DE857649C - Vakuumroehrenverstaerker - Google Patents

Description

(WiGBI. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 1. DEZEMBER 1952

W 3396 VIII a!2Ta-

Vakuumröhrenverstärker

Die Erfindung bezieht sich auf Yakuumröhrenverstärker zur Umwandlung positiver Impedanz in negative Impedanz über einen vorbestimmten Frequenzbereich, wobei die Yakuumröhre wenigstens eine Kathode, eine Anode und ein Steuergitter aufweist.

Das Ziel der Erfindung besteht darin, ein stabiles Übertragungssystem zu schaffen, wobei der negative Impedanzverstärker zwischen zwei negativ belasteten Leitungen oder zwischen zwei nicht belasteten Leitungen oder zwischen einer induktiv belasteten und einer unbelasteten Leitung in Reihe liegen kann.

Die Besonderheit der Erfindung besteht darin, daß der Kathoden-Anoden-Kreis und der Kathoden-Gitter-Kreis eine eine Gegenkopplung bewirkende Impedanz gemeinsam haben, welche als Eingangsund Ausgangskopplung des Verstärkers dient, und daß ein Kopplungskreis, welcher Impedanzelemente umfaßt und Teile des Kathoden-Anoden-Kreises und des Kathoden-Gitter-Kreises enthält, so angepaßt ist, daß er in dem Verstärker Rückkopplung bewirkt, welche die Verstärkereingangsimpedanz negativ macht; der Verstärker ist dabei einem Kreis elektrisch äquivalent, der ein erstes und ein zweites Netzwerk positiver Impedanzelemente umfaßt, die unter einem Transformationsverhältnis vom ersten zum zweiten

Netzwerk von — ^ hierin bezeichnet μ₂

_r : ι zusammengeschaltet sind; den Verstärkungsfaktor der

Vakuumröhre, während μ₁ eine Funktion von μ₂ und der Größe der Impedanzelemente des die Rückkopplung bewirkenden Kopplungskreises bedeutet;

das erwähnte zweite Netzwerk ist so angepaßt, daß es über den vorbestimmten Frequenzbereich die Wirkung des ersten Netzwerkes auf das Transformationsverhältnis im wesentlichen neutralisiert. Der praktische oder wirkliche Wandler im Sinne der Erfindung läßt sich auf einen elektrisch äquivalenten 4-Pol-Kreis zurückführen, der aus positiven Impedanzelementen und einer Einrichtung, die als Idealwandler für negative Impedanzen bezeichnet ίο werden kann, besteht. Der Idealwandler ist ein 4-Pol-Netzwerk oder eine Einrichtung, welche ein Impedanzumwandlungsverhältnis von k : ι hat, wobei k bei einer vorbestimmten Frequenz eine reelle Zahl darstellt und eine angenähert reelle Zahl für einen endlichen vorbestimmten Frequenzbereich, welcher die vorbestimmte Frequenz enthält, aber bei Frequenzen unterhalb oder oberhalb dieses Bereiches einen wesentlichen Phasenwinkel haben kann. In dem äquivalenten Kreis erscheinen einige der positiven Impedanzelemente als ein Netzwerk auf der einen und die übrigen als ein Netzwerk auf der anderen Seite des Idealwandlers. Diese beiden Netzwerke haben das Bestreben, das Verhältnis der Impedanzumwandlung für den äquivalenten Kreis des praktischen Wandlers von dem entsprechenden Verhältnis des Idealwandlers abweichen zu lassen.

Bei dem erfindungsgemäßen Verstärker verringert die Gegenkopplung die Eingangsimpedanz auf einen niedrigen Wert; eine weitere Verringerung wird durch die Rückkopplung bewirkt, wodurch die Eingangsimpedanz über den vorbestimmten Frequenzbereich negativ gemacht wird. Die den Anodenkreis belastende Impedanz enthält ein Impedanznetzwerk zur Regelung der Größe und Phase der Eingangsimpedanz des Verstärkers, um z. B. eine Verstärkungsregelung und einen Dämpfungsausgleich zu ermöglichen, wenn der Wandler als Verstärker mit einer Fernsprechübertragungsleitung in Reihe geschaltet ist. Wenn auch der Verstärker allgemein verwendbar ist, so hat er doch eine besondere Eignung für Amtsbereichkreise von Telefonsystemen, wo eine Verstärkung mit Stabilität gegen Oszillation schwierig zu erreichen ist, weil die in den Verstärkerleitungen auftretenden Impedanzen in weiten Grenzen schwanken, und zwar infolge der großen Verschiedenheit der Schaltungsteile, welche untereinander verbunden oder geschaltet werden sollen.

In gewisser Hinsicht entspricht die Erfindung

einer Übertragungsleitung, welche mit gleichförmig verteilten negativen Impedanzen belastet ist, die über einen vorbestimmten Frequenzbereich den im mittleren Abschnitt bestehenden Wellenwiderstand der Leitung zu einem im wesentlichen phasenfreien Widerstand machen, wobei die belastete Leitung eine relativ niedrige Dämpfung hat und für alle positiven Impedanzabschlüsse stabil ist.

In anderer Hinsicht ist die Erfindung als eine Übertragungsleitung anzusehen, die in Abschnitte von gleichen oder ungleichen Längen unterteilt ist, wobei in der Mitte jedes Abschnitts eine negative Impedanz in Serie liegt, deren Größe so gewählt ist, daß die Leitung für alle positiven Impedanzabschlüsse stabil ist und der Wellenwiderstand über einen vorbestimmten Frequenzbereich am Abschnittsende für alle Abschnitte der gleiche ist.

Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, und zwar im Zusammenhang mit der Zeichnung.

Fig. ι bis 4 sind allgemeine, erklärende Darstellungen zur Erläuterung der Begriffe, auf denen die Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 5 und 6 zeigen das Schaltschema und die entsprechende Ersatzschaltung eines praktischen negativen Impedanzwandlers, und Fig. 5 A zeigt den Stromkreis von Fig. 5 mit seinen Trioden in ihrer Ersatzschaltung;

Fig. 7 und 8 zeigen das Schaltschema und die Ersatzschaltung eines anderen praktischen negativen Impedanzwandlers, und Fig. 7 A zeigt eine Abänderung des Stromkreises aus Fig. 7;

Fig. 9 zeigt den Wellenwiderstand in Polarform an den Klemmen 1 der Fig. 7 bei Anschluß eines Widerstandes an den Klemmen 2;

Fig. 10 und 11 zeigen negative Impedanzwandler in Serien- und Parallelschaltung in einer Leitung;

Fig. 12,13 und 14 zeigen Netzwerke zur Verwendung mit einem negativen Impedanzwandler, der in Serie mit einer Übertragungsleitung geschaltet ist;

Fig. 15 zeigt einen negativen Impedanzverstärker in Serie zwischen negativ belasteten Leitungsab- g₀ schnitten;

Fig. 16 zeigt Rückleitungsverlustkreise zur leichteren Erklärung von Fig. 15;

Fig. 17 zeigt einen negativen Impedanzverstärker in Serie zwischen einer induktiv belasteten Leitung und einer nicht belasteten Leitung;

Fig. 18 zeigt ein Impedanznetzwerk zur Yevwendung in dem Verstärker der Fig. 17;

Fig. ig und 20 zeigen jeweilig das Schaltschema einer mit negativer Impedanz belasteten Übertragungsleitung und das Einfrequenzbild einer solchen Leitung; Fig. 21 zeigt das Einfrequenzimpedanzbild für Stabilität in einer nicht belasteten Leitung;

Fig. 22 zeigt Stabilitätskreise bei verschiedenen Frequenzen für ein nicht belastetes Kabel.

Fig. ι stellt einen idealen negativen Impedanzwandler C dar, der betrachtet werden kann als ein Transformator mit einem negativen Impedanzumwandlungs- und -Umformungsverhältnis von — k : 1. Der Wandler C kann vier Klemmen haben und ist für doppelseitige Übertragung geeignet. Wenn, wie Fig. 2 zeigt, eine positive Impedanz Zy an den Klemmen 2 angeschlossen ist, tritt an den Klemmen 1 — KZs auf. Wenn, wie Fig. 3 zeigt, eine positive Impedanz Ζχ an den Klemmen 1 angeschlossen ist,

tritt an den Klemmen 2 -— auf. Nach Angabe

von G. Crisson (»Negative Impedance and the Twin 21-Type Repeater« in der Zeitschrift »Bell System Technical Journal« von Juli 1931) gibt es zwei Typen von negativen Impedanzen: die Serientype und die Paralleltype. Da die Impedanz definiert ist als

Z = —- , kann die negative Impedanz Z entweder mit — ι multipliziert werden, d. h. — Z = —-■-,

oder Z kann durch - ι dividiert werden, d. h. E

— Z = --

. Die an den Klemmen ι auftretende

Impedanz (Fig. 2) ist von der Serien- oder Gegen-Die an den Klemmen 2 auf-

spannungstype ——

tretende negative Impedanz (Fig. 3) ist von der Parallel- oder Gegenstromtype -■.

