverstärkers sind mit Vorteil als Ohm'sche Widerstände ausgebildet. Der Eingang zu dem RC~Filternetzwerk bildet den Eingang des gesamten Netzwerks. Der Ausgang des Differentialverstärkers bildet den Ausgang der beispielsweisen Alldurchlaßschaltung.

Die Alldurchlaßschaltung nach der Erfindung ist nach einem Bausteinprinzip ausgelegt und stellt eine induktivitätsfreie Schaltung dar, welche mit stoßweise verarbeitenden Verfahren' unter Anwendung integrierter Schaltungen verträglich ist. Auch ist die erfindungsgemäße Anordnung im Aufbau mit Schaltungen zur Amplitudenformung verträglich. Ferner kann-die Art der Ausgangsbelastung des RC-ITe t ζ vrerks gesteuert werden, um das Ge-

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samtnetzwerk verlustfrei oder frei von einer parasitischen Phasenverschiebung zu halten. Daher werden einzelne Alldurchlaß-Teile zur Verzögerungskompensierung zueinander und zu amplitudenformenden !Teilen in Kaskade schaltbar.

Die Erfindung ist nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen= *

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Alldurchlaß-Schaltung in Blockschaltbilddarstellung,

W Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Alldurchlaß-Schaltung einschließlich eines Doppel-T-Filternetzwerkes für parallele Ausgangsbelastung, überwiegend in Schaltbilddarstellung,

Fig* 3 ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel eines wahlweisen RC-Filternetzwerkes nach der Erfindung mit Serienausgangsbelastung, in Schaltbilddarstellung.

Bei dem elektrischen Wellenübertragungsnetzwerk nach Fig. 1 wird das zu verarbeitende Eingangssignal durch eine Eingangsquelle 10 geliefert, welche eine gemeinsame Verbindung über eine auf Masse führende Leitung 20 und eine Ausgangsverbindung an einem Schaltpult A aufweist. Die Eingangsquelle 10 umfaßt typischerweise ein Übertragungssystem für analoge oder digitale Meldungssignale. Ein solches System ist allgemein unerwünschten Amplituden- und Phaseneffekten unterworfen, von denen besonders die letzteren in der Wellenübertragungsschaltung nach der Erfindung kompensiert werden sollen. Durch das erfindungsgemäße Netzwerk verarbeitete Signale sind zur Demodulation, Anzeige und Entschlüsselung an einem Ausgangsanschluß Z an ein Ausv/ertungsnetzwerk 18 abzugeben, welches mit der gemeinsamen Erdverbindungsleitung 20 verbunden ist. Wahlweise können sowohl die '.Eingangsquelle 10 als auch die Aus-

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Werteschaltung""18 oder eine von beiden als zusätzliche Wellenübertragungsnetzwerke nach Art von Fig. 1 ausgebildet sein. Jede gewünschte Gesamtverzögerung kann erzielt werden, indem mehrere Netzwerke nach Art von Fig. 1 in Tandemschaltung angeordnet werden.

Gemäß Fig. 1 umfaßt das erfindungsgemäße Wellenübertragungs^ netzwerk zwischen einem Eingangs ans oliluß A und einem Ausgangsanschluß Z ein passives RC-Netzwerk 11, einen Differentialverstärker 12 mit entsprechendem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang (mit ^:?-^:i bzw "+" bezeichnet) und einem Ausgangsanschluß Z, ein Rückkopplungsnetzwerk zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Differentialverstärkers 12Γ, "einen Eingangswiderstand 14 für den invertierenden Eingang des Verstärkers 12 und einen Rückkopplungsweg 16 zwischen dem Ausgangsanschluß Z und dem RG-Netzwerk 11.

Fig. 1 zeigt auch einen Übertragungsschalter 15 mit einem an einen Anschluß G angelenkten beweglichen Schalterkontakt, wobei der Anschluß G mit einem "fiderstand 14 verbunden ist, und Anschlüssen E, F, die auswahlmäßig mit dem Anschluß G zu verbinden ?ind. Der Anschluß E liegt an dem Eingangsanschluß ^Λ während der Anschluß F mit der gemeinsamen Erdleitung 20 verbunden ist.

¥enn der Schalter 15 an der gemeinsamen Erdungsleitung 20' liegt, stellt das Wellenübertragungsnetzwerk von Fig. 1 einen aktiven Amplitudenfilterabschnitt dar, so daß die Nullfrequenz des passiven RG-Netzwerks 11 in eine Frequenz der Resonanz an dem Ausgang des Verstärkers 12 vermöge des positiven Rückkopplungsweges 16 übersetzt wird. Das die ne^tive Rückkopplung aufweisende Netzwerk 13, das über den T/iderstand 14 auf Erde liegt, stabilisiert den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 12. Das Gesamtergebnis besteht in einer übertragungsfunktion, welche vermöge entsprechender Auslegung die Frequenzkennwerte irgendeiner willkürlichen Zweitordnungs-über-

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tragungsfunktion aufweist, beispielsweise eine Tiefpaß-, Bandpaß-oder Hochpaß-Charakteristik, und zwar in Abhängigkeit von der Art des passiven RC-Netzwerkes 11, Wenn die gesamte Übertragungsfunktion eine Frequenzsperrcharakteristik aufweisen soll (d. h. Nullen auf der jw-Achse), so umfaßt das passive RC-Netzwerk 11 selbst ein Frequenzsperr- der^;iNut"-Filter. Die Doppel-T-Schaltungen und die Schaltungen mit der Charakteristik eines überbrückten T stellen Beispiele von ^:iNut^:i-Filtern dar, die zur Verwendung als Netzwerk 11 geeignet sind.

k Ein solches Wellenübertragungsnetzwerk umfaßt im Prinzip den Baustein des einzigen Verstärkers in Verträglichkeit mit einer schubweisen Betätigung integrierter Schaltkreise. Der grundlegende Baustein kann durch geeignete Elemente beschnitten werden, beispielsweise durch Schreiben, Ätzen oder Schneiden, um irgendeine Zweitordnungs-Amplitudensteuerfunktion zu liefern. Das Einverstärker-Aktivfilter-Bausteinkonzept stellt einen Ausfluß der Arbeit von R.P.Sallen und E.L.Key in deren Artikel ^:>"A Practical Method of Designing RC Active Filters¹' in ^Institute of Radio Engineers Transactions on Circuit Theory¹', Band CT-2, Seiten 75 - 85, März 1955, dar.

Das wesentliche bei der Erfindung liegt darin, daß das Bau-) steinkonzept ausgedehnt wird, so daß es die Alldurchlaß-Ansprechcharakteristik umfaßt, während ein weiter Bereich von Phasenansprechjustierungen über einen vollen, 360° umfassenden Bereich zugelassen wird. Um die Alldurchlaßfunktion zu erzielen, wird der Amplitudenabschnitt von Fig. 1 mit dem die Anschlüsse F, & überbrückenden Schalter 15 abgewandelt, indem der bewegliche Schalterkontakt des Schalters 15 zur Verbindung von E, G eingestellt wird, so daß die Ausgangsgröße der Quelle 10 %u dem invertierenden Eingang des Verstärkers 12 über den Widerstand 14 gerichtet wird. Der Widerstand 14 wird dann zu einem summie-. renden Widerstand, wobei das von der Quelle 10 kommende Eingangssignal mit dem negativen Rückkopplungssignal vom Ausgang des

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Differentialverstärkers 12 vereinigt wird. Das aus dieser differentiellen Eingangsbetriebsart erhaltende Ergebnis stellt die Projektion der konjugierten Übertragungsnullen des passiven RC-Nullnetzwerks, welches beim Nichtvorliegen einer direkten Verbindung des Eingangesignals mit dem Differentialverstärker an oder nahe der imaginären Achse der komplexen Frequenzebene vorliegt, in die rechte Hälfte der Ebene dar. Hierbei ist zu bemerken, daß die Nullen des Nullnetzwerks in Form des tiberbrückten T weiter von der imaginären Achse als diejenige des Doppel-T-Netzwerks entfernt sind. Gleichzeitig werden die Pole des passiven RC-Nullnetzwerks 11, die beim Nichtvorliegen ä.es positiven Rückkopplungsweges 16 auf der negativen reellen Achse liegen, in den linken Halbteil der komplexen Frequenzebene in konjugierter Beziehung bewegt. Durch entsprechende Proportionierung des Rückkopplungsnetzwerkes 13 sowie des Summierwiderstandes H zusammen mit der Abstimmung des Netzwerkes 11 gelangen die entsprechenden konjugierten Pole und Nullen der G-esamtübertragungsfunktion in spiegelbildliche Beziehung zu der imaginären Achse der komplexen Frequenzebene. Eine solche spiegelsymmetrische oder quadrantensymmetrische Anordnung der Pole und Nullen ergibt bekanntlich die Alldurchlaß-Übertragungsfunktion (siehe ""Circuit Theory und Design¹' von J. L-. Stewart, John Wiley and Sons, Inc., New York 1956, Kapitel- 3, Fig. 3.10).'Die Amplitudenfunktion eines Alldurchlaß-Netzwerkes gemäß Beobachtung längs der imaginären Achse der komplexen Frequenzebene ist konstant. Die Phasenfunktion ist jedoch als Nichtminimum charakterisiert und besitzt eine Phasenumkehr an der Polfrequenz, Die Phasenfunktion kann über einen vollen Bereich von 360° justiert werden.

Bisherige Versuche zur Erzielung einer Alldurchlaß-Übertra^ ' gungsfunktion unter Anvrendung aktiver RC-Filter erforderte ge— trennte Verstärker zur Pol- und Nullensteuerung.

Fig. 2 zeigt in größeren Einzelheiten ein Alldurchlaß-Netzwerk nach der Erfindung, bei welchem das passive Netzwerk 11 von Fig. 1 als Doppel--.'-'Tetzverk und ein Rückkopplungsnetzwerk

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13 in.Form eines Widerstandes 17 veranschaulicht sind. Bin Frequenz-Sperrnetzwerk entsprechend einem überbrückten T oder ein anderes "Hut"-Netzwerk ist ebenfalls anwendbar. Zusätzlich zu dem Doppel-T-Netzwerk umfaßt der Block 11 eine parallele Ausgangsbela.stung mit einem Widerstand 27 sowie einem Kondensator 28.

Das RC-Netzwerk 11 einschließlich der Doppel-T-und Belastungsabschnitte stellt ein vier Anschlüsse aufweisendes Netzwerk dar. Me Anschlüsse A, B, C, D stellen den Eingang, die Steuerung, den Ausgang sowie gemeinsame Anschlüsse dar. Zwischen dem Eingang A sowie dem Ausgang C befinden sich zwei parallele Wege mit entsprechenden Serienkombinationen von Widerständen 21, 22 sowie Kondensatoren 24, 25. Zusätzlich liegen innere Nebenschlußwege zwischen dem Steueranschluß B sowie den Verbindungen der Widerstände 2.1., 22 und den Verbindungen der Kondensatoren 24, 25 einschließlich des entsprechenden Kondensators 26 und Widerstandes 23 vor. Der Ausgangsanschluß C wird ferner zu dem gemeinsamen Anschluß D durch die Parallelkombination des Widerstandes 27 sowie Kondensators 28 zurückgeführt, TJm für das Netzwerk 11 einen scharfen Nullpunkt vorliegen zu haben, ist es bekannt, daß die in Rede stehenden Parameter symmetrisch ausgebildet werden, was bedeutet, daß die Widerstände 21, 22 gleich R^, die Kondensatoren 24, 25 gleich C™ und der Nebenschlußwiderstand 23 sowie der Nebenschlußkondensator 26 gleich Rm/2 bzw. 2CL gemacht werden. Die Werte der Widerstände 27, 28 bleiben noch zu ermitteln.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 kann in folgender Weise analysiert werden. Die Spannungsübertragungsparameter zwischen den Anschlüssen A, C und B, C ergeben sich aus folgenden Gleichungen:

^dCA

V_A=0 ^dCB - 9 - ^

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Hierbei bedeuten die Werte V Spannungen, die an den im Index bezeichneten Anschlüssen gemessen sind; n, d sind Zähler bzw.. Nenner nachfolgender näher zu erläuternder Polynome. Wegen der Symmetrie des Doppel-T-Netzwerkes d^ = ^QB ^{Ulld aer} Gesamtübertragungsfunktion des Alldurchlaß-Netzwerkes von Pig. 2 ergibt sich unter der Annahme des Werkes P als Verstärkung des Verstärkers 12 in dem geschlossenen Verstärkungskreis;

m t _ \ -π /τλ CA

GB

Wird die Ausgangsbelastung in Betracht gezogen, so können die Gleichungen (1) und (2) folgendermaßen ausgestaltet werden?

_S2 _+cu 2

4SuZ₁₇

wobei gilt: '

^₂ = (R₁O₁)⁴"¹, ■ (6)

R_L)^1/2 (1 ■+ C_L)-^1/2 "(7)

^/2 & ^{+ R}L ⁺

Hierbei sind Rx und CL· Bemessungsfaktoren für den Widerstand 27 und den Kondensator 28 in dem Ausgangsbelastungsnetzwerk.

Die Gleichung (4) gibt an, daß die Doppel-I-Netzwerke (von dem Zähler) Nullen im wesentlichen auf der imaginären Achse der

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komplexen Frequenzebene s_ bei der Sperrfrequenz Wj₇ aufweisen und daß die Pole (des Nenners) auf der negativen reellen Achse bei der Frequenz Wp liegen, da q„ und Wp positiv sein müssen, um physikalisch realisierbar zu sein. Die Gleichung (5) zeigt aus ihrem Zähler das Vorliegen einer Nullstelle am Ursprung an. Der Nenner ist gleich demjenigen der Gleichung (4).

Die Gleichungen (3), (4), (5) können miteinander vereinigt werden, um die aktive Übertragungsfunktion der Schaltung gemäß Fig» 2 zu ermitteln, welche folgende Form aufweist:

2 2

I(b) = K Δ Δ Δ

s² + sO/p/qp +Op² (9)

Die Gleichung (9) stellt die Alldurchlaß-Funktion dar, wenn \j = Wp und q₇ =-q_p ist und wenn sich aus den Gleichungen (6), (7) ergibt, daß R₁ = O₁ ist. Aus den Gleichungen (6)-(9) ergibt sich, daß die Frequenzen w„_s w_? und der Null-Q-Wert, q_z, Funktionen lediglich des spezifischen Widerstandes und der Kapazität sind. Der Q-PoI, q_p, steht in Abhängigkeit zu der dem geschlossenen Kreis entsprechenden Verstärkung P des Differentialverstärkers, wie durch Gleichsetzung der Gleichung fc (3) und (9) gezeigt werden kann. Unter der Voraussetzung, daß R₁ = C₁ ist, gilts

^{1 +}

Die Gleichung (5) und (9) geben auch einen Ausdruck für ü,$n Gesamtverstärkungsfaktor K in der Gleichung (9). Dieser Paktor K ergibt sich aus folgender Gleichungs

E = 1 - ,8 +/3/(1 + R_L). (12) ;

Die Gleichung (10), (11) können in Ausdrücken der Gleichung (8)

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berechnet werden, um Ausdrücke in Zuordnung zu der dem geschlossenen Kreis zugeordneten Verstärkung F und in Zuordnung zu dem Maßfaktor R₁ ind Ausdrucken der Schaltung Q_s zu erhalten. Ferner kann der Faktor K der Gleichung (12) als Funktion von Q ausgedrückt werden. Weil die entstehenden Ausdrücke unbequeme quadratische Gleichungen darstellen, können sie vorliegend nicht wiedergegeben werden. Es dürfte jedoch genügen, qualitativ festzulegen, daß für eine parallele Belastung der £-Faktor, welcher bei Q = 0,5 gleich Null ist, einen Maximalwert von etwa 1,11 bei Q = 1 annimmt und danach asymptotisch auf 1 abfällt. In ähnlicher Weise fällt der Maßfaktor R-^ = C-^ wie 1/Q von einem R-r-Wert von etwa 1,5 bei Q = 1 ab. Abschließend steigt der Wert von K in Dezibel asymptotisch von etwa K = -1Odb bei Q = 1 auf Odb.

Die K-Charakteristik gibt an, daß das Alldurchlaß-Netzwerk mit einem parallel belasteten Doppel-T gemäß Fig, 2 nicht verlustlos ist, wobei der Verlust bei niedrigen Werten von Q größer ist. Ein solcher Verlust kann nötigenfalls in einem zugeordneten Amplitudenteil für eine Kaskadenanordnung von Alldurchlaß-Baueinheiten kompensiert werden. Andererseits vereinfacht das Vorliegen der RC-Parallelkombination in Nebenschlußschaltungen mit dem die hohe Impedanz aufweisenden Eingangsanschluß des nichtinvertierenden Eingangs des Differenzverstärkers 12 die Kompensation einer parasitischen Eingangskapazität an diesem Anschluß durch Einstellung der Größe der Maßfaktoren» Diese parasitische Eingangskapazität könnte sonst eine fehlerhafte Phasenverschiebung in der gewünschten Alldurchlaß-Charakteristik verursachen. Es ist auch darauf hinzuweisen, daß eine parasitische Phase kompensiert werden kann, indem Rt = C-r in geringem Maß vorsichtig außer Ausgleich gebracht wird.

Das Belastungsnetzwerk für das Doppel-T kann mit Vorteil von der Parallelkombination gemäß Fig. 2 (Widerstand 27, Kondensator 28) zu der Reihenkombination gemäß Fig. 3 (Widerstand 27' Kondensator 28') geändert werden,

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Die Bezeichnungen in Pig, 2, 3 sind identisch mit Ausnahme des Belastungsnetzwerks. Mit einer Reihenlastanordnung ist ein Alldurchlaß-Netzwerk ohne Verlust erzielbar.. Alle vorangehend entwickelten Gleichungen sind anwendbar, mit der Ausnah me, daß folgende Beziehungen gültig sind:

4 + R_L ' (13)

-^₊-^ -(YL₁S-)* (14)

K = 1 , (16)

Wie in dem Pail der Parallelbelastung sind q_? =-q._z und R- a Gt für ein Alldurchlaß-Netzwerk. Die Gleichungen {13) (16) können für Ausdrücke gelöst'werden, welche die Verstärkung jS im geschlossenen Kreis und den Maßfaktor R₁- in Ausdrücken von Q angeben. Der Wert & erweist sich als asymptotisch von einem positiven Wert auf 1 abfallend, wenn Q im Bereich von O und unendlich liegt. Für Q-Werte größer als etwa 4 folgt die Kurve im wesentlichen derjenigen für den Pail der parallelen Belastung. R^ nimmt auch asymptotisch auf 0 mit steigendem Q " ab, wie dies auch für den Parallel-Belastungsfall zutrifft, 3'edoch folgt der Wert nicht dem Fall der Parallelbelastung, Pur Q-Werte von praktischem Interesse von etwa 1 bis 10 liegen die Maßfaktoren für die Serienbelastung etwa doppelt so hoch wie für die Parallel-Belastung, d.h. in dem Bereich von 1,6 0,3.

Beachtlich ist indessen, daß der K-Paktor im Falle der Serienbelastung konstant und gleich 1 ist. Daher ist bei der Serienbelastung das einen einzigen Verstärker umfassende Alldurchiaß-RC-Netzwerk verlustlos. Große Anzahlen derselben können in Kaskade angeordnet werden, um gewünschte Werte der Verzögerung zu erhalten, ohne daß ein Signalverlust auftritt.

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Das Null-Filtergebilde mit überbrückt em T erhält man leicht aus Pig. 2 oder 3 durch Weglassen entweder des Nebenschluß-Widerstandes 23 oder des Hebenschluß-Konderisators 26.

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Claims

Patentansprüche: /^ eingegangen am. z^z^c. j

1.^Aktives Wellenübertragungsfilter mit einem in Kaskade zwi- ™-schen einem Eingang und einem Ausgang angeordneten, zwei Eingänge aufweisenden Differentialverstärker nebst einer Widerstandsrückkopplungsverbindung zwischen dem Filterausgang und dem invertierenden Ausgang des Verstärkers und einem vier Anschlüsse - aufweisenden induktivitätslosen Frequenzbestimmungsnetzwerk nebst entsprechenden Anschlüssen in Verbindung mit dem Eingang und dem Ausgang des Filters, einem Erdungsbezugspunkt und einem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers, dadurch gekennzeichnet, daß ein direkter Widerstandsweg (14) zwischen dem Eingang (A) des Filters und dem invertierenden Eingang (-) des Verstärkers zur Steuerung der Phasenfrequenz-Charakteristik der Breitbandsignale vorgesehen ist, die an dem Eingang (A) liegen, ohne die Amplituden-Frequenz-Charakteristik derselben zu verändern.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktivitätslose Frequenzbestimmüngsnetzwerk (11) eine Bandsperrcharakteristik aufweist.

3. Filter nach einer der Ansprüche 1, 2, dadurch gekennzeichnet, daß das induktivitätslose Frequenzbestimmungsnetzwerk (11) in Form eines Doppel-T-Gebildes gestaltet ist.

4. Filter nach einem der Ansprüche 1, 2, dadurch gekennzeichnet, daß das induktiv!tatsIose Frequenzbestimmungsnetzwerk (11) als Gebilde mit überbrüektem T ausgebildet ist.

5. Filter nach einem der Ansprüche 1-4» dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (27) und ein Kodensator (28) parallel als Belastungsnetzwerk zwischen dem nicht invertierenden Eingang (+) des Verstärkers (12) und dem Erdungsbezugspunkt (D) liegen.

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6. Filter nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (27') und ein Kondensator (28^!) in Reihe zwischen dem nicht invertierenden Eingang (+) des Verstärkers (12) und dem ErdungsbezTigspunkt (D) als Belastungsnetzwerk liegen.

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