DE902016C - Verstaerker mit negativer Rueckkopplung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Verstärker mit negativer Rückkopplung und hat zum Ziel, bei solchen Verstärkern die Rückkopplung so zu steuern, daß die Neigung zum Pfeifen beseitigt oder wenigstens verringert wird und daß der Stabilitätsbereich des Verstärkers eine entsprechende Erweiterung erfährt. Die Erfindung betrifft insbesondere Verstärker dieser Art, bei welchen der Befestungskreis über ein Anpassungsnetzwerk, das einen frequenzabhängigen Eingangssoheinwiderstand aufweist, mit dem Verstärkerausgang verbunden ist und über eine zwischen der letzten Röhre und dem

Anpassungsnetzwerk liegende Brücke, deren Gleichgewicht durch die erwähnte Frequenzabhängigkeit gestört wird, vom Rückkopplungsweg entkoppelt ist. Die Besonderheit der Erfindung besteht nun darin, daß am Ausgangskreis des Verstärkers eine zusätzliche Impedanz vorgesehen ist, welche die Unausgeglichenheit der Brücke kompensiert und damit die Pfeifneigung behebt oder verringert bzw. den Stabilitätsbereich erweitert. Die Erfindung ist insbesondere für einen Verstärker mit Glühkathodenröhren geeignet, dessen Ausgangskreis eine Brückenschaltung enthält, die die letzte Ver-

stärkerröhre mit dem Ausgangstransformator des Verstärkers und mit der Rückkopplungsleitung verbindet.

Wenn ohne Rückkopplung der Brückenarm, der den Ausgangstransfoirmator und damit den Arbeitskreis enthält, von dem Rüdkkopplungsweg entkoppelt ist, übt der Transformator keinen Einfluß auf die Übertragung von der Röhre zu der Rückkopplungsleitung aus; ausgenommen hiervon sind ίο lediglich die Einflüsse, die durch die Streukäpazitäten zur Erde hervorgerufen werden. Wenn also die Brücke ausgeglichen ist, ist die Rückkopplung mit Ausnahme der genannten Einflüsse unabhängig von dem Transformator. Allerdings ist die Brücke !5 oft unausgeglichen, wenn beispielsweise, um Reflexionen am Belastungskreis zu verringern, die Impedanz angepaßt wird. Die Rückkopplung kann die Ausgangsimpedanz des Verstärkers derart verändern, daß eine Anpassung zwischen der Ausgangsimpedanz des Verstärkers und der Impedanz des Belastungskreises hervorgerufen wind, während die Röhre in ihrem optimalen Wert der Belastungsimpedanz betrieben wird; dieser optimale Wert kann beträchtlich verschieden sein von der wirkliehen Anodenimpedanz der Röhre, beispielsweise ein Fünftel oder ein Zehntel der Anodenimpedanz bei Röhren mit einem hohen inneren Widerstand, wie z. B. bei Pentoden.

Dadurch, daß die Brücke unausgeglichen ist, kann die Übertragung von der Röhre zur Rückkopplungsleitung abhängig von der Impedanz des Brückenarmes gemacht werden, der den Ausgangstransformator enthält, trotz der Tatsache, daß die Rückkopplung die Brücke ausgleichen kann in bezug auf eine Spannung, die in dem Belastungskreis entsteht. Infolgedessen wirkt eine Abweichung der Transformatorimpeidanz von ihrem Nennwert auf die Übertragung von der Röhre zu der Rückkopplungsleitung ein. Diese Abweichung beeinflußt die Größe der Rückkopplung oder die Fortpflanzung längs der Rückkopplungsschleife, und es ergibt sich, daß der Unstabilitätsbereich des Verstärkers verringert wird. Derartige Abweichungen können bei Frequenzen außerhalb des Übertragungsbandes des Transformators entstehen, beispielsweise bei Frequenzen, die sehr hoch über dem benutzten Frequenzbereich liegen. Der Einfluß einer derartigen Abweichung auf die Größe der Rückkopplung kann beträchtlich durch die Mitwirkung der Impedanzen in den anderen Brüc'kenarmen vergrößert werden. Die Brücke kann beispielsweise zu Ausglieichszwecken dienen, und es kann zwischen einer Reaktanz, die durch den Transformator, und einer Reaktanz, die durch einen oder die beiden entgegengesetzten, zuAuegleichszwecken dienenden Brückenarme gebildet wird, Resonanz entstehen. Eine derartige Resonanz kann weiterhin die Brücke unausgeglichen machen und beträchtliche Veränderungen der Frequenzcharakteristik der mit der Anode und der Kathode der Röhre verknüpften Impedanz hervorrufen. Wie noch genauer ausgeführt wird, kann dadurch, daß die Brücke noch unausgeglichener wird und derartige beträchtliche Veränderungen der Frequenzcharakteristik auftreten, der Einfluß des Ausgangstransiformators aiuf die Veränderung der Verstärkung und der Phase der Übertragung längs des Rückkopplungsweges und auf die Herabsetzung des Unstabilitatsbereiches der Einfluß anwachsen, insbesondere wenn die Anodenimpedanz der Röhre groß ist, wie es für Pentoden mit Fanggittern gilt.

Im Sinne der Erfindung wi/rd die Impedanz des Ausgangstransformators für einen Frequenzbereich konstant ausgebildet, der sich sehr weit über den Übertragungsfrequenzbereich hinaus erstreckt, ohne die Übertragung in dem letzteren Bereich unzulässig zu stören. Dadurch werden unerwünschte Einflüsse, die der Transformator auf den Betrieb des Verstärkers ausüben könnte, verhindert und der Einfluß auf die Stabilitätsgrenze verringert.

Die Vorrichtung zur Konstantmachung der Transformatorimpedanz besteht zweckmäßig aus einer speziell ausgebildeten Impedanz, die für Frequenzen sehr weit oberhalb des Übertragungsbandes wie ein Wirkwiderstand wirkt und in Reihe zu dem Transformator und der Anode der Ausgangs.röhre geschaltet ist. Wie noch genauer ausgeführt wird, schließt diese Anordnung Resonanzerscheinutngen unter Mitwirkung der Erdkapazität des Transformators bei diesen hohen Frequenzen aus; außerdem ist diese Anordnung besonders vorteilhaft, um die Erdkapazität der Ausgangsspule von der Anode der Röhre herabzusetzen und an ihre Stelle eine bedeutend kleinere Kapazität zu setzen.

Die Erfindung wind nunmehr an Hand der Zeichnungen beschrieben. In

Fig. ι ist eine Schaltung dargestellt, die einem Verstärker entspricht, der erfindungsgemäß ausgebildet ist, während die

Fig. 2 bis S zur näheren Erläuterung der Betriebsweise des in Fig. 1 dargestellten Verstärkers dienen.

Der Verstärker, der in Fig. 1 dargestellt ist, ist in bekannter Weise ausgebildet und dient beispielsweise als Leitungsverstärker, um Trägerfrequenzen in dem Bereich von 12 bis 60 kHz, die über ein Kabel übertragen werden, das aus den Leitungsabschnitten 1' und ι besteht, zu verstärken.

Die Kondensatoren 2 und 2' in der Eingangsschaltung und der Kondensator 3 in dbr Ausgangsschaltung des Verstärkers dienen dazu, die Ver-Stärkerimpedanzen möglichst gut an die Kabelimpedanzen anzupassen; sie erfüllen auch den Zweck, daß die Leitungsstromkreise in bezug auf Gleichstrom eine offene Leitung darstellen, was beispielsweise für Kaibelunter&Uichungen zweckmäßig ist. Im übrigen erfüllen diese Kondensatoren noch den weiteren Zweck, daß sie die Frequenzen unterhalb des Bandes von 12 bis 60 kHz dämpfen und so die Erfüllung der Forderung erleichtern, daß die Verstärkung des Verstärkers beträchtlich geringer iao als die Kabeldämpfung bei diesen niedrigen Frequenzen für sämtliche Einstellungen der Verstärkung des Verstärkers sein muß. Die Kondensatoren 2 und 2' haben gleiche Kapazitäten, und ihre Verbindung ist mit der Erde verbunden. Dadurch 1*5 wird die Ausgeglicheriheit der Anordnung ver-

größert/ so daß der Forderung nach Impedanzanpassung entgegengekommen wird und ebenfalls die Forderung erfüllt wird, daß außerhalb des Übertragungebandes eine Dämpfung vorhanden ist. Der Verstärker enthält Fanggitterpentoden V₁, V., und P. Diese Röhren sind hintereinandergeschaltet mit Hilfe der Netzwerke 4 und 5. An den Verstärker angeschlossen sind ein Eingangstransformator t und ein Ausgangstransformator T, außerdem die to Leitung F für die negative Rückkopplung und eine Brückenschaltung B im Ausgangskreis des Verstärkers. Diese Brüdkenschaltung verbindet die Anode der Röhre P mit der Rückkopplungsleitung und dem Ausgangstransformator in bekannter Weise. Die Brücke dient als eine Ausgleichsvorrichtung mit konstanten Widerständen. Ein Arm der Brücke wird durch die Rückkopplungsleitung gebildet; ein anderer Arm wird durch den Auisgangstransformator hergestellt. Von den übrigen vier Armen enthält einer den Anodenwiderstand R_p der Röhre P, ein anderer den Widerstand R und die beiden letzten die inversen Impedanzen Z₁₁ und Z₂₁.

Die Rückkopplungsleitung F reduziert die Verstärkung des Verstärkers und verleiht dem Veras stärker eine verbesserte Qualität und Stabilität sowie eine Herabsetzung der Verzerrungen. In die Rückkopplungsleitung F ist ein Potentiometer 7 zur Steuerung der Neigung der Verstärkungskurve eingeschaltet, das aus einem Wirkwiderstandsspannungsteiler 8 besteht mit den Abgriffen.9, 10 und 1,1. Auch die Rückkopplungsleitung F enthält einen Spannungsteiler, der aus Kondensatoren gebildet wird. Er besteht aus dem Kondensator GC, dem Kondensator GR und den beiden Trimme>rkondensatoren TR und tr. Der Kondensator GC dient dazu, den Betrag der Rückikopp lungs spannung zu verändern, so daß die Verstärkung des Verstärkers mit einer zugelassenen Schwankung von 10 Dezibel geradlinig verläuft. Auch durch die Betätigung des Kondensators GR läßt sich die Geradlinigkeit der Verstärkung regulieren. Diese Einstellung kann automatisch beispielsweise durch eine Vorrichtung 15 vorgenommen werden, die durch eine Steuerleitung erregt wird, um den Rückkopplungsbetrag derartig zu variieren, dafi Variationen der Leitungsdämpfung durch Temperaturunterschiede ausgeglichen werden.

Der Spannungsteiler 7 enthält einen Kondensator 12, eine Induktanz 13 und einen Blockkondensator 14. Der Kondensator 12 und die Induktanz 13 verbessern die Phasenbeziehungen bei hohen Frequenzen derart, daß ein Insschwingengeraten unterdrückt wird, und zwar für den Fall, daß die Abzapfungen 9 und 10 verwendet werden. Die Tnduktanz 13 verbessert die Phasenbeziehungen bei hohen Frequenzen, wenn die Anzapfung 11 benutzt wird. Der Spannungsteilerwiderstand 8 liefert für die Rückkopplungsleitung eine gleichmäßige Dämpfung für das Frequenzband von 12 bis 60 kHz; die Kapazität 12 und die Induktanz 13 üben in diesem Band nur geringe Einflüsse aus. Die Kapazität 12 hat einen Einfluß auf die Phasenbeziehungen für Frequenzen, die oberhalb dieses benutzten Frequenzbandes liegen. Die Induktanz 13, die in dem Shuntarm des Spannungsteilers liegt, neutralisiert die Kapazität, die parallel zu diesem Brückenarm zu denken ist, und verbessert fernerhin die Phasenbeziehung.

Parallel zur Sekundärwicklung des Eingangstransformators ist ein Abschluß widerstand 16 ge- schaltet, der mit einer Abzapfung 17 versehen ist, die den Widerstand 16 in die beiden Teile 18 und 19 teilt. Der Widerstand 18 verbindet die Abzapfung 17 und die Spannung führende Klemme 20 der Wicklung. Der Widerstand 19 verbindet die Abzapfung 17 und die eine niedrige Spannung führende Klemme 21 des Transformators. Der Kontakt 22, der an das Gitter der Röhre V₁ geführt ist, kann, von der Klemme 20 an die Abzapfung 17 gelegt werden, um die Verstärkung des Verstärkers zu reduzieren. Ein Kondensator 23 überbrückt den Widerstand 18, und ein Kondensator 24 überbrückt den Widerstand 19. Die Kondensatoren 23 und 24 unid die Streukapazitäten der Sekundärwicklung reduzierendie unvorteilhaften Phasenbeziehungen bei hohen Frequenzen, so daß, besonders wenn der Kontakt 22 an die Abzapfung 17 gelegt ist, der Eingangsitransformator und seine Abschlußwiderstände in die Übertragung längs des Rückkopplungslaufes eingehen und so den Stabilitätsbereich des Verstärkers für Frequenzen oberhalb des Bandes von 12 bis 60 kHz vergrößern. Wenn der Kontakt 22 an die Abzapfung 17 gelegt ist, kann ein Schalter 28 geschlossen werden, wodurch ein Kondensator 29 zwischen den geerdeten Kern des Transformators t und die Klemme 21 gelegt wird. Dieser Kondensator dient dazu, den Einfluß der Kapazität zu kompensieren, die gegenüber der Erde von der Klemme 20 aus vorhanden ist, und zwar derart, daß die Änderung der Verstärkung, die durch die Ein-Stellung des Kondensators Gr eintritt, genau so groß ist, ails wenn der Kontakt 212 an die Abzapfung 20 gelegt ist und der Schalter 28 geöffnet ist.

Die Kondensatoren 31, 32, 33, 34 und 35 sind Kondensatoren, die zur Blockierung von Gleichströmen und zum Durchlaß hoher Frequenzen dienen und eine vernachlässigbar kleine Reaktanz in dem Band von 12 bis 60 kHz aufweisen. Die Kathoden der Röhre erhalten ihre Heizströme von der Batterie 36, die durch einen Kondensator 37 hg überbrückt ist. um ein Nebensprechen zwischen den Verstärkern, denen diese Batterie gemeinsam ist, zu vermeiden.

Die Anoden- und Schirmgitterströme für die Röhren V₁ und V₂ werden von der Batterie 38 geliefert und passieren ein Tiefpaßfilter, das aus der Drossel 38' und dem Kondensator 38" besteht, und fließen weiterhin durch den Widerstand 39, der dazu dient, ein Nebensprechen zwischen den Verstärkern zu verhindern, mit denen diese Batterie gemeinsam verbunden ist. Die Anoden- und Schirmgitterströme P werden von der Anodenbatterie 38 und der Heizbatterie 36, die zueinander in Reihe geschaltet sind, über den Widerstand 39 geliefert. Der Anodenstrom fließt durch eine Drossel 40, die dazu dient, Wechselströme von der Batterie 36 fern-

zuhalten. Eine derartige Ausbildung der Hefe- und Anodemströme ist bereits bekannt.

Die Gittervorspannung für die Röhre V₁ wird prinzipiell durch den Spannungsabfall am Netzwerk 41 in der Kathodenzuleitung dieser Röhre gewonnen. Dieses Netzwerk besteht aus einem Wirkwiderstand und einem Überbrückungskondensator mit relativ kleiner Reaktanz in den verwendeten Frequenzbereichen. Die Gitterspannung für die Röhre V₂ wird prinzipiell in gleicher Weise durch den Spannungsabfall an dem Netzwerk 42 in der Kathodenzuleitung dieser Röhre gewonnen. Dieses Netzwerk besteht ebenfalls aus einem Wirkwiderstand, dem ein Kondensator parallel geschaltet ist.

Wenn die Schalter 43 und 44 in die Stellungen gebracht sind, die in der Zeichnung dargestellt sind, wird die Giterspannung für die Röhre P durch den Spannungsabfall längs des Netzwerkes 45 und der Drosselspule 40 erhalten, die zueinander in Serie

ao geschaltet sind und in der Kathodenleitung dieser Röhre liegen. Das Netzwerk besteht aus einem Widerstand, der durch eine Kapazität überbrückt wird; die Drosselspule wird durch den Kondensator 34 überbrückt. Die Gitterspannung wird durch einen Wilder stand 33' und den Ableitungskondensator 33 gefiltert. Der Schalter 44 kann geschlossen werden, um das Netzwerk 45 kurzzuschließen. Der Zweck dieses Kurzschlusses wird noch näher erläutert werden. Um in diesem Fall die richtige Gitterspannung zu erhalten, wird der Schalter 43 nach links gelegt, um eine Gitterspannungsbatterie 46 in Reihe mit einem Widerstand 47 einzuschalten. Durch die Batterie und diesen Widerstand wird verhindert, daß ein Kurzschloß der Gitterleitung zu irgendeinem der Verstärker auftritt, der ebenfalls mit dieser Batterie verbunden ist. Der Kondensator 48, der die Batterien 36 und 46 überbrückt, dient dazu, die Impedanz zu begrenzen, die den Gitterspannungsischältuingen der verschiedenen Verstärker gemeinsam ist, so daß das Nebensprechen, das durch eine derartige Kopplung erzeugt wird, innerhalb der Toleranzgrenze bleibt.

Durch ein Netzwerk 51, 'das in der Kathodenleitung der Röhre V₁ vorgesehen ist, wird für diese Röhre eine negative Rückkopplung erzeugt, um die Stabilität des Verstärkers zu vergrößern. Die Netzwerke 42 und 52 in der Kathodenleitung der Röhre V₂, die durch einen Kondensator 53 von vernachlässigbar kleiner Reaktanz innerhalb des übertragenen Frequenzbandes hochfrequenzmäßig durch Schließen des Schalters 54 mit der Erde verbunden werden können, und das Netzwerk 45 in der Kathodenleitung der Röhre P, welches durch Schließen ■ des Schalters 44 kurzgeschlossen werden kann, erleichtern die Einstellung von Verstärkungs- und Phasenbedingungen für die Übertragung längs der Rückkopplungsschleife, so daß das Schwängen für alle Einstellungen des verschiebbaren Kontaktes des Spannungsteilers 7 für die Abzapfungen 9, ■ 10 und 11 verhindert wird. Für eine gegebene Einstellung der Kondensatoren GC und GR erreicht die geradlinige Verstärkung des Verstärkers ihren größten Wert, wenn der Kontakt an die Abzapfung 9 gelegt und der Kontakt 22 mit der Klemme 20 des Eingangstransformators verbunden ' ist und die Schalter 54 und 44 geschlossen sind. Um die Verstärkung von diesem größten Wert herabzusetzen, wird der verschiebbare Kontakt des Potentiometers 7 an die Abzapfung ,10 gelegt und der Schalter 54 geöffnet. Um die Verstärkung weiter zu reduzieren, wird der bewegliche Kontakt an die Abzapfung 11 gelegt und der Schalter 44 geöffnet. Um die Verstärkung noch weiter herabzusetzen, wird der Kontakt 22 an die Abzapfung 17 gelegt und der Schalter 21 geschlossen. Die Fanggitter der Röhren V₁ und V₂ sind anstatt mit den Kathoden mit der Erde verbunden, um die Stabilität des Verstärkers zu vergrößern.

Die Ausgangsbrücke B soll so ausgebildet sein, dalß sie nicht nur geeignete Übertragungs- und Impedaixzeigenschaften in dem benutzten Frequenzband von 12 bis 60 kHz aufweist, sondern sie soll geeignete Phaseneigenschaften für die Rückkopplungsschleife oberhalb dieses Bandes trotz der höhen Generatorimpedanz der PentodeP aufweisen. Er- 8g findungsgemäß erhält man bei einer Brücke mit konstanten Widerständen eine zufriedenstellende Phasencharakteristik bei hohen Frequenzen dadurch, daß mit der Belastung (eingeschlossen der Ausgamgstransformator T und die Shuntkapazitäten 61 und 62) ein Netzwerk N verbunden ist, um die Empfängerhnpedanz (d. h. die Impedanz des Brückenarmes, in der die Belastung auftritt) so auszubilden, daß sie nicht nur in dem verwendeten Frequenzband, sondern auch in einem weiten Frequenzbereich oberhalb dieses Bandes wie eine konstante Impedanz mit Wirkcharakteristik wirkt. In der Zeichnung ist dieser Brückenarm mit K bezeichnet. Das Netzwerk iV liegt in Reihe zu der Primärwicklung des Transformators zwischen der Anode der Röhre P und dieser Wicklung. Die große Impedanz Rp der Röhre P ruft Schwierigkeiten darin hervor, daß die Transformator- und Brückenkonstanten dazu beisteuern, die Rückkopplungsschleife gegenüber dem Selfostschwingen bei Fre- quenzen oberhalb des verwendeten Frequenzbereiches zu stabilisieren. Jedoch werden diese Schwierigkeiten durch das Netzwerk N behoben, welches den Transformator mit den Shiuntkapazitätenoi und 62 zu einem Netzwerk i£ ausbildet, welches eine Impedanz aufweist, die wie ein konstanter Wirkwiderstand wirkt.

In der Fig. 2 ist eine Ausgangsbrücke B' dargestellt, die im wesentlichen der Ausgangsbrücke B entspricht, dabei ist das Netzwerk JV weggelassen. Das Netzwerk B' und der Transf ormator T₁ die Kapazitäten 61 und 62 und die Leitung 1 sind durch eine Ersatzschaltung dargestellt. Die Kapazität 61 wird durch die äquivalenten Kapazitäten 61', 66 und 67 dargestellt, wobei die Kapazitäten 66 und 6y die Erdungskapazitäten der Primärwicklung des Transformators bedeuten und beispielsweise Werte von 22 bis 25 pF aufweisen. Die Kapazität 62 entspricht der Ersätzkapazität 62'. Die Leitung 1 wird durch die Ersatzimpedaniz 11 wiedergegeben. Die Induktivität 63 entspricht der Streuinduktivität der

Primärseite des Transformators; die Induktivität 64 entspricht der Streumduktivität der Sekundärseite des Transformators; die Induktivität 65 entspricht der Gegeninduktivität. Das Netzwerk, das aus den einzelnen Teilen 6i', 62', 63, 64, 65, 66 und 67 zusammengesetzt ,ist, ist mit T¹ bezeichnet.

Wenn der Transformator T, der beispielsweise auf der Primärseite eine Nennimpedanz von 3500 Ohm und auf der Sekundärseite eine Impedanz von 140 Ohm haben kann, eine große Gegeninduktivität aufweisen muß, so daß seine Modulation klein wird, ergibt sich eine Streuinduktanz von ungefähr 5,2 mHy. In der Schaltung, wie sie der

'5 Fig. 2 entspricht, würde der Transformator T mit den ihm anhaftenden kleinen Kapazitäten und einer relativ großen Streuinduktivität eine ungenügende Übertragungscharakteristik in dem Frequenzbereich von 12 bis 60 kHz aufweisen; außerdem würde seine Impedanz innerhalb dieses Bandes und auch außerhalb, insbesondere oberhalb dieses Bandes, ungenügend sein. Um die Übertragung und die Impedanz innerhalb des Bandes zu verbessern, können auf beiden Seiten des Transformators die anhaftenden Kapazitäten zu den Kapazitäten 61 und 62 ausgebildet werden, die etwa Werte von 477,5 pF und 3,960 pF aufweisen können, so daß die äquivalente Schaltung unter Vernachlässigung der Gegeninduktivität ein voller Abschnitt eines in der Mitte geshunteten und abgeschlossenen konstanten Tiefpaßfilters K ist. In der Ersatzschaltung der Fig. 2 beträgt für einen Grundwert von 3500 Ohm die Kapazität 62' 159,2 pF oder 3980 pF geteilt durch das Impedanzverhältnis 3500 : 140 des Transformators. Von diesen 159,2 pF sind nur beispielsweise 10 pF gleich der Kapazität des Transformators. In gleicher Weise sind von den 465 pF der Kapazität 61' nur beispielsweise 30 pF gleich der Transformatorkapazitat. Trotzdem der Transformator mit den Kapazitäten 61 und 62 in dem Frequenzband von 12 bis 60 kHz gute Übertragungs- und Impedanzeigenschaften aufweist, verläuft die Impedanz oberhalb dieses Frequenzbandes nicht zufriedenstellend, insbesondere da die Kapazitäten 61', 62', 66 und 67 Resonanzen mit der Streuinduktivität des Transformators und der Induktivität des Armes· Z₂₁ der Ausgangs!)rücke hervorrufen. Diese Resonanzen bringen das Gleichgewicht der Ausgangsbrücke in Unordnung und rufen eine große Abweichung von den Verstärkungs- und Phasencharakteristiken hervor, die man erhalten würde, wenn der Brückenarm mit dem Auegangstransformator ein konstanter reiner Widerstand wäre.

Diese Einflüsse der Resonanzen kann man näher studieren, wenn man die Spannung, die zwischen der Anode und der Kathode der Ausgangsröhre an dem Eingang zur Ausgangsbrücke in Abhängigkeit von einer elektromotorischen Kraft, die in der

δο Ausgangsröhre erzeugt wird, betrachtet. Diese Spannung zwischen Anode und Kathode wird von der außenliegenden Impedanz zwischen Anode und Kathode abhängen, d. h. von der Impedanz, die mit Anode und Kathode verbunden iist. Diese Impedanz wird kleiner werden, wenn zwischen der Kapazitat 62' des Transformators (und der Leitungskapazität) und der Streumduktivität 63, 64 eine Reihenresonanz auftritt. Eine derartige Reihenresonanz kann beispielsweise auftreten für eine Frequenz von 150 kHz. Der Widerstand, der von der Leitung I₁ gebildet wird, wird diese Resonanzerscheinung dämpfen. Die Impedanz nimmt zu, wenn Parallelresonanz zwischen der Kapazität 61' des Transformators und der Streuinduktivität 63, 64 und in Reihe dazu mit der Kapazität 62' auftritt. Dies kann geschehen bei einer Frequenz von etwa 200 kHz. Die Impedanz nimmt ab, wenn eine Serienresonanz bei etwa 300 kHz zwischen 61' (zusammen mit 63» 64 und 62') und der Induktanz des Brückenarmes Z₂₁ auftritt. Die Impedanz nimmt wieder zu, wenn diese Induktanz mit den Erdkapazitäten 66 und 67 und anderen in der Schaltung vorhandenen Kapazitäten, beispielsweise bei 400 kHz, eine Parallelresonanz * bildet. Dabei ist die Kapazität 61' bedeutend größer als die Kapazitäten 66 und 67, so daß die Kapazitäten 66 und 67 als miteinander verbunden betrachtet werden können, und zwar für Frequenzen oberhalb der Parallelresonanzfrequenz, die durch die Kapazität 61' und die Streuinduktivität gebildet wird. Diese Kapazitäten kommen bei höheren Frequenzen zur Geltung, so daß der Spannungsabfall an der Impedanz mit der Frequenz zunimmt.

Die Impedanzfrequenzcharakteristik des außenliegenden Kreises zwischen der Anode und der Kathode hat einen schwingungsähnlichen Verlauf, der dadurch entsteht, daß Serien- und Parallelresonanzen aufeinander folgen. Wenn die Impedanz mit der Frequenz zunimmt, so ist gleichzeitig ein induktiver Phasenwinkel für die Übertragung von der Röhre zur Rückkopplungsleitung vorhanden; die Dämpfung für eine derartige Übertragung nimmt mit der Frequenz ab. In ähnlicher Weise tritt ein kapazitiver Phasenwinkel auf, wenn die Impedanz mit zunehmender Frequenz abnimmt. Die Dämpfung für eine derartige Übertragung nimmt bei negativem Phasenwinkel mit der Frequenz zu. Je höher der innere Widerstand der Röhre ist, um so weniger wird die Ausbildung dieses Schwingungsverlaufes gehemmt. Durch die Verwendung der Pentode werden die Unterschiede in dem schwingungsähnlichen Verlauf der Frequenzcharakteristik sehr ausgeprägt, so daß die Übertragungs- und Phaisencharakteristiken beträchtlich von den Phasen- und Übertragungs-Charakteristiken abweichen, die in dem Fall vorhanden sind, wenn der Ausgangsübertrager und die Fernleitung einen konstanten Wirkwiderstand für die Ausgangsbrücke darstellen. Außerdem ergeben sich Verstärkungs- und Phasencharakteristiken für die Rückkopplungsschleife, die die Stabilität des Verstärkers beeinträchtigen.

Um den Verstärker stabiler zu gestalten, bildet das Netzwerk N, das in den Fig. 1 und 3 dargestellt ist, die Impedanz des Transformatornetzwerkes oder der Belastung, d. h. die Impedanz des

Transformators mit den Kapazitäten 61 und 62 und der Leitung 1, derart aus, daß das Empfängernetzwerk K für die Ausgangsbrücke eine Impedanz bildet, welche mit Ausnahme der Streukapazitäten einen konstanten Widerstand darstellt. Das Netzwerk Λ⁷" bildet ein Hochpaßfilter mit einem Widerstandsabfluß. Es wifd verwendet als Zweipol in Reihe zu der Primärwicklung des Transformators T. Für Frequenzen, diie größer als 12 kHz sind, entspricht der Transformator zusammen mit den Kapazitäten 61 und 62 einem Tiefpaßfilter, dessen Grenzfrequenz oberhalb von 60 kHz liegt. Dieses Filter ist in Fig. 2 als das Netzwerk T' dargestellt. Den Scheinleitwert der Gegeninduktivität des Transformators, die durch die Spule 65 in diesem äquivalenten Netzwerk T' dargestellt ist, kann man nämlich als vernachlässigbar klein oberhalb von 12 kHz ansehen. Der Transformator zusammen mit den Kapazitäten 61 und 62 wird hinsichtlich der WirkwiderBtandskoniponente der Impedanz so ausgebildet, daß das äquivalente Tiefpaßfilter T' mit seinem Abschluß I₁ der Brücke gegenüber über den verwendeten Frequenzbereich einen konstanten Wert darstellt. Das Hochpaßfilter JV, das in Reihe zu dem Transformator T oder dem Tiefpaßfilter T' hinzugeschaltet ist, ist so ausgebildet, daß es komplementäre Eigenschaften zu dem Tiefpaßfilter T aufweist. Die Aufgabe besteht darin, die Blindkomponente der Impedanz des Tiefpaßfilters T' in dem verwendeten. Frequenzband zu -beseitigen und die Zweipolimpedanz einen solchen Wert annehmen zu lassen, daß die Kombination der beiden Filter der Brücke gegenüber einen konstanten Widerstand bis zu solchen Frequenzen darstellt, bei denen die Streukapazitäten größeren Einfluß gewinnen.

Fig. 3 zeigt eine Reihenschaltung des Netzwerkes N mit dem Netzwerk T', aber in anderer Weise als in Fig. 2. In Fig. 3 ist die Schaltung, die der Brücke B der Fig. 1 äquivalent ist, mit B" bezeichnet. Die Erdkapazität 'des Netzwerkes N und der Verbindungsleitung mit der Anode der Röhre P ist durch die Kapazität 68 angedeutet, die wesentlich kleiner als die Kapazität 66 ist und beispielsweise einen Wert von 12 pF annimmt. Die Kapazität 62, die die Leitungswicklung des Transformators überbrückt, wird genügend klein gemacht, um sicherzustellen, daß die Reihenreisonanz der Streuinduktivität und der Kapazität dieser Transformatorwicklung durch den Leitungswiderstand sehr stark gedämpft ist, so daß die sich ergebende Parallelresonanz zwischen diesen Einzelteilen und der Kapazität 61 gedämpft wenden wird. Diese Einzelteile, die die Serienresonanz bilden, sind dann durch die Kapazität 61 bei Frequenzen oberhalb der Serieöresonanzfrequenz einflußlos.

Das Netzwerke in Reihe zu dem Ausgangstransformator hält die Impedanz des Brückenarmes, der den Transformator enthält, auch bei hohen Frequenzen aufrecht, und zwar so-, daß diese Impedanz für Frequenzen oberhalb von 1000 kHz wie ein reiner Wirkwiderstand wirkt. Das reziproke Filter JV, das im wesentlichen für Frequenzen j oberhalb der gemeinsamen Grenzfrequenz der beiden Filter einen Wirkwiderstand bildet, kann mit der Kapazität parallel des Armes Z₂₁ der Auisgangsbrüeke keine Serienresonanz bilden, d. h. mit der Kapazität zur Erde 66, 67 des Ausgangstransformators. Ein besonders vorteilhaftes Merkmal der Schaltung nach Fig. 1 sowie nach Fig. 3 mit dem Netzwerk N gegenüber der Schaltung 2¹, die dieses Netzwerk nicht enthält, liegt in der Entfernung der Kapazität zur Erde 66,67 der Ausgangsispule von der Anode der Röhre und der Einfügung des konstanten Widerstandes von 3 500 Ohm (dieser Widerstand ist der Impedanzwert des Brückenarmes, der das Netzwerk N und das Tiefpaßfilter 7" enthält). Die Kapazität 68 wird für die Anode eingeführt, aber sie ist beträchtlich kleiner als die Kapazitäten 66 und 6j; es ergibt sich eine beträchtliche Verringerung der Kapazität. Bei einem besonderen Verstärker, wie er in Fig. ι 'dargestellt ist, werden dadurch 35 pF der Kapazität zwischen Erde und Anode beseitigt, so daß die Kapazität bei hohen Frequenzen von 115 pF auf 80 pF verringert wird. Dadurch ergibt sich eine Zunahme der Verstärkung für die Übertragung von der Röhre zur Rückkopplungsleitung sowie eine günstige Phasenlage für eine derartige Übertragung. Die Endkapazität 66, 67 bildet mit der Induktanz des Armes Z₂₁ der Brücke eine Parallelresonanz und sollte zweckmäßig so- klein als möglich gemacht werden, insbesondere da ein Versuch, diesen Einfluß durch Einfügung des Netzwerkes N zwischen den Transformator T und den Arm Z₂₁ zu eliminieren, den Nachteil hat, daß die Erdkapazität der Ausgangsspule beträchtlich schädlicher wirkt, wenn eine direkte Verbindung zur Anode besteht, als wenn eine Trennung von der Anode durch einen Widerstand von 3500 Ohm, wie bei Fig. 1, vorgenommen ist.

Wenn die Frequenz zu solchen Werten anwächst, bei dfenen die Kapazitäten parallel den Brückenarmen Z₁₁ und Z₂₁ sehr niedrige Impedanzwerte annehmen, dann liegen zwei Wirkwiderstände mit dem Wert 3500 Ohm, von denen der eine durch die Impedanz des Netzwerkes N und des Tiefpaß filters T' und der andere durch die Impedanz des Brückenarmes R gebildet wird, parallel zueinander und zu dem Abschluß F mit dem Wert 3500 Ohm. Auf diese Weise ist insgesamt ein Widerstand von 120Ό Ohm parallel zu den Erdkapazitäten geschaltet, durch die der Ausgang der Röhre überbrückt wird. Diese Herabsetzung des Impedanzpegels setzt die Verstärkung für die Übertragung von άέτ- Röhre zu dem Endabsehluiß F herunter und erzeugt für eine derartige Übertragung einen negativen Phasenwinkel. Dabei ist es gewöhnlich vorzuziehen, das Netzwerk!^ an der anodenseitigen Klemme der Primärwicklung anzubringen, als dieses Netzwerk entweder mit der anderen Klemme zu verbinden oder es zu teilen und einer jeden der beiden Klemmen zuzuordnen. Gleichfalls ist es vorzuziehen, für das Netzwerk N in Reihe zu dem Tiefpaßfilter T', das durch den Transformator T und die Kapazitäten 61 und 62 gebildet wird,

parallel zu den Eingangsklemmen des Tiefpaßfilters ein Hochpaßfilter oder ein Netzwerk zu schalten, das die Aufgabe hat, den Brückenarm, der den Transformator aufweist, zu einem konstanten Wirkwiderstand auszubilden wegen der unbeseitigbaren Kapazität parallel zur Primärwicklung des Transformators.

Bei dem Verstärker der Fig. ι beseitigt das Zweipolnetzwerk Λ^Γ, das in Reihe mit dem Trans-ίο formatornetzwerk T' geschaltet ist, den Nebenschluß der Erdkapazität des Transformators parallel zur Ausgangsröhre und bildet zur gleichen Zeit den Transformatorarm der Brücke zu einer für das verwendete Frequenzband und darüber hinaus für einen hohen Frequenzbereich, der beispielsweise zwanzigmal so groß ist als das Nutzfrequenzband, konstanten Impedanz mit Wirkwiderstandscharakter aus. Auf diese Weise wird die Verstärkung der Übertragung von der Röhre zur Rückkopplungsleitung bei hohen Frequenzen aufrechterhalten und die Phasenverschiebung bei einer derartigen Übertragung, die durch die Streukapazität zur Erde von der Anode und der mit ihr verbundenen Schaltungsteile erzeugt wird, herabgesetzt. Außerdem erhält die Rückkopplungsschleife ausgeglichene Verstärkungs- und Phasencharakteristiken, die dazu dienen, den Verstärker gegenüber den Selbstschwingungen zu stabilisieren. Gleichzeitig wird durch das Netzwerk, wie noch speziell erläutert wird, die Impedanz des Transformators (gesehen von der Leitung 1) oder die Impedanz des Verstärkers (gesehen von der Leitung 1) auf einen gewünschten Wert gebracht, etwa auf einen Wert von 140 Ohm, so daß annähernd eine Anpassung der Leitungsimpedanz in dem Nutzfrequenzbereich erzielt wird.

Der Transformator T kann zusammen mit den Kapazitäten 61 und 62 als das Transformatornetzwerk angesehen werden. Da dieses Transformatornetzwerk lediglich für die Übertragung über den Nutzfrequenzbereich des Verstärkers bestimmt ist und um einen gewissen Unterschied zu den Frequenzen außerhalb dieses Bandes zu schaffen, kann diese Impedanz so ausgebildet werden, daß sie nahezu wie ein reiner Wirkwiderstand lediglich in diesem Frequenzbereich wirkt. Die Aufgabe 'besteht also darin, dieses Netzwerk zu einem Netzwerk auszugestalten, das für Frequenzen von 12 bis 1000 oder mehr kHz einen Widerstandswert von 3500 Ohm hat und einen konstanten Wert von 140 Ohm gegenüber der Leitung ι in dem Nutzfrequenzbereich von 12 bis 60 kHz aufweist. Zu diesem Zweck faßt man das Transformatornetzwerk als ein Tiefpaßfilter für einen Frequenzbereich von 12 bis 1000 kHz auf und verbindet mit ihm in Reihe ein geeignetes komplementäres Hochpaßfilter N. Eine Reihenkombination von komplementären Hochpaß- und Tiefpaßfiltern kann so hergestellt werden, daß man eine Impedanz mit einem konstanten Widerstandswert von Null bis zu einer unendlich hohen Frequenz an dem Ende, an dem die Filter miteinander verbunden sind, erhält.

In Fig. 4 der vorliegenden Beschreibung ist das äquivalente Netzwerk des Transformators T zusammen mit den Kapazitäten 61 und 612 dargestellt mit einem Grundwert von 3300 Ohm. X_M und Rm entsprechen der Blind- und Wirkkomponente der Gegeninduktivität des Transformators; X_L und Ri entsprechen dem Blind- und dem Wirkteil der Streuinduktivitäten. Aus dieser Figur kann man ersehen, daß ein Tiefpaßfilter mit einer Serieninduktivität, das an beiden Enden durch eine Kapazität überbrückt ist, das äquivalente Netzwerk T' des Transformators T mit den Kapazitäten 61 und 62 absorbieren kann, wenn man den Einfluß der Gegeninduktivität vernachlässigt, welche, wie bereits ausgeführt, oberhalb von 12 kHz einen vernachlässigbar kleinen 'Scheinleitwert aufweist.

Infolgedessen wird das Netzwerk der Fig. 4 als das Tiefpaßfilter einer Serienkombination von Hochpaß- und Tiefpaßfiltern behandelt, von denen das Hochpaßfilter das Netzwerk N ist und das Tiefpaßfilter mit T" bezeichnet ist. Diese Kombination ist auf Grund eines Wertes von 3500 Ohm in Fig. 5 dargestellt. Die Werte für die Einzelteile des Kombinationsnetzwertes werden so gewählt, daß sich ein Netzwerk ergibt, dessen Eingangsimpedanz im Idealfall gleich einem konstanten Widerstand von Null bis zu einer unendlich hohen Frequenz ist. Die Eingangsimpedanz des wirklichen Netzwerkes, das aus dem Netzwerk N und dem Transformator T mit den zugehörigen Kapazitäten 61 und 62 besteht, verhält sich nahezu wie ein konstanter Widerstand von 12 bis 1000 kHz, da die'.Gegeninduktivität des Transformators über diesen Bereich so groß ist, daß sie nur einen kleinen Einfluß auf die Eingangsimpedanz ausübt. Bei jedem der Filter T" und Λ^Γ der Fig. 5 ist die erste Abzweigung, d. h. die Ab- too zweigung, die den Widerständen R₀ oder R'_o benachbart ist, in Nebenschluß geschaltet.

In dem Kombinationsnetzwerk der Fig. 5 bilden d'ie einzelnen Teile C₁, L₂, C₃ und R₀ den Tiefpaß teil und seinen Abschluß, die einzelnen Teile L\, C₂, L'_s und R'o den Hochpaßteil und seinen- Abschluß. Die Induktivität L₂ besteht aus der Streuinduktivität des Transformators, die Kapazität C₃ entspricht den Kapazitäten 61', 66 und 67, und die Kapazität C₁ entspricht der Kapazität 62'. Die Übertragung findet durch den Tiefpaßteil statt, und der Abschluß R₀ wird durch die Leitung 1 hervorgerufen. Wie bereits bemerkt, wird ein Wert von 3500 Ohm zugrunde gelegt. In dem wirklichen Netzwerk, das durch den Transformator T und das Netzwerk N und die Kapazität C₁ gebildet wird, die auf der Seite des Transformators mit der niedrigen Impedanz liegt, wird diese Kapazität C₁ multipliziert mit dem Impedanzverhältnis des Transformators, also mit 3500/140, so daß sich die Kapazität 62 mit dem obenerwähnten Wert von 3980 pF ergibt. Die Werte der einzelnen Teile hängen von der Grenzfrequenz f₀ des Filters, d. h. von der Übergangsfrequenz f₀, bei welcher die Dämpfungscharakteristik von einem großen zu inem niedrigen Wert übergeht, ab. Diese Grenz-

frequenz muß sehr exakt bestimmt werden, um sicherzustellen, daß Z₀ (die Impedanz des Tiefpaßfilters von der Leitung her gesehen) den gewünschten konstanten Widerstandisiwert von ungefahr 140 Ohm in dem Frequenzbereich von 12 bis 60 kHz aufweist.

Die Frequenz fo kann so bestimmt werden, daß diese Forderung erfüllt wird, und zwar auf Grund der folgenden Betrachtungen. Ein jedes dieser Filter hat seine Impedanz an dem Ende, das der Verbindung der Filter entgegengesetzt liegt, derart, daß sich ein nahezu konstanter Widerstand in dem Dämpfungsbereich des anderen Filters ergibt. Man kann dies an der folgenden Gleichung, die die Impedanz eines Filters in Ausdrücken von den eingeführten Verlusten des anderen Filters angibt, erkennen:

Z₁ = R₀- tang 6>₂.

In dieser Formel bedeutet Z₁ die Impedanz des einen Filters an dem der Verbindung der Filter entgegengesetzten Ende; R₀ ist der konstante Widerstandspegel; Θ₂ = A₂ + JB₂ bedeutet die eingeführten Verluste und Phasenverschiebungen des anderen Filters. Es ergibt sich, idaß für den Fall, daß die Dämpfung des einen Filters ungefähr 20 Dezibel beträgt, der Widerstand des anderen Filters an dem der Verbindung der beiden Filter entgegengesetzten Ende von R₀ nicht mehr als 2°/o abweichen wird und daß der entsprechende Blindwiderstand den Betrag von 0,02 R₀ nicht überschreiten wird. Infolgedessen muß in dem vorliegenden Fall die Frequenz f₀ möglichst weit von dem Nutzfrequenzband von 12 bis 60 kHz entfernt liegen, damit die Verluste des Hochpaßfilters von der Größenordnung von 20 Dezibel bei 60 kHz sind, wenn die Erfordernisse für die Impedanz des Tiefpaßteiles erfüllt werden sollen.

In dem äquivalenten Netzwerk der Fig. 4 besteht die Serienindu'ktivität in der Streuinduktivität des Transformators, welche durch die Tranformatorkonstruktion festgelegt ist. Der konstante Widerstandsspegel ist auch festgelegt, und zwar auf den Wert 3500 Ohm. Aus der Betrachtung dieser beiden konstanten Werte ergibt sich, daß die Übergangsfrequenz (die Grenzfrequenz) in diesem Fall gleich 142,8 kHz ist. Bei dieser Übergangsfrequenz betragen die nicht zerstreuten Verluste des linearen Hochpaßfilters bei 60 kHz 20,7 Dezibel, so daß die Impedanz des Tiefpaßfilters an dem der Verbindung der beiden Filter entgegengesetzt liegenden Ende genügend groß ist.

Wenn man das L-Netzwerk betrachtet, dessen Reiben- und Parallelarm aus dem Zweipolnetzwerk N und dem Kondensator parallel zur Primärwicklung des Transformators T, d. h. dem Kondensator, der in die Kapazität 61' eingeschlossen ist, besteht, ergibt sich, daß die Dämpfung, die dieses Netzwerk innerhalb des Frequenzbandes von vz bis 60 kHz einführt, recht klein ist. Wenn man jedoch den Transformator zusammen mit den mit seiner Sekundärwicklung verbundenen Schaltungsteilen als einen Arbeitskreis für den Verstärker auffaßt, erzeugt dieses L-Netzwerk, das zwischen den Verstärkern and dem Transformator oder dem Arbeitskreis eingeschaltet ist, eine Dämpfung, deren Wert für Frequenzen oberhalb des Frequenzbandes von 12 bis 60kHz, also z.B. bei Frequenzen, bei denen die Stabilität des Verstärkers ohne Vorhandensein des L-Netzwerkes gefährdet ist, relativ hoch gegenüber dem Dämpfungswert für Frequenzen innerhalb dieses Bandes ist. Für solche Frequenzen oberhalb des Frequenzbandes, bed denen die Impedanz des- Transformators oder des Arbeitskreises, vom Verstärker her gesehen, ohne Vorhandensein des !/-Netzwerkes einen solchen Wert hat, daß die Stabilität des Verstärkers gefährdet wird, wird die Impedanz bei Vorhandensein, des L-Netzwerkes, d.h. die Impedanz des L-Netzwerkes zusammen mit der Impedanz des Transformators, vom Verstärker her gesehen, derart, daß die Gefährdung der Stabilität beseitigt wind. Das L-Netzwerk hängt also von der Frequenz ab und dient zur Korrektion der Impedanzen, indem es zwischen den Verstärker und den Arbeitskreis eingeschaltet wird. Die Impedanz des Arbeitskreises hat einen Wert für Frequenzen oberhalb oder außerhalb des Nutzfrequenzübertragungsbandes, der von dem Wert abweicht, der innerhalb dieses Bandes herrscht, und zwar so, daß bei Nichtvörhandensein des Netzwerkes die Stabilität des Verstärkers gefährdet würde. Das Netzwerk korrigiert die Impedanz, die dem Verstärker gegenüber gebildet wird, so daß die Gefährdung der Stabilität beseitigt wird. Im übrigen sind die durch das Netzwerk eingeführten' Verluste niedrig in dem ganzen Übertragungsbereich des Verstärkers.

Wenn man das Netzwerk JV betrachtet, findet man, daß die Dämpfung oder die Verluste, die das Netzwerk in die Übertragung von der Röhre P zur Leitung 1 einführt, in dem Frequenzband von 12 bis 60 kHz sehr geringfügig sind. Nichtsdestoweniger ergab sich aus Versuchen, die mit einem Verstärker nach Fig. 1 angestellt wurden, daß der Einfluß des Netzwerkes N für den Verstärker äußerst vorteilhaft ist. Die Einführung des Netzwerkes erhöhte beispielsweise die Frequenz des Phasenüberganges (d. h. die Frequenz, bei der die Phasenverschiebung längs der Rückkopplungsschleife gleich Null ist) von ungefähr 140 kHz auf 680 kHz, d.h. also um etwas mehr, als zwei Oktaven. Hinzu kommt, daß die Verstärkungs- und Phasencharakteristiken für die Übertragung längs der Rückkopplungsleitung ausgeglichen werden. Das hat den Grund, daß die zerstreuten Kapazitäten, welche die Ursache für störende Resonanzen zusammen mit irgendwelchen anderen Impedanzen des Verstärkers bildeten, durch die Netzwerkkombination mit Absicht absorbiert werden. Im übrigen bann bei der Verwendung eines Serienpaares von Filtern das Hochpaßfilter zwischen den Transformator und die Anode der Ausgangsröhre eingeschaltet werden, so daß auf diese Weise der unerwünschte Einfluß der Erdkapazitäten des

Transformators auf die Arbeitsweise der Endstufe des Verstärkers reduziert wird.

Claims (1)

1. PATENTANSPRUCH:

   Verstärker mit negativer Rückkopplung, bei dem der Belastungskreis über ein Anpassungsnetzwerk, das einen frequenzabhängigen Eingangsscheinwiderstand aufweist, mit dem Verstärkerausgang verbunden ist und über eine zwischen der letzten Röhre und dem Anpassungsnetzwerk liegende Brücke, deren Gleichgewicht durch die genannte Frequenzabhängigkeit gestört wird, vom Rückkopplungsweg entkoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Impedanz (K, N) am Ausgangskreis die Unausgeglichenheit der Brücke kompensiert und damit die Pfeifneigumg verringert.

   Angezogene Druckschriften:
   Französische Patentschrift Nr. 830242;
   britische Patentschriften Nr. 472 256, 407 405; USA.-Patentschrift Nr. 1 978 578. '

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   1 5694 1.