Jeder praktische oder wirkliche Vakuumröhrenwandler enthält in seiner mit dem idealen Wandler gemeinsamen Ersatzschaltung positive Impedanzelemente. Das ist in Fig. 4 dargestellt, welche die Ersatzblockschaltung eines praktischen Wandlers zeigt. Einige dieser positiven Impedanzelemente erscheinen als ein Netzwerk JV₁ auf der linken Seite des idealen Wandlers; die anderen erscheinen als ein Netzwerk JV₂ auf der rechten Seite. Gewöhnlich sind diese Netzwerke N₁ und N₂ so, daß sie das Bestreben haben, das Umwandlungsverhältnis für den gleichwertigen Kreis des praktischen Wandlers von dem Verhältnis des idealen Wandlers abweichen zu lassen. Wenn die Netzwerke N₁ und N₂, betrachtet vom Wandler C aus, dieselbe Gestaltung hätten und die Impedanz jedes Elements in N₁ gleich k mal der Impedanz des entsprechend liegenden Elements in N₂ wären, würden sich (mit Ausnahme der Verlustleistung) die beiden Netzwerke N₁ und N₂ in ihrer Wirkung gegenseitig ausgleichen, so daß sie sich aufheben und nur die Wirkung des idealen Wandlers übrigbleibt, so daß Fig. 4 durch Fig. 1 dargestellt werden könnte. Mit anderen Worten, der praktische Wandler würde so sein, daß in seiner Ersatzschaltung jedes Netzwerk N₁ und N₂, von dem anderen durch den idealen Wandler betrachtet, die Wirkung des anderen (auf das Umwandlungsverhältnis der Ersatzschaltung des praktischen Wandlers) neutralisieren würde; das Impedanzumwandlungsverhältnis des praktischen Wandlers würde somit das gleiche sein wie das des idealen Wandlers. Wie aus Fig. 5 und 6 ersehen werden kann und weiter unten beschrieben ist, könnte eine Schwierigkeit auftreten bei dem Versuch, den praktischen Wandler so zu gestalten, daß die Netzwerke N₁ und N₂ in dem gleichwertigen Kreis des praktischen Wandlers in Richtung von C gleiche Gestaltung haben und die Impedanz jedes Elements in JV₁ gleich k mal der Impedanz des entsprechend angeordneten Elements von JV₂ sein würde (z. B. bei dem Versuch, jedem Netzwerk die Elemente zuzufügen, die erforderlich sind, um ihm dieselbe Gestaltung zu geben wie die des anderen Netzwerkes bei Betrachtung der beiden Netzwerke von C aus, und dann jedem Element in JV₁ einen Impedanzwert zu geben, der gleich k mal demjenigen des entsprechend angeordneten Elements von JV₂ ist). Jedoch kann in Übereinstimmung mit dem nachher beschriebenen Merkmal der Erfindung der praktische Wandler leicht so ausgeführt werden, daß in seiner Ersatzschaltung die Netzwerke JV₁ und JV₂ über den interessierenden Frequenzbereich ihre Wirkungen auf das Umwandlungsverhältnis gegenseitig wesentlich aufheben oder neutralisieren. Dieses läßt sich durch einen solchen Aufbau des praktischen Wandlers erreichen, daß in den Netzwerken JV₁ und JV₂ seiner Ersatzschaltung die folgenden Bedingungen über den interessierenden Frequenzbereich bestehen. 1. Gewisse Serien- und Parallelelemente besitzen niedrige bzw. hohe Impedanzen im Verhältnis zu jeder der beiden Impedanzen, zwischen welchen der Wandler angeschlossen werden soll; auf diese Weise sind die Einflüsse dieser Serien- und Parallelelemente auf das Impedanzumwandlungsverhältnis der Ersatzschaltung des praktischen Wandlers vernachlässigbar gering; 2. die übrigen Elemente der Netzwerke JV₁ und JV₂ sind in ihrer Impedanz so bemessen und in dem Netzwerkaufbau so angeordnet, daß die übrigen Elemente des einen Netzwerkes den Einfluß der zum anderen Netzwerk gehörigen übrigen Elemente auf das Gesamtumwandlungsverhältnis der Ersatzschaltung des praktischen Wandlers aufheben oder neutralisieren.

Fig. 5 zeigt das Schaltungsschema eines praktischen negativen Impedanzwandlers, der eine spezielle Ausführung der Erfindung verkörpert. Er enthält zwei Transformatoren T₁ und T₂, zwei elektrische gleiche Vakuumröhren V₁, die vorzugsweise normal für A-Betrieb vorgespannt sind, zwei gleiche Kondensatoren C₁, von denen jeder die Anode der einen Röhre mit dem Gitter der anderen Röhre koppelt, um eine Rückkopplung zu erhalten, zwei gleiche Widerstände Zf₁, die jeweilig die Gitter der Röhren mit dem negativen Ende der Batterie B verbinden, und zwei Widerstände R₂, einen in jedem Kathodenkreis für die Gittervorspannung. Der negative Pol der Batterie B ist geerdet. Die Röhren V₁ sind im Gegentakt geschaltet. Eine Wicklung des Transformators T₁ ist in Serie mit den Widerständen R₂ zwischen die Kathoden geschaltet, und ihre Mittelanzapfung ist geerdet. Die Widerstände R₂ und die beiden Hälften dieser Wicklung ergeben Gegenkopplung und erzeugen einen Spannungsabfall, um die Gitter der beiden Röhren in gleicher Weise vorzuspannen. Der Gleichstromwiderstand der einen Halbwicklung kann denjenigen der anderen Halbwicklung um einen gegebenen Betrag überschreiten, und dann kann der Widerstand des Elements R₂ neben dieser anderen Halbwicklung um denselben Betrag den Widerstand des anderen Elements R₂ überschreiten. Als Röhren für V₁ können z. B. die Doppeltriode der Western Electric-Type 407A gewählt werden, die einen Verstärkungsfaktor, für jede Triode gleich, von ungefähr 30 hat.

Während die Röhren in Fig. 5 und diejenigen in Fig. 7, die nachstehend beschrieben werden, nur ein Gitter haben, ist die Bezeichnung Triode allgemein gültig für Mehrgitterentladungseinrichtungen, z. B. Tetroden und Pentoden, die eine Kathode, eine Anode und ein Gitter oder ein Raumentladungsregelelement enthalten.

Es sei μ_λ die Verstärkung der zwischen Anode und Erde bestehenden Spannung jeder Vakuumröhre bis zu der resultierenden Komponente der inneren, zwischen Anode und Kathode bestehenden Generatorspannung der anderen Röhre, und μ₂ sei die Verstärkung der Kathoden-Gitter-Spannung einer jeden Röhre bis zu der resultierenden Komponente der

inneren Anoden-Kathoden-Generatorspannung in der Röhre. Die Kathoden-Gitter-Spannung kann als aus zwei Komponenten bestehend angesehen werden, der Kathoden-Erde-Spannung und der Erde-Gitter-Spannung. Demzufolge ist μ₂ der Faktor, mit dem die Spannung zwischen der Kathode jeder der beiden Röhren und Erde (oder dem negativen Pol der Batterie B) multipliziert werden muß, um den Wert der resultierenden Komponente der inneren Anodengeneratorspannung in der Röhre zu erhalten (mit anderen Worten, μ₈ ist die Verstärkungskonstante der Röhre, die gewöhnlich mit μ bezeichnet wird), und μ_λ ist die Größe, mit der die Spannung zwischen der Anode einer der beiden Röhren und Erde (oder dem negativen Pol der Batterie B) multipliziert werden muß, um die Komponente der inneren Anoden-Kathoden-Generätorspannung der anderen Röhre zu erhalten, die sich ergibt aus dem Spannungsabfall zwischen ihrem Gitter und Erde. Der Verstärkungs-

ao faktor μ_χ ist gleich βμ₂, wenn β das Verhältnis der Spannung zwischen Erde und Gitter einer der beiden Röhren zu der Spannung zwischen Erde und Anode der anderen Röhre bezeichnet. Werden die Trioden durch ihre Ersatzschaltung in herkömmlicher Art dargestellt, dann kann der Stromkreis von Fig. 5 übergehen in den von Fig. 5A. In Fig. 5A ist die Spannung zwischen Erde und der Kathode der einen Röhre mit e₂ bezeichnet, die Spannung zwischen Erde und der Anode der anderen Röhre mit e₁ und die Spannung über dem Widerstand R₁ in dem Anodenstromkreis der anderen Röhre mit e₃. Der Anodengenerator in der einen Röhre ist als Doppelgenerator in Serienschaltung dargestellt, wobei der eine durch seine Spannung με₂ und der andere durch seine Spannung με₃ bezeichnet wurde; die gesamte Anodengeneratorspannung in dieser Röhre ist dann με₂ + με₃. Es ist zu erkennen, daß

th e₃ = {μ₂) · \~ · e_x = μ₂ · β · ε₁ = μ_χ · e_x .
V 1 /

In dem besonderen Stromkreis von Fig. 5 wird

' · ^l ' ω · C₁

wobei ω die Kreisfrequenz im Bogenmaß bezeichnet. Demzufolge hängt μ₁ die Verstärkung der Spannung im Anodenstromkreis von den relativen Werten von C₁ und R_x ebenso ab wie auch von μ der Röhrenverstärkungskonstanten.

Fig. 6 zeigt die Ersatzschaltung von Fig. 5, wie sie aus Fig. 5 A bei Verwendung der Stromkreistheorie abzuleiten ist. Fig. 6 enthält die oben angeführten Transformatoren, Kondensatoren und Widerstände und einen idealen negativen Impedanzwandler C,

der ein Umwandlungsverhältnis von — tJhJIzJL J _: 1

hat. Hinzu kommt, daß der innere Anodenwiderstand der Röhren als eine in Serie mit dem Transformator T₁ geschaltete Impedanz erscheint; diese Impedanz ist dargestellt als ein Widerstand mit dem

Wert -— ^F

wobei der Wert des Anodenwiderstandes in jeder Röhre mit Rp gewählt worden ist. Wenn μ_χ sich μ₂ nähert und beide Werte wesentlich größer als eins sind, dann nähert sich k dem Wert

Eins. Wenn k = 1 und --- von geringer Größen-

U + lh)

Ordnung relativ zu der Impedanz ist, die dem Widerstand gegenüberliegt (d. h. relativ zu der Summe aller wirksam in Serie mit dem Widerstand geschalteter Impedanzen), dann ist die Wirkung des Wandlers wenigstens in erster Annäherung unabhängig von kleinen Veränderungen der Röhrenkonstanten und der Batteriespannung. Ein großes /<₂ und ein kleines Rp haben die Wirkung, die Impedanz des in Fig. 6 mit -T^-—— bezeichneten Widerstandes zu vermindern

und auf diese Weise seinen Einfluß auf die negative, durch den Wandler dargestellte Impedanz unwesentlich erscheinen zu lassen. In Fig. 6 können alle Elemente auf der linken Seite des idealen Wandlers C als ein Netzwerk JV₁ und alle Elemente auf der rechten Seite des idealen Wandlers als ein Netzwerk JV₂ entsprechend wie Fig. 4 bezeichnet werden. Wie oben angeführt ist, ist es zu erwarten, daß man Schwierigkeiten begegnet bei dem Versuch, die Schaltung nach Fig. 5 so auszuführen, daß in ihrer Ersatzschaltung gemäß Fig. 6 die Netzwerke JV₁ und JV₂, bei Betrachtung von C aus, die gleiche Gestaltung hätten und die Impedanz jedes Elements im Netzwerk JV₁ gleich k mal der Impedanz des entsprechend zugeordneten Elements im Netzwerk Λ^τ ₂ hätte.

Wenn jedoch bei allen Serienelementen in dem Stromkreis der Fig. 6 die Impedanz relativ klein und bei allen Parallelelementen die Impedanz relativ groß gemacht werden kann, dann wird sich die Schaltung derjenigen des idealen Wandlers nähern. Mit anderen Worten: der Betrieb oder die Wirkung des Kreises nähert sich der des idealen Wandlers, vorausgesetzt daß, wenn die Transformatoren T₁ und T₂ durch ihre gebräuchlichen, gleichwertigen Netzwerke ersetzt werden, alle Impedanzen (der Elemente der Netzwerke JV₁ und Λ^; ₂), welche mit Rücksicht auf die Übertragung wirksam in Serie in dem Stromkreis zwischen den Klemmen 1 und 2 liegen, viel kleiner sind als jede der zwei Impedanzen, die mit den Klemmen 1 und 2 \^erbundcn werden sollen, und alle Impedanzen, welche mit Rücksicht auf die Übertragung wirksam parallel zum Stromkreis zwisehen den Klemmen 1 und 2 liegen, viel größer sind als jede der beiden Impedanzen, die mit den Klemmen 1 und 2 verbunden werden sollen. Bei hohen Frequenzen tritt eine praktische Schwierigkeit auf. Die Wicklungen der Transformatoren T₁ und T₂ haben verteilte Kapazität und Streuinduktanz. Bei einer Frequenz wird bei dieser Kapazität und Induktivität Resonanz bestehen, und wenn diese Frequenz für T₁ und T₂ nicht genau gleich ist, kann der Stromkreis unstabil sein und in Schwingungen geraten, wie weiter unten ausgeführt wird.

Ein Wandler von der hier beschriebenen Type ist im wesentlichen ein Rückkopplungsverstärker und als solcher müßte für ihn Nyquist's Regel für die Stabilität passen (H. Nyquist, »Regeneration Theory tf, Bell System Technical Journal, Januar 1932).

Jedoch besteht in bezug auf den idealen Wandler eine ähnliche Regel, die angewandt werden kann, um die unbedingte Stabilität zu bestimmen. Angenommen, es sei an den Klemmen ι des idealen Wandlers (Fig. 2) eine Leitung oder ein anderer Stromkreis mit der Impedanz Z₁, (in Fig. 2 nicht gezeigt) angeschlossen; wenn dann KZ_x dem Betrag und der Phase nach gleich Z_L wird, ist es augenscheinlich, daß dann die Impedanz des Stromkreisgliedes, bestehend aus Z_L — kZ_x, Null werden würele und Schwingung oder Pfeifen auftreten würde. So wird es augenscheinlich, daß kZ_x nicht gleich Zj. sein soll, oder,

was dasselbe bedeutet, elas Verhältnis -■-— soll

nicht gleich 1 0 sein, wenn das System stabil sein soll. Außerdem kann gezeigt werden, daß für einen

idealen Wandler das Verhältnis

der Rück-

kopplungsfaktor des Verstärkers in dem Wandler ist (μβ ist definiert auf S. 32 von H. W. Bode ,-,-Network Analysis and Feedback Amplifier Design«, veröffentlicht 1945 von D. Van Nostran Company, New York). Im Hinblick auf diese Tatsache kann Nyquist's Regel zur Stabilisierung von Rückkopplungsverstärkern wie folgt umschrieben werden: Zur Erlangung der Stabilität in einem idealen negativen Impedanzwandler darf die Ortskurve des Verhält-

kZ ν
nisses - ----- über den Frequenzbereich von Plus

bis unendlich nicht den Punkt 1 0 einschließen. Vom praktischen Standpunkt aus ist ein Kriterium

für die Feststellung der Stabilität meist praktischer als die allgemeine Regel. Es kann wie folgt angegeben werden: Der negative ideale Impedanzwandler wird unbedingt stabil sein, vorausgesetzt, daß der Betrag

von --■ -— geringer als eins ist, bei irgendeiner

Frequenz, bei der der Winkel dieses Verhältnisses gleich Null ist.

Bei einem praktischen Wandler nach Fig. 5 gilt dieselbe Regel für die Stabilität, mit der Ausnahme, daß Z_L als Impedanz genommen werden soll, in der Blickrichtung von dem idealen Wandler C zum Netzwerk N₁ und Z_x als Impedanz in der Blickrichtung von dem idealen Wandler C zum Netzwerk Λ^Γ ₂. Wenn die Elemente in Λ'₂, hinsichtlich der Impedanz bei allen Frequenzen, sämtlich gleich oder kleiner als

-r- mal den entsprechenden Elementen in 2V₁ gemacht

werden, dann können diese zwei Netzwerke für viele praktische Zwecke bei Stabilitätsbetrachtungen übergangen werden. Andererseits muß die Wirkung von TV₁ eingeschlossen werden in Z_h und die Wirkung von Λ^Γ ₂ in Z_x, wenn die Stabilitätsregeln angewendet werden. Wenn dann für irgendeine Frequenz eine Resonanzbedingung besteht, bei der die Impedanz Z_n zu einem hohen Wert gelangt, kann die Möglichkeit bestehen, daß kZ_x größer wird als Z'_L. Wenn, für den Fall, daß diese Bedingung eintritt, der Winkel

des Verhältnisses -■,'- Null ist, kann der Stromkreis

schwingen. Deshalb ist es wünschenswert, das Auftreten einer solchen Resonanz in dem Netzwerk N., der Fig. 4 zu verhindern. Ein Weg zur Verhütung von Resonanz im Netzwerk N₂ ist in Fig. 7 und 8 dargestellt. Die Fig. 7 ist die gleiche wie Fig. 5, mit der Ausnahme, daß eine Phasenspule oder Drosselspule L₂ an die Stelle des Transformators T₂ getreten ist, daß der Widerstand R₃ in Serie mit dem Kondensator C₁ geschaltet worden ist und daß der Kondensator C₂ parallel zum Widerstand R₁ geschaltet worden ist. Das Netzwerk C₁, R₃ und R₁ bestimmt

! hauptsächlich den Wert μ_Λ bei niedrigen Frequenzen.

j Das Netzwerk R₃, R₁ und C₂ bestimmt hauptsächlich den Wert von μ_ι bei hohen Frequenzen. Wie in dem Fall der Fig. 5 ist μ₂ gleich μ, und μ₁ bezeichnet die Verstärkung der Anoden-Erde-Spannung einer Triode im Verhältnis zur resultierenden Komponente der inneren Anoden-Kathoden-Generator-Spannung der anderen Triode. Die Ersatzschaltung für Fig. 7 ist unter Anwendung der Stromkreistheorie abgeleitet worden und in Fig. 8 dargestellt. Auf der rechten Seite des idealen Wandlers C liegen alle Reaktanzelemente in Parallelzweigen zu den Klemmen 2. Eine Stromresonanz kann auftreten, aber in einem solchen Falle wird die Impedanz auf der rechten Seite des idealen Impedanzwandlers zuerst bestimmt werden durch das Netzwerk, welches an den Klemmen 2 angeschlossen ist. Es ist ein wichtiges Merkmal der Fig. 7, daß in ihrer Ersatzschaltung (Fig. 8) in dem Stromkreis zwischen dem idealen Wandler C und den Klemmen 2 keine Impedanz wirksam in Serie ist, welche durch Resonanzbildung mit parallel zu dem Kreis liegender Kapazität veranlassen könnte, daß die Impedanz rechts von C größer wird als diejenige auf der linken Seite und dadurch die Möglichkeit für !Instabilität oder Pfeifen hervorrufen könnte. Im Gegensatz hierzu kann in Fig. 6 die Streuinduktanz des Transformators T₂, die wirksam in Serie in dem Stromkreis zwischen dem idealen Wandler C und den Klemmen 2 liegt, bei hohen Frequenzen mit der Parallelkapazität (verteilte Kapazität der Wicklungen von T₂) in Resonanz kommen und so einen Stromresonanzkreis bilden, unter Einschluß von Z_n über die rechten Klemmen des Wandlers C, und dadurch die Impedanz auf der rechten Seite des Wandlers C veranlassen, den Wert — mal dem Impedanzwert auf

rt

der linken Seite des Wandlers zu überschreiten und auf diese Weise eine Spannungspfeifbedingung zu schaffen, welche bei dem Entwurf des Wandlers und der zugehörigen Kreise sorgfältige Beachtung erfordern würde.

In Fig. 8 ist ebenso wie in Fig. 6 das Verhältnis

der Umwandlung — k = — I J , wobei μ₁ ab-

hängt von den Werten der Impedanzen in dem RC-Kreis, der die Gitter und Anoden der Vakuumröhren koppelt (es besteht außerdem Abhängigkeit von dem Verstärkungsfaktor der Röhren selbst). iao Bei hohen und niedrigen Frequenzen ist μ₁ keine reelle Zahl, sondern eine komplexe Größe, deren Winkel und absoluter Betrag bei diesen Frequenzen weitgehend durch die Werte der eben erwähnten Impedanzen bestimmt werden. Wenn in dem benutzten Frequenzbereich diese Impedanzwerte so angepaßt sind, daß

μ₁ sich μ₂ nähert und jedes davon größer ist als eins, dann nähert sich k dem Wert Eins. Wenn über einem begrenzten Frequenzband alle parallelen Elemente in Fig. 8 relativ groß und alle Serienelemente relativ klein gemacht werden, wie oben in Verbindung mit Fig. 6 erwähnt, und wenn ferner k — ι wird, dann nähert sich der Stromkreis von Fig. 8 (und entsprechend der von Fig. 7) hinsichtlich dieses Betriebes auf diesem Frequenzband einem idealen Wandler mit einem Unrwandlungsverhältnis von —1 mal dem Verhältnis der Impedanz der den Klemmen 1 zuweisenden Leitungswicklung des Transformators T₁ zu der Impedanz der anderen Wicklung des Transformators T₁. Wenn

Rp

k nahezu eins ist und die Impedanz

von

kleiner Größenanordnung, relativ zu der ihr zuweisenden Impedanz, dann werden Änderungen der Batteriespeisung und Röhrenwechsel geringe Wirkung auf die negative Impedanz, die durch den Wandler dargestellt wird, haben. (Wie oben in Verbindung mit Fig. 6 angegeben, besteht bei großem μ₂ und kleinem Rp, was beispielsweise durch passende Wahl der Röhrentype und der Betriebsspannungen verwirklicht werden kann, die Neigung, daß der Wert —-—^- vernachlässigbar klein wird.)

Ein negativer Widerstand kann nur über einen endlichen Frequenzbereich erhalten werden; wenn z.B. ein Widerstand (nicht gezeigt) an den Klemmen 2 der Fig. 8 angeschlossen ist, dann gleicht die an den Klemmen 1 liegende Impedanz der Ortskurve, die in Fig. 9 in einem Polardiagramm dargestellt ist. Zwischen einer Frequenz f₂ und einer höheren Frequenz f₃ liegt an den Klemmen 1 eine Impedanz.

welche einem negativen Widerstand nahekommt, und bei einigen Frequenzen zwischen f₂ und f₃ wird ein reiner negativer Widerstand gefunden. Bei der Frequenz Null ist die erkennbare Impedanz ein kleiner positiver Widerstand gleich dem Gleich stromwiderstand der Primärwicklung des Transformators T₁. Bei einer niedrigen Frequenz f_x zeigt die Ortskurve eine positive Impedanz. Die diesem Teil der Impedanzortskurve entsprechende Admittanz kann z. B. gebraucht werden, wenn die Klemmen 1 mit einer Fernsprechübertragungsleitung in Serie liegen für den Durchlaß der Niederfrequenzströme für Anruf, Wählen u. dgl. Bei hohen Frequenzen f_i nähert sich die Impedanzortskurve dem Ausgangspunkt, wobei sich die Impedanz durch die kapazitive Reaktanz dem Wert Null nähert. Bei hohen Frequenzen oberhalb des von der Fernsprechleitung benutzten Bandes ist es gewöhnlich wünschenswert, daß die Impedanz positiv wird, weil bei diesen hohen Frequenzen eine Verstärkung nicht brauchbar ist und nachteilig werden kann durch Vermehrung der Schwierigkeiten, einen stabilen Betrieb zu erlangen. Wenn, wie nachher erläutert wird, die Klemmen 1 in Serie mit ein er Sprechfrequenzübertragungsleitung gebraucht werden, still die zum Gebrauch geeignetste Impedanz über die Klemmen 2 gewöhnlich nicht ein reiner Widerstand sein, sondern ein Netzwerk, welches eine komplexe Impedanz darstellt. Zwischen Frequenzen wie f₂ und f_a regelt das Netzwerk über den Klemmen 2 am genauesten die negative Impedanz. Deshalb wird das Hauptübertragungsband, bei dem eine negative Impedanz erwünscht ist, gewöhnlich sein Zentrum zwischen zwei solchen Frequenzen haben und vorzugsweise zwischen ihnen liegen. Im Falle eines Wandlers, der in einem Sprechfrequenzverstärker mit negativer Impedanz Anwendung findet, können beispielsweise die Frequenzen auf der Impedanzortskurve, welche f₂ und f₃ entspricht, 300 bzw. 4000 Hz betragen, und der Phasenwinkel der negativen Impedanz kann bei jeder dieser beiden Frequenzen von i8o° um etwa 5 oder 10° abweichen. Natürlich kann, wenn es gewünscht wird, eine Verstärkung über ein breiteres Band als über 300 bis 4000 Hz erhalten werden.

Bei einer besonders praktischen Ausführung eines Wandlerstromkreises der Type nach Fig. 7 ist über dem Sprechfrequenzbereich μ₁ annähernd gleich μ₂, und da μ_χ und μ₂ gegenüber dem Wert Eins groß sind, so ist das Umwandlungsverhältnis des Wandlers

IH t- ι

bei Sprechfrequenzen etwa gleich —0,9 : 1. Für die Teile V₁ sind Doppeltrioden von der Vakuumröhrentype 407 A der Western Electric verwendet worden, die ein μ für jede Triode von annähernd 30 haben, go Das Impedanzverhältnis des Leitungstransformators T₁ ist 1:9 aufwärts von der Leitungswicklung zu der Wicklung, die mit den Kathoden leitend verbunden ist. In der Ersatzschaltung des Wandlers haben die Parallelzweige der gleichwertigen Netzwerke auf jeder Seite des idealen Wandlers hohe Impedanzen bei Sprechfrequenzen und können vernachlässigt werden. Zur Aufhebung der Wirkung der Serienwiderstände auf der linken Seite des idealen Wandlers

in diesem Stromkreis ist ein - --mal so großer Serien-

widerstand (in diesem Falle ungefähr 2000 Ohm) auf der rechten Seite des idealen Wandlers notwendig. In dem praktischen Stromkreis ist dieser Widerstand, wie gezeigt, bei Jf?₄ in Fig. 7A hinzugefügt, wobei Block 71 den gleichen Kreis darstellt wie Block 71 in Fig. 7. Wenn somit in Fig. 7 A ein Netzwerk Z_n mit dem Impedanzwert Z_x über die Klemmen 2 angeschlossen wird, z. B. wie in Fig. 2 oder Fig. 10, 11, 15 oder 17 dargestellt ist und nachher beschrieben wird, dann ist bei Sprachfrequenzen die Impedanz an den Klemmen 1, in der Blickrichtung von der Leitung aus, annähernd gleich —0,1 Z_x. Durch Einschalten· eines Widerstandes R_i wie der in Fig. 7 in dem Stromkreis von Fig. 8 als ein Serienelement des Stromkreises, z. B. zwischen der oberen Klemme 2 und der Verbindungsstelle von C₁ und L₂, wird der Stromkreis von Fig. 8 so geändert, daß er dem Stromkreis der Fig. 7A gleichwertig wird; in einem solchen gleichwertigen Stromkreis wird der Widerstand K₄ ein Teil des Netzwerkes iV₂ sein, d. h. des Netzwerkes zwischen dem idealen Wandler C und den Klemmen 2. In einem solchen gleichwertigen Stromkreis ist das Netzwerk N₂ so angepaßt, daß es über einen Sollfrequenzbereich (den Sprechfrequenzbereich oder den interessierenden Frequenzbereich) den Einfluß des Netz-

Werkes TV₁ auf das gesamte Umwandlungsverhältnis des gleichwertigen Stromkreises des Wandlers neutralisiert. In solchen gleichwertigen Stromkreisen haben die Netzwerke N₁ und iV₂ Serien- und Parallelimpedan7elemente (Transformator T₁ kann ersetzt werden durch sein gebräuchliches, gleichwertiges T-Netzwerk); gewisse Serien- und Parallelelemente besitzen niedrige bzw. hohe Impedanzen im Vergleich zu jeder der beiden Impedanzen, zwischen welche der

ίο Wandler geschaltet werden soll (d. h. die Impedanz, die über die Klemmen i, und diejenige, die über die Klemmen 2 angeschlossen werden soll); die übrigen Impedanzelemente in den zwei Netzwerken N₁ und iV₂ sind hinsichtlich ihrer Impedanzen so bemessen, daß die übrigen Elemente in jedem Netzwerk im wesentlichen so angepaßt sind, daß sie die Wirkung der verbleibenden Elemente in dem anderen Netzwerk auf das ganze Umwandlungsverhältnis der Ersatzschaltung des praktischen Wandlers nach Fig. 7A

im wesentlichen neutralisieren (z. B. ist das verbleibende Element i?₄ im Netzwerk N₂ gleich — mal der Summe des Widerstandes 2R₂, des Widerstandes ²- --— und der Widerstände der Serienzweige

^l + lh

des gleichwertigen Γ-Netzwerkes des Transformators T₁). In dieser Ersatzschaltung für den Wandler in Fig. 7A ist über den Sprechfrequenzbereich jeder Parallelzweig der Netzwerke (einschließlich des Parallelzweiges des gleichwertigen T-Netzwerkes des Transformators T₁, wobei der Parallelzweig den Kondensator C₁, den Kondensator C₂, die Widerstände R₁, die Widerstände R₃ und den Parallelzweig L₂ umfaßt) von hoher Impedanz im Vergleich mit jeder der zwei Impedanzen, zwischen welchen der Wandler angeschlossen werden soll, und die Impedanz der Serienzweige des Netzwerkes N₁ ist gleich k mal der Impedanz der Serienzweige des Netzwerkes ^V₂; mit anderen

Worten, R, ist gleich -— mal der Summe von 2 Ro A

und des Widerstandes - und des Widerstandes

der Serienzweige des gleichwertigen T-Netzwerkes des

Transformators T, Ik = ) . Im Falle dieses

¹I ft + ij

äquivalenten Netzwerkes des Wandlers nach Fig. 7 A wie im Falle des äquivalenten Netzwerkes (Fig. 8) des Wandlers nach Fig. 7 liegen alle Reaktanzelemente des Netzwerkes Λ^Γ ₂ (einschließlich der Kondensatoren C₁ und C₂ und der Induktanz L₂) in Parallelzweigen dieses Netzwerkes, so daß alle Serienzweige dieses Netzwerkes vernachlässigbare Reaktanz haben, oder, mit anderen Worten, dieses Netzwerk hat keine Serienzweige, deren Reaktanz nicht vernachlässigbar ist. In dem Falle der Wandler nach Fig. 7 und 5 ist der Wandler vorzugsweise so, daß in seiner Ersatzschaltung (Fig. 6, wobei die Transformatoren T₁ und T₂ als durch ihre gewöhnlichen äquivalenten T-Netzwerke ersetzt betrachtet sind, und Fig. 8, wobei der Transformator T₁ als durch das gewöhnliche Äquivalent Γ-Netzwerk betrachtet ist) die Impedanz aller Serienelemente des Stromkreises (zwischen den Klemmen 1 und dem idealen Wandler C und zwischen dem idealen Wandler C und den Klemmen 2) viel geringer ist als die Impedanz, die an die Klemmen 1 angeschlossen werden soll, und als die Impedanz, die an die Klemmen 2 angeschlossen werden soll; die Impedanzen aller Parallelzweige des Stromkreises (zwischen C und den Klemmen 1 und zwischen C und den Klemmen 2) sind viel größer als die Impedanz, die an die Klemmen 1 angeschlossen werden soll, und als die Impedanz, die an die Klemmen 2 angeschlossen werden soll.

Die Wandler, die die Erfindung umfaßt, schließen nicht nur Wandler der Gegentakt-, sondern auch Wandler der einseitigen Form ein, wie z. B. den nicht dargestellten Wandler aus Fig. 5, der durch Weglassen der folgenden Elemente auf der rechten Seite der Fig. 5 erhalten wird: V₁, C₁, R₁, R₂ und die Wicklung zwischen R₂ und Erde. Jedoch hat die Gegentaktform der Fig. 5 wichtige Vorteile; dazu gehören Verdoppelung der Ausgangsleistung des Einseitenkreises (bei gleichen Röhrentypen für die Gegentakt- und Einseitenkreise); durch Gegentaktbetrieb bedingte Netzgeräuschverminderung; besonders Vorteile, daß μ_χ nicht vollständig abhängig ist von dem Kopplungsfaktor zwischen den beiden Hälften der in der Mitte angezapften Wicklung des Transformators T₂ und daß der Einfluß des Dreiwicklungstransformators T₂ auf das Übertragungsverhältnis des Wandlers leichter durch einen Gegentakttransformator T₁ (mit drei Wicklungen) ausgeglichen und neutralisiert werden kann als durch den Zweiwicklungstransformator, der sich ergeben würde durch Fortfall der Wicklung zwischen R₂ und Erde. In der Gegentaktform des Wandlers, wie er in Fig. 5 und 6 gezeigt ist, kann über einen Sollfrequenzbsreich der Wert k beispielsweise dem Wert Eins nahekommen, wie oben beschrieben;

die Summe der Impedanzen 2 R₉ und ——— und die

ι + μ₂ loo

Admittanz des Parallelzweiges, der den Kondensator*^ und die Widerstände R₁ enthält, können, wie oben beschrieben, vernachlässigbar klein gemacht werden, die Transformatoren T₁ und T₂, bei der Blickrichtung von dem idealen Wandler C aus, können dann so gleichartig wie möglich gemacht werden, so daß jeder von ihnen im wesentlichen den Einfluß des anderen auf das Übertragungsverhältnis des Wandlers im wesentlichen neutralisiert.

Die Wandler, die die Erfindung umfaßt, schließen auch den einseitigen Wandler ein (nicht dargestellt), der erhalten wird, wenn man aus Fig. 7 die folgenden Elemente wegläßt: die rechte Röhre V₁, den Widerstand R₂ an ihrer Kathode, den Wicklungsabschnitt des Transformators T₁, der zwischen diesem Widerstand und Erde liegt, und die Elemente C₁, R₃, R₁ und C₂, welche die Anode der linken Röhre mit dem Gitter der rechten Röhre koppeln. Im Gegensatz zu diesem Einseitenstromkreis hat die in Fig. 7 und 8 gezeigte entsprechende Gegentaktform jedoch wichtige Vorteile, besonders den Vorteil, daß die durch die Spule L₂ wirksame Rückkopplung ergänzt wird durch die positive Speisekopplung, welche von der Anode jeder Röhre zu ihrem Gitter führt, und zwar über die andere Röhre, welche als Verstärker in dem Rückkopplungsweg wirkt. Auf diese Weise ist der Phasen-

winkel von ^₁ nicht ganz abhängig von der Kopplung zwischen den beiden Hälften der Wicklung von L₂, wie er es bei der Einseitenanordnung sein würde. Ferner würde bei der Einseitenanordnung in ihrer Ersatzschaltung eine Seriengröße zwischen den Klemmen 2 und dem idealen Wandler erscheinen, die wertmäßig von der Streuinduktanz in L₂ abhängen würde. Diese Größe würde rückwirkend sein und daher die Möglichkeit des Pfeifens bedingen, wie oben angegeben

ίο wurde.

Wenn z.B. bei Betrachtung der Fig. η die Klemmern in Serie in einer Leitung liegen und die Klemmen 2 gemäß Fig. 10 an ein Netzwerk Z_n angeschlossen sind, so kann der Wandler als ein Vakuumröhrenkreis angesehen werden, der sowohl Gegenkopplung als auch Rückkopplung aufweist und dessen Klemmen 1 als Eingangsklemmen und auch als Ausgangsklemmen dienen, so daß die Eingangsimpedanz auch die Ausgangsimpedanz bildet. In jeder Triode wird Gegenkopplung erzeugt durch die Impedanz des an ihrer Kathode liegenden Widerstandes .R₂ und der Windungen des Transformators T₁, welche zwischen diesem Widerstand und dem negativen Pol der Batterie B liegen. Diese Gegenkopplung verringert in erheblichem Maße die Impedanz zwischen der Kathode und Erde (ähnlich wie die Rückkopplungswirkung in einem Kathodenkreis dessen Kathoden-Erde-Impedanz verringert). Die Verringerung der Impedanz zwischen der Kathode jeder Triode F₁ und Erde hat zur Folge, daß die Wandlereingangs- (und -ausgangs-) Impedanz, die an den Klemmen 1 bei Betrachtung von der Leitung aus in Erscheinung tritt, herabgesetzt wird. Diese Impedanz wird weiter verringert und negativ gemacht durch die Rückkopplung, welche in jeder Triode auftritt als Folge der von ihrer Anode durch den RC-Kreis zu dem Gitter der anderen Triode bestehenden Verbindung und der von der Anode dieser anderen Triode durch den gleichen RC-Kreis zum Gitter der ersten Triode bestehenden Verbindung.

In dem Stromkreis jeder Triode und in dem Stromkreis des Wandlers als Ganzes besteht vorzugsweise Gegenkopplung; die Gegenkopplung hat gegenüber der Rückkopplung das Übergewicht. Das Übergewicht der Gegenkopplung hat das Bestreben, das System gegen Änderungen der Vakuumröhrenkonstanten und Anodenspeisespannungen zu stabilisieren.

Wenn bei weiterer Betrachtung der Fig. 7 beispielsweise die Klemmen 1 in Serie in der Leitung liegen und die Klemmen 2 an das Netzwerk Z_n gemäß Fig. 10 angeschlossen sind, ist erkennbar, daß die Verstärkertrioden so angeordnet sind, daß sie in ihren Anodenkreisen eine von dem Netzwerkspannungsabfall abgeleitete Spannung erzeugen, welche den Leitungsstrom unterstützt oder verstärkt. Diese Hilfsspannung ist somit proportional dem Leitungsstrom und bewirkt eine Erhöhung des Stroms über den nicht verstärkten Zustand. Da die Spannung auch proportional ist der Netzwerkimpedanz, so wird die Übertragungsverstärkung oder die Stromzunahme der Impedanz proportional sein und kann nach oben oder nach unten verändert werden, indem man die Netzwerkimpedanz in entsprechender Weise nach oben oder nach unten einstellt.

Die Spannungen, welche die Verstärkung bewirken, werden durch Rückkopplungsverbindungen innerhalb des Verstärkerkreises erhalten. Die an dem Netzwerk auftretenden Spannungen werden zu den Gittern über Wege zurückgeführt, welche die Kopplungskondensatoren C₁ enthalten, die die Anode jeder Triode mit dem Gitter der anderen Triode verbinden. Daraus ergibt sich eine Polarität oder Phase für die verstärkte Netzwerkspannung, welche den Leitungsstrom unterstützt; somit besteht eine Rückkopplung. Die in dem Kathodenkreis jeder Röhre zwischen Kathode und Erde auftretenden Spannungen werden an das Gitter in solcher Polarität oder Phase geführt, daß die verstärkte Spannung, welche in dem Anodenstromkreis auftritt, dem Leitungsstrom entgegenwirkt. Es handelt sich dabei um eine Gegenkopplung. Die Verstärkung hängt von der Resultierenden der Gegenkopplungsspannung und der Rückkopplungsspannung ab.

In dem Gitterkreis jeder Triode werden Elemente zur Regelung der Rückkopplung bei den hohen und niedrigen Frequenzen vorgesehen, um auf diese Weise die Verstärkung außerhalb des Frequenzbereiches zu reduzieren, für welchen Verstärkung und negative Impedanz gewünscht werden (beispielsweise bei einem Fernsprechverstärker den Frequenzbereich für den normalen Fernsprechbetrieb); außerdem wird die Stabilität des Verstärkers erhöht. Kopplungskondensatoren C₁ und Widerstände R₁ und R₃ bilden Zusammenstellungen, welche die Rückkopplung von dem Netzwerk bei den niedrigen Frequenzen vermindern. Kondensatoren C₂ und Widerstände R₃ und R₁ bilden Zusammenstellungen, welche die gleiche Rückkopplung am oberen Ende des gewünschten Frequenzbandes herabsetzen. Wie oben erwähnt, bestimmt das Netzwerk C₁, R₃ und R₁ in weitem Maße den Wert von μ_λ bei niedrigen Frequenzen, und das Netzwerk R₃, R₁ und C₂ bestimmt im wesentlichen den Wert von μ ι bei hohen Frequenzen.

Das Netzwerk Z_n ergänzt diese Frequenztrennwirkung und schafft eine Frequenztrennung zusätzlich zu derjenigen, welche in dem Verstärkerkreis zur Verfügung steht. Diese trägt zur Begrenzung der Verstärkung zu dem Übertragungsband des besonderen Kreises bei, mit welchem das Netzwerk bestimmungs- oder einstellungsgemäß verwendet werden soll und trägt auf diese Weise zur Erhöhung der Stabilität des Verstärkers gegen Pfeifen bei. Wie nachher erklärt wird, sorgt das Netzwerk außerdem nicht nur für die Anpassung der Verstärkung auf einem gewünschten Wert innerhalb der zulässigen Verstärkungsgrenze des Verstärkers, sondern auch für die Vergleichmäßigung oder Formung der Verstärkungskurve der Frequenz-Dämpfungs-Charakteristiken der Leitungen, welche dem Verstärker zugeordnet sind, insbesondere in dem Falle nicht belasteter Leitungen.

Wenn die Klemmen 1 in Serie in der Leitung liegen und die Klemmen 2 mit dem Impedanzsteuernetzwerk (Verstärkungsregelnetzwerk) Z_n verbunden sind, dann kann der Verstärker geprüft werden und die Röhre abgeglichen werden, ohne die Nachrichtenübermittlungen auf der Leitung zu stören. Zur Erleichterung solcher Prüfungen sind vorzugsweise

Stiftklinken J₁, J₃ und J₃ vorgesehen, wobei J₁ und J₂ in entsprechender Weise mit den Kathoden der zwei Trioden V₁ in Fig. 7 verbunden sind, und J₃ geerdet, d. h. an den Mittelpunkt des die Kathoden verbindenden Kreises angeschlossen ist. Diese Klinken werden zum Anschluß eines Spannungsmessers gebraucht, um die Gleichspannungen der beiden Triodenabschnitte der Röhren zwischen Kathode und Erde zu prüfen. Diese Spannungsprüfungen geben an, ob die Röhre zufriedenstellend arbeitet und ob geeignete Spannungen zugeführt werden. Klinken J₁ und J₂ werden auch dazu verwendet, um einen Prüfkopfhörer mit höherer Impedanz (ungefähr 75 000 Ohm), der besonders für den Verstärker bemessen ist, anzuschließen, und zwar entweder von J₁ oder J₂ zur Erde J₃. Bei einem solchen Anschluß liegt der Kopfhörer wirkungsmäßig an der Wicklung des (Eingangs- und Ausgangs-) Transformators T₁ und ermöglicht so die Prüfung beider über die Leitung führenden Übertragungsrichtungen.

Jeder praktische Wandler mit negativer Impedanz, wie z. B. derjenige nach Fig. 4, kann mit Erfolg als ein Negativimpedanzverstärker verwendet werden, um in einer Übertragungsleitung Verstärkung hervorzurufen, und zwar entweder durch Verbindung eines Netzwerkes Z_x an die Klemmen 2 und Einschaltung der Anschlußklemmen 1 in Reihe mit der Leitung, wie es in Fig. 10 beispielsweise angegeben ist, oder durch Anschluß eines Netzwerkes Z_x an Endklemmen 1 in Parallelschaltung der Klemmen 2 zur Leitung, wie es in Fig. 11 veranschaulicht ist. In den Fig. 10 und 11 ist die Leitung mit 3 und der Wandler mit 4 bezeichnet. Der Wandler nach Fig. 7 oder Fig. 7A ist speziell für den Anschluß eines Netzwerkes Z_n an die Klemmen 2 und die Einschaltung der Klemmen 1 in Reihe mit der Leitung entworfen, und zwar in der aus Fig. 10 ersichtlichen Art. Dieser Wandler wird dann eine Gegenspannungstype (d. h. Reihentype) einer negativen Impedanz in Reihe mit der Leitung einführen.

Praktisch sollte eine Hälfte der Primärwicklung des Transformators T₁ in eine Seite der Leitung eingeschaltet sein, und die andere Hälfte der Wicklung sollte in der anderen Seite der Leitung liegen, um einen geeigneten Ausgleich gegen Longitudinalströme zu schaffen. Der Wandler 4 kann beispielsweise so ausgeführt sein, wie es in Fig. 5, 7 oder 7A veranschaulicht ist. Das Netzwerk Z_x kann beispielsweise entsprechend Fig. 12, 13, 14 oder 18 ausgeführt sein, worauf noch eingegangen werden soll.

Wenn der Wandler nach Fig. 7 oder 7 A so verwendet wird, daß die Klemmen 1 in Reihe mit der Übertragungsleitung 3 liegen, so wird das entsprechend Fig. 10 an die Klemmen 2 angeschlossene Netzwerk Z_x die negative Impedanz, wie sie an den Klemmen 1 zwischen Frequenzen, wie z. B. f₂ und f_a entsprechend Fig. 9 an den Klemmen 1, in Erscheinung tritt, steuern; es handelt sich dabei um das Band von primärem Interesse. Auf diese Weise steuert das Netzwerk den Vorstärkungsgrad des Verstärkers. Das Netzwerk, welches für die Verwendung in Verbindung mit dem Wandler bevorzugt wird, wenn der Verstärker bei Sprachfrequenzübertragungsleitungen Anwendung findet, besteht gewöhnlich nicht aus einem Widerstand, sondern wird durch irgendeine Kombination aus Widerstand und Kapazität oder aus Widerstand, Kapazität und Induktivität gebildet.

Drei grundlegende Formen solcher Netzwerke, die für den Anschluß an die Klemmen 2 nach Fig. 7 oder Fig. 7 A geeignet sind, sind in den Fig. 12, 13 und 14 veranschaulicht. Die Netzwerkgestaltung nach Fig. 12 ist für die Verwendung in Verbindung mit dem Wandler geeignet, wenn der Wandler in Reihe mit einem Kabelkreis mit Spulen- bzw. induktiver Belastung angeordnet ist. Bei geeigneter Bemessung der Elemente nach Fig. 12 stellt dieses Netzwerk eine Impedanz dar, welche bei Frequenzen zwischen etwa 0,2 und 1,1 der Grenzfrequenz f_e des periodisch belasteten Kabels dem Wellenwiderstand des induktiv belasteten Kabelkreises gleicht, der an irgendeiner Stelle in dem Lastabschnitt liegt.

Von 0,2 f_c bis 0,9 f_e ist die Netzwerkimpedanz derjenigen der Leitung sehr ähnlich, und oberhalb 0,9 f_e wird das Verhältnis der Widerstandskomponente der Netzwerkimpedanz zu derjenigen der Leitungsimpedanz genügend klein gehalten, um Unstabilität zu verhindern. Der Hauptabschnitt des Netzwerkes umfaßt den Widerstand R₁₀, zu welchem eine aus Induktanz L₁₀ und Kapazität C₁₀ bestehende Reihenkombination parallel geschaltet ist, und ist nahezu gleich dem Wellenwiderstand der periodisch belasteten Übertragungsleitung, wie er bei der 0,2-Belastungsspule in Erscheinung tritt. Das Netzwerk ist zu einer vollen Spule ausgebaut, indem in Reihe mit dem Hauptabschnitt eine Induktanz JL₂₀ zugefügt ist. Eine Ausbaukapazität C₂₀ über den Netzwerkklemmen macht aus dem Netzwerk irgendeinen gewünschten Teilabschnittendabschluß. Die das Netzwerk bildenden Elemente sind in Größen der Induktanz der Belastungsspule und der Kapazität und des Wellenwiderstandes der Leitung bemessen und können zwecks Verwendbarkeit bei verschiedenen Leitungsausführungen oder Endabschnitten einstellbar sein.

Wenn die Elemente der Netzwerke nach Fig. 13 und 14 in geeigneten Werten ausgeführt sind, stellen sie Impedanzen dar, welche bei negativer Umwandlung und Vervielfachung mit einer geeigneten reellen Zahl für den Einbau in einer nicht belasteten Leitung geeignet sind (wie aus dem Folgenden erkennbar wird, sind sie nicht so bemessen, daß sie den Wellenwiderständen der zugeordneten Leitungen ähnlich sind). Fig. 13 ist zweckdienlich bei einem negativen Impedanz verstärker für eine nicht belastete Leitung, wenn der Leitungsabschnitt auf einer Seite des Verstärkers sich nach Ausführung oder Länge von dem Leitungsabschnitt auf der anderen Seite unterscheidet. Die Elemente R₂₂, R₂₁ und C₂₁ sind für einen der Leitungsabschnitte bemessen, die Elemente R₁₁, R₁₂ und C₁₂ für den anderen Leitungsabschnitt. Fig. 14 ist zweckdienlich bei einem negativen Impedanzverstärker, wenn eine Mehrzahl solcher Verstärker in Tandemanordnung verwendet wird, bei negativer Impedanzbelastung entsprechend der nachfolgenden Beschreibung. Das Netzwerk dieser Figur besteht aus zwei in Serie liegenden Teilen. Einer dieser Teile setzt sich aus dem in Serie angeordneten Widerstand R₁₃ und Kapazität C₁₃ zusammen, zu welchem die Induktanz Z₁₃

und Induktivität L₂₃, zu welchen die

parallel liegt. Der andere der beiden Teile besteht aus Widerstand R

Kapazität C₂₃ parallel geschaltet ist.

In vielen Fällen, besonders innerhalb eines Stadtbereiches, d. h. eines Amtsbereiches, kann eine Leitung, welche bereits mit periodisch verteilten Reiheninduktanzspulen belastet ist, um ihre Übertragungskurve zu verbessern, nichtsdestoweniger hinsichtlich ihrer Dämpfung, vorzugsweise weiter vermindert sein, indem eine negative Impedanz in der spulenbelasteten Leitung in Reihe angeordnet wird. Eine solche Zuschaltung erzeugt gewöhnlich eine unregelmäßige Impedanz; aber in vielen Fällen stellt diese Unregelmäßigkeit keine ernsthafte Übertragungsstörung in spulenbelasteten Leitungen dar, und ihr Nachteil wird durch die Übertragungsverstärkung mehr als ausgeglichen, die durch die Einschaltung dieser negativen Impedanz erzielt wird. In solchen Fällen hat die in die Leitung eingeschaltete negative Impedanz zweckmäßig eine ähnliche Charakteristik wie es dem negativen Wert des Wellenwiderstandes der spulenbelasteten Leitung entspricht, und zwar bei Vervielfachung mit einer reellen Zahl, deren Größe von dem Leitungsverlust der Leitung an der Einschalt stellung abhängig ist. Die negative Impedanz kann beispielsweise aus einem negativen Impedanzverstärker wie demjenigen nach Fig. 10 bestehen und kann beispielsweise den negativen Impedanzwandler nach Fig. 7 oder 7 A mit einem Netzwerk Z_n mit dem Impedanzwert Z_n umfassen, wie z. B. das Netzwerk nach Fig. 12.

Ein Verfahren, um in dieser Weise den negativen Impedanzverstärker an induktiv belasteten Leitungen anzuschließen, kann an Hand des in Fig. 15 gezeigten Beispiels erläutert werden, wo der Einfachheit halber angenommen ist, daß die beiden periodisch spulenbelasteten Leitungsabschnitte 5 und 6, zwischen welchen der negative Impedanzverstärker 7 liegt, identisch sind, indem die Dämpfung jedes derselben mit beispielsweise 4,5 Dezibel gewählt wird. Ihre entfernten Endabschlüsse können beispielsweise in den Zentralämtern 8 bzw. 9 liegen, welche eine Zentralamtschalteinrichtung aufweisen, um die Leitungen 5 und 6 an andere Kreise anzuschließen, wie z. B. an Teilnehmerdoppelleitungen, welche Teilnehmerstationen 10 und 11 enthalten. Der Verstärker 7 kann beispielsweise in einem dritten Zentralamt innerhalb des Amtsbereiches angeordnet sein, welches in der Zeichnung mit 12 bezeichnet ist. Der negative Impedanzwandler des Verstärkers ist mit 13 bezeichnet. Wie bemerkt, kann es beispielsweise der in Fig. 7 oder 7A gezeigte Wandler sein.

Wenn der Leitungsabschnitt 5 bzw. 8 offen oder kurzgeschlossen ist, so wird, da die Frequenz in dem Durchgangsband der Leitung geändert wird, die Impedanz Z₅ an der Verstärkerstelle (bei Darstellung in der Widerstands-Reaktanz-Ebene) schwanken oder einer Kreisbahn folgen, welche den Wellenwiderstand Z₀ einschließt. Für mit Spulen belastete Amtskreise wird diese Impedanz Z₅ die Kreisbahn nahezu einmal für jeden Belastungspunkt in dem Leitungsabschnitt beschreiben, wenn Z₅ auf dem Frequenzdurchgangsband geprüft wird. Wenn der Leitungsabschnitt keine aufbaumäßigen oder anderen Impedanzunregelmäßigkeiten enthält, dann ist für den Fall, daß die Leitung bei 8 offen oder kurzgeschlossen ist, der Rück-

leitungsverlust

20 log

in Dezibel

ausgedrückt gleich der doppelten Leitungsabschnittdämpfung oder bei dem Beispiel der Fig. 15 gleich 9 Dezibel. In Fig. 16 ist eine Kreisbahn 16 gezeigt, welche auf der normalisierten Impedanzebene gezeichnet ist, d. h. einer Widerstands-Reaktanz-Ebene, auf welcher die Abszissen Widerstands- oder reelle

Komponenten des Verhältnisses — ■- und die Ordi-

naten Reaktanzkomponenten dieses Verhältnisses darstellen. In dieser Ebene ist der Punkt 1 ± 70 gleich dem Wellenwiderstand Z₀ irgendeiner Leitung. Die Kreisbahn 16 ist die Ortskurve aller möglichen

Werte von —~-, welche einen Rückleitungsverlust

⁰
von 9 Dezibel ergeben. Wie in Fig. 16 gezeigt, wird

für diese g-Dezibel-Rückleitungsverlust-Kreisbahn der Wert —5- bei 0,477 ^em Minimum, oder mit anderen

Worten, Z₈ wird für 0,477 Z₀ ein Minimum. Die Impedanz Z₅ wird bei 2,09 Z₀ ein Maximum. Somit wird für irgendeinen gegebenen Rückleitungsverlust die Impedanz Z₆ einen minimalen und einen maximalen Wert haben.

Der Wert — h soll den Faktor bezeichnen, mit welchem die Impedanz Z_n des Netzwerkes Z_n vervielfacht werden muß, um den W'ert der negativen Impedanz zu erhalten, welchen der Verstärker der Leitung bietet (beispielsweise an den Endklemmen 1 der Fig. 7 oder 7 A).

Zwecks Stabilität kann die negative Impedanz des Verstärkers (—hZ_N) den Wert —0,477 Z₀ χ 2 nicht überschreiten, wenn die Leitung an beiden Enden 8 und 9 kurzgeschlossen oder einem offenen Kreis angehört, wobei angenommen wurde, daß die beiden Leitungsabschnitte identisch sind. Die negative Impedanz (—hZ_N) unterliegt herstellungsmäßigen Schwankungen. Diese betragen etwa io°/₀, so daß die zulässige negative Impedanz um etwa 10 °/₀ herabgesetzt werden muß. Daher darf — hZ_N 0,429 Z₀ X 2 oder 0,858 Z₀ nicht überschreiten. no

Wenn in der Sprechverbindung der bei 8 auftretende Rückleitungsverlust der die Station 10 einschließenden Teilnehmerdoppelleitung und der bei 9 auftretende Rückleitungsverlust der die Station 11 einschließenden Teilnehmerdoppelleitung mit beispielsweise je 6 Dezibel angenommen wird, dann folgen sowohl Z₅ als auch Z₆ der 15-Dezibel-Rückleitungsverlust-Kreisbahn 17 nach Fig. 16, wenn die Leitung für ein Teilnehmer- ;espräch angeschlossen wird. Die Veränderung der Einsatzverstärkungskennlinie über das übertragene Frequenzband kann wie folgt bezeichnet werden: aus der 15-Dezibel-Rückleitungsverlust-Kreisbahn ist erkennbar, daß der Minimalwert der Impedanz, welchen Z₅ während des Sprechzustandes des Kreises annehmen kann, 0,696 Z₀ ist, während der Maximalwert 1,43 Z₀ ausmacht. Wenn die negative Impedanz (— hZ_N)

von — 0,858 Z₀ in diesen Kreis eingeschaltet wird, können der maximale und der minimale Wert der Einschaltverstärkung aus folgender Gleichung festgestellt werden:

Verstärkung in Dezibel = 20 log₁₀

hZ_N

Der maximale Wert ist 8,3 Dezibel und der minimale Wert 3,1 Dezibel. Die effektive Einsatzverstärkung liegt daher zwischen 8,3 und 3,1 Dezibel.

Somit ist der Leitungsverlust von 9 Dezibel um etwa 5 Dezibel verringert worden.

Wenn der Verstärker in einer spulenbelasteten Leitung mit vernachlässigbaren aufbaumäßigen oder anderen Unregelmäßigkeiten eingebaut wird, so kann der Leitungsverlust im allgemeinen durch die Verstärkereinwirkung auf die Hälfte des nicht verstärkten Wertes herabgesetzt werden. Für Endverstärker ist diese Verringerung etwas geringer als die Hälfte. Für Zwischenverstärker kann die Verringerung etwas größer sein, wie soeben gezeigt worden ist.

Es ist zu bemerken, daß der negative Impedanzverstärker eine merkliche Veränderung der Übertragungsfrequenzkennlinie bewirkt. Die üblichen Verstärker für 2-Draht-Fernsprechleitungen von der 2-Weg-, 2-Verstärker-Type, die allgemein als 22-Type bekannt sind, bewirken ähnliche Schwankungen, wenn dieser Umstand vielleicht auch nicht allgemein auffällt.

Fig. 17 zeigt einen negativen Impedanzverstärker27 der eine spulenbelastete Leitung 25 und eine nicht belastete Leitung 26 in Reihenanordnung verbindet. Der Verstärker 27 kann in dem Zentralamt 22 liegen.

Die Leitungen 25 und 26 sollen beispielsweise die Zentralämter 28 und 29 verbinden, welche im einzelnen nicht dargestellte Vermