CH647902A5

CH647902A5 - Selektiver verstaerker.

Info

Publication number: CH647902A5
Application number: CH5978/80A
Authority: CH
Inventors: Kazuo Takayama
Original assignee: Fujitsu Ten Ltd
Priority date: 1978-12-06
Filing date: 1979-11-30
Publication date: 1985-02-15
Also published as: NL190301C; AU513840B2; GB2060304B; DE2953382C1; WO1980001227A1; JPS6412121B2; JPS6229923B2; JPS5577213A; CA1141442A; AU5335779A; NL190301B; DE2953382A1; US4306200A; JPS5577214A; NL7908680A; GB2060304A

Description

Die Erfindung betrifft einen selektiven Verstärker mit einem Bandpassfilter, einem Serie- und Parallel-Resonanz-kreis, einem Glättungswiderstand zum Glätten der Welligkeit der Übertragungseigenschaften im Frequenzband des Filters und mit einer hochverstärkenden Verstärkungseinrichtung, die dem Filter nachgeordnet ist.

Selektive Verstärker haben Bandpass-Eigenschaften bei ihrer Verwendung als Antenneneingang in der HF-Stufe von Radioempfängern. Die Fig. 1 zeigt einen solchen Bandpassfil-ter BPF und Verstärker AMP, die in Kaskade zueinander geschaltet sind. Das Filter wird im allgemeinen in der Vorstufe des Verstärkers vorgesehen, so dass er unbeeinflusst bleibt von Wellen, die ausserhalb des Empfang-Frequenzban-des liegen. Ein solches Filter BPF besteht gemäss Fig. 2 aus einem Serie-Resonanzkreis, der die Kapazität CA und Induktivität La enthält, und aus einem Parallel-Resonanzkreis, der aus der Kapazität CB und der Induktivität LB gebildet ist. Eine solche Schaltung ist jedoch nachteilig bei grosser Breite des Frequenzbandes. Hierbei entsteht eine Welligkeit der Übertragungseigenschaften im grossen Frequenzband. Dies ist in Fig. 3 dargestellt. An den beiden Schulterteilen der Fig. 3 sind die Übertragungseigenschaften wesentlich stärker. Sie erreichen in extremen Fällen einen Wert von 20-30 dB. Hierdurch ist kein gleichmässiger Frequenzgang des Verstärkers gegeben.

Zur Vermeidung dieses Nachteils ist gemäss Fig. 4 ein Widerstand RL zwischen dem Ausgangspunkt P des Filters und Masse angeordnet. Der Widerstand liegt parallel zu der Kapazität CB und Induktivität LB des Parallel-Resonanzkreises des Filters. Der Frequenzgang des Verstärkers bzw. die Übertragungseigenschaften sind nun im wesentlichen konstant, wie dies Fig. 5 zeigt. Wenn jedoch das spezifische Band nahe von 1 liegt, das heisst, wenn die Mittelfrequenz zum Beispiel 1000 kHz und das Frequenzband ±500 kHz betragen,

35

50

Eos =

ZHR

B*M-

Rl(ZA + ZB) + ZAZB

(1)

Am Verbindungspunkt P ergibt sich eine Rauschspannung Eon" 7 7

E»- woìjW;" ®

Das S/N-Verhältnis beträgt nun:

45

S/N =

-OS

-0N

= Es t/Rl zAl/4kTB

(3)

Während das S/N-Verhältnis des selektiven Verstärkers auch durch das Rauschen der im Filter BPF nachgeschalteten Verstärkereinrichtung AMP beeinflusst wird, ist das Verhältnis vom Widerstand RL abhängig (ausgenommen bei ZA = 0). Beim Ausführungsbeispiel der Fig. 4 steigt die Reduzierung des S/N-Verhältnisses bei kleiner werdendem Widerstand RL stärker an. Da der kleinere Widerstand RL eine grössere Einwirkung auf Verminderung der Welligkeit ausübt, wird er bei 55 der Übertragung eines spezifischen Bandes in der Nähe von 1 mit einem kleinen Widerstandswert ausgerüstet. Die Ausführungsform der Fig. 4 hat den Nachteil, dass das S/N-Verhältnis verringert wird, obwohl die Verstärkung nahezu konstant in der Bandbreite ist. Da die Impedanz ZA der Gleichung 4 60 entspricht,

ZA =

1 — CO2LaC

Al-A

jcoCA

65 lässt sich Gleichung (3) wie folgt ausdrücken: jcoCA y Rl

S/N = Es

(1 — co-LAC\)i4kTB

(4)

(5)

3

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Gleichung (5) zeigt, dass das S/N-Verhältnis nur bei einer besonderen Frequenz optimal ist: 1 — o)2LACA = 0 und bei ZA=t=0 reduziert wird. Diese Vorgänge spielen sich im Schaltungsbeispiel der Fig. 4 ab. Die S/N-Eigenschaften sind nur bei einer besonderen Frequenz ausreichend, wie dies die 5 Kurve Ci der Fig. 10 zeigt. Die Eigenschaften werden schlechter, wenn sie sich hiervon entfernen. Da der Verbraucherwiderstand Rl mit dem Wurzelzeichen in die Gleichung eingeht, wird bei kleiner werdendem Widerstandswert das Verhältnis proportional zu seinem Wurzel wert verringert. 10

Die parallele Verbindung des Verbraucherwiderstandes Rl mit dem Parallel-Resonanzkreis bewirkt, dass die Welligkeit der Bandpass-Eigenschaften des Filters BPF verringert werden und die Verstärkung im Frequenzband gleichförmig ist. Dies bringt jedoch den negativen Effekt mit sich, dass der 15 Pegel des Filterausgangs kleiner wird. Während einerseits die Verbesserung des S/N-Verhältnisses dort verlangt wird, wo der selektive Verstärker in der Antennenstufe eines Empfängers verwendet wird, ist die Verringerung des S/N-Verhältnisses wegen der Verkleinerung der Verstärkung des Filters BPF 20 in Abhängigkeit des Widerstandes RL unvermeidlich. Die Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild für das Rauschen bei einem Feldeffekttransistor FET, der als Verstärkereinrichtung AMP verwendet wird. Die Spannung vn und der Strom in stellen das Rauschen dar. Der Feldeffekttransistor soll kein Rauschen 25 aufweisen. Beim FET hat die Eingangsimpedanz einen gewissen endlichen Wert. Der Rauschstrom in (konstante Stromquelle) wird von einem äquivalenten Widerstand erzeugt, der für diesen Wert substituiert wurde. Die Rauschspannung vn wird innerhalb des Transistors als «Shottky-Rauschen» 30 erzeugt. Wenn die Ausgangsspannung des Bandpassfilters BPF, die am Verbindungspunkt P anliegt, sich verringert,

wird die Rauschspannung vn relativ grösser zur Verringerung des Verhältnisses S/N.

Die Erfindung hat die Aufgabe, die Nachteile der bekann-35 ten selektiven Verstärker zu beseitigen, wobei ein konstanter Frequenzgang der Verstärkung und keine Verringerung des S/N-Verhältnisses auftreten. Insbesondere gilt dies bei Verwendung eines FET als Verstärkungseinrichtung, deren Rauschspannung ein wesentlicher Grund für die Reduzierung 40 des S/N-Verhältnisses ist.

Die Aufgabe der Erfindung wird durch den im Patentanspruch 1 definierten selektiven Verstärker gelöst.

Anhand der nachfolgenden Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Berücksichtigung des 43 Standes der Technik näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten selektiven Verstärkers,

Fig. 2 den Stromkreis des Bandpassfilters BPF der Fig. 1, Fig. 3 in einem Schaubild die Übertragungseigenschaften 50 des selektiven Empfängers der Fig. 1,

Fig. 4 einen Stromkreis eines bekannten selektiven Empfängers mit verbesserten Übertragungseigenschaften,

Fig. 5 ein Schaubild der Übertragungseigenschaften des Verstärkers der Fig. 4, 55

Fig. 6 ein Ersatzschaltbild der Fig. 4,

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild für das Rauschen in einem FET,

Fig. 8 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, Fig. 9 ein Ersatzschaltbild der Fig. 8, 60

Fig. 10 ein Schaubild für die Frequenzeigenschaften des S/N-Verhältnisses,

Fig. 11 einen Stromkreis eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 12 und 13 Ersatzschaltbilder für den Stromkeis der 65 Fig. 11 und

Fig. 14 einen Stromkreis eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Die Fig. 1-7 sind bereits im Zusammenhang mit dem Stand der Technik diskutiert worden.

Fig. 8 zeigt das erste Ausführungsbeispiel der Erfindung mit dem Bandpassfilter BPF und der Verstärkereinrichtung AMP. Das Bandpassfilter enthält einen Serie-Resonanzkreis mit der Kapazität CA und Induktivität LA sowie einen Parallel-Resonanzkreis mit der Kapazität CB und Induktivität LB in der gleichen Weise wie das Ausführungsbeispiel der Fig. 4. Jedoch ist der Verbraucherwiderstand RL nicht mehr vorhanden. Anstelle dieses Verbraucherwiderstandes ist ein Rückkopplungswiderstand Rr am Eingang und Ausgang der Verstärkereinrichtung AMP angeschlossen. Beim Verstärker AMP handelt es sich um einen invertierten Verstärker mit einer Eingangsimpedanz, die ungefähr unendlich ist, und mit einer Ausgangsimpedanz, die in der Nähe von 0 liegt. Ferner ist eine Verstärkung ( — A) wie folgt vorgesehen : | A | > 1.

Solch ein invertierter Verstärker wird beispielsweise mit einem Feldeffekttransistor versehen.

Da die Impedanz, gesehen vom Verbindungspunkt P zum' Verstärker AMP, Rf/A beträgt, können die Übertragungseigenschaften der Fig. 5 durch den Widerstand Rf in der Weise beeinflusst werden, dass die Beziehung Rf= ARL erfüllt ist. Die Einwirkungen des Wärmerauschens im Widerstand Rf auf das Verhältnis S/N sind zu berücksichtigen. Die Fig. 8 und 9 können in gleicher Weise unter Berücksichtigung der Spannung für das Wärmerauschen betrachtet werden vn = y'4kTBRf.

Das Signal E0s am Schaltungspunkt Pbeträgt nun:

c p Zb( Rf/A)

tos = ts

(ZA + ZB) (Rf/A) + ZAZB und das Rauschen E0n am Schaltungspunkt P beträgt nun: ZAZB/A

(6)

Eon (Za + ZB) (Rf/A) + ZAZB -1/4kTÉRr Das Verhältnis S/N beträgt nun: Eos _ 1 R,

S/N =

Zm 4kTB

(7)

(8)

Wegen der Beziehung Rf= ARL hat der selektive Verstärker der Fig. 8 gemäss Gleichung (8) ein besseres Verhältnis S/N als der bekannte Verstärker gemäss Gleichung (3). Dies hängt mit dem Ausdruck j/A zusammen. Die Kurve Ci der Fig. 10 zeigt die Übertragungseigenschaften. Das Verhältnis S/N ist wirklich durch das Rauschen in der Verstärkereinrichtung AMP bestimmt, wenn die Reduktion des Verhältnisses S/N entsprechend der Verkleinerung des Widerstandswertes Rf sich verringert und das S/N-Verhältnis an der Verstärkereinrichtung AMP auf seinen Rauschpegel (S/N)A gemäss Kurve Ci der Fig. 10 beschränkt wird. Das Verhältnis S/N wird an den oberen und unteren Grenzen des Frequenzbandes bedeutend verbessert im Vergleich mit der Kurve Ci, die das Verhältnis S/N des Standes der Technik zeigt.

Eine Verbesserung des Verhältnisses S/N ist durch Anstieg der Eingangsspannung zur Verstärkereinrichtung möglich, wobei die Rauschspannung in der Verstärkereinrichtung dominierend ist. Die Fig. 11 zeigt das zweite Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Serie-Resonanzkreis CA und La gehört zum Bandpassfilter BPF. Der Parallel-Resonanz-kreis besteht aus der Kapazität CB und der Induktivität LB. Die Induktivität ist als Spule ausgebildet, enthält eine Anzapfung und stellt einen Autotransformator mit der Primärwick-

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lung Ti und der Sekundärwicklung T2 dar. Hierdurch wird die Eingangsspannung für den Feldeffekttransistor FET durch das Windungsverhältnis m = T2/Ti erhöht. Die Induktivität des Autotransformators von der Anzapfung P' ist natürlich gleich derjenigen der Spule Lß der Fig. 1. Die Ersatzschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels der Fig. 11 vom Schaltungspunkt P zum Eingang ist in der Fig. 12 durch den Seriekreis der Signalspannung mEs und der Impedanz m:Zs der Signalquelle dargestellt. Die Impedanz ist durch das Windungsverhältnis bzw. durch dessen Quadrat multipliziert.

Dies ist in der Fig. 13 unter Berücksichtigung des Rauschens des FET gezeigt. Die Impedanz für die Signalquelle, gesehen von der Anzapfung P' ist mit Zs bezeichnet. Das Verhältnis S/N am Schaltungspunkt Q der Fig. 13 lässt sich durch folgende Beziehung ausdrücken:

_S mE, iQ^

N ~ ! WZ7 + V7 ( }

Das Verhältnis S/N beträgt 0, wenn m = 0 und m = 00 und erreicht sein Maximum bei einem bestimmten Wert dazwischen. Das maximale Verhältnis S/N ist dort zu finden, wo m einen Wert hat, der die Differentiation (durch m) des S/N-Verhältnisses, das eine Funktion von m nach 0 darstellt, verursacht und wie folgt beschrieben werden kann:

df(m)/dm = 0. Hierduch ergibt sich folgende Beziehung:

m=yVn/inZs (10)

Wenn der selektive Verstärker ein FET als Verstärkereinrichtung in einer hochfrequenten Eingangsstufe mit einer kapazitiven Antenne Verwendung findet, ergibt sich die Beziehung: vn>inZs. Entsprechend wird das Verhältnis S/N gemäss Fig. 10 durch m> 1 verbessert. Dies erfolgt durch Höhertransformieren der Spannung. Da die Geräuschspannung und die Stromkomponenten vn, in dem FET eigentümlich sind, kann Zs so weit vergrössert werden, bis er die Eingangsimpedanz vom FET aus gesehen darstellt. Das Verhältnis S/N kann bei optimaler Wahl von m durch Substituieren der Beziehung (10) in Beziehurig (9) bestimmt werden, wie dies Beziehung (11) zeigt.

_S_ _ Es

5 N " i.2T^Vn (ll)

Wie ersichtlich, wächst das Verhältnis S/N stärker an als Zs kleiner gemacht wird. Wenn der selektive Verstärker in der Eingangsstufe eines Empfängers mit einer kapazitiven 10 Antenne Verwendung findet, kann die Antennenkapazität anstelle der Kapazität CA entweder ganz oder zumindest teilweise Verwendung finden. Hierbei können die Anzahl der Elemente sowie die Impedanz Zs soviel als möglich verringert werden. Dies zeigt Fig. 14.

15 Im dritten Ausführungsbeispiel der Fig. 14 ist die kapazitive Antenne ANT zum Beispiel an einem Automobil befestigt und wird in der Ersatzschaltung als EMK Eo sowie als Serie-Kapazität CA dargestellt. Diese Kapazität CA befindet sich im Serie-Resonanzkreis des Filters BPF. Die Induktivität 20 La gehört ebenfalls zum Serie-Resonanzkreis. Der Parallel-Resonanzkreis besteht aus der Kapazität CB und Induktivität Lb, die als Autotransformator ausgebildet ist. Der Widerstand Rl liegt parallel hierzu. Die Verstärkereinrichtung AMP ist als Feldeffekttransistor FET ausgebildet. Die Funktionsweise ist 25 bei diesem Ausführungsbeispiel die gleiche, wie bereits im Zusammenhang mit Fig. 11 beschrieben wurde. Anstelle der parallelen Verbindung des Widerstands Rj_ zum Parallelresonanzkreis kann der Widerstand zwischen den Eingangsklemmen und Ausgangsklemmen, das heisst zwischen der Senken-30 elektrode und der Steuerelektrode des FET, angeordnet sein. Die Arbeitsweise des Widerstandes ist nun die gleiche wie beim Rückkopplungswiderstand Rf des Ausführungsbeispiels der Fig. 8. In diesem Fall können beide Wirkungsweisen erreicht werden, wie dieses im Zusammenhang der Fig. 8 und 35 11 beschrieben wurde.

Abschliessend wird daraufhingewiesen, dass der Erfindungsgedanke nicht auf die dargestellten und erklärten Ausführungsbeispiele beschränkt sein soll und verschiedene Änderungen beinhalten soll.

G

3 Blatt Zeichnungen

Claims

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1. Selektiver Verstärker mit einem Bandpassfilter, einem Serie- und Parallel-Resonanzkreis, einem Glättungswider-stand zum Glätten der Welligkeit der Übertragungseigenschaften im Frequenzband des Filters und mit einer hochver- 5 stärkenden Verstärkungseinrichtung, die dem Filter nachgeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Glättungswider-stand an der Verstärkungseinrichtung rückgekoppelt ist und einen Widerstandswert aufweist, der für das Glätten der Welligkeit der Übertragungseigenschaften des Filters notwendig "> ist und mit dem Verstärkungsfaktor der Verstärkungseinrichtung multipliziert ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

dass die Verstärkungseinrichtung als ein Feldeffekttransistor ausgebildet ist. '5

2

PATENTANSPRÜCHE

3. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet,

dass ein aufwärts transformierender Übertrager als induktive Spule des Parallel-Resonanzkreises ausgebildet ist zur Weiterleitung der Ausgangsspannung des Filters zur Verstärkungseinrichtung. 20

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

dass eine Kapazität des Serie-Resonanzkreises als Antenne ausgebildet ist.

5. Selektiver Verstärker nach den Ansprüchen 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Glättungswiderstand als « Rückkopplungswiderstand zwischen dem Ausgang und Eingang des FET angeschlossen ist, wobei die Wicklung eines Transformators im Parallel-Resonanzkreis angeordnet ist, so dass die Ausgangsspannung des Filters aufwärts transformiert wird für den Eingang des FET. so so liegt die Übertragung zwischen 500 und 1500 kHz. In diesem Fall hat der Widerstand RL eher einen kleinen Wert zur Verminderung der Verstärkung. Dies ergibt jedoch einen relativen Anstieg des Wärmerauschens infolge der wesentlichen Reduzierung des S/N-Verhältnisses durch den Einfluss des Widerstandes RL im Stromkreis.

Unter Berücksichtigung der Einwirkungen des Widerstandes Rl auf das S/N-Verhältnis sei nun in der Schaltungsanordnung der Fig. 4 angenommen, dass die Induktivitäten LA, LB und die Kapazitäten CA, CB keine Verluste aufweisen und der Verstärker AMP kein Rauschen erzeugen sollen. Eine Ersatzschaltung des Anschlusspunkes P der Fig. 4 ist in der Fig.

6 gezeichnet. Die Serieimpedanz der Kapazität CA und der Induktivität LA ist mit ZA bezeichnet. Die Parallel-Impe-danz der Kapazität CB und der Induktivität LB ist mit ZB dargestellt. Die Spannung des Wärmerauschens des Widerstandes Rl ist mit VN bezeichnet. Die Signalspannung Es wird an die Eingangsklemme Ein der Fig. 4 angelegt. Am Verbindungspunkt P erscheint die Ausgangsspannung Eo. Die Spannung VN des Wärmerauschens wird durch folgende Beziehung ausgedrückt:

VN = l/4kTbr.

Hierbei bedeuten:

k = Boltzmann-Konstante T = absolute Temperatur in Kelvin (° K) b = Bandbreite

Da die Signalspannung Es durch die Impedanz ZB und den Widerstand R.L sowie Impedanz ZA geteilt wird, ergibt sich am Verbindungspunkt P folgende Signalspannung E0s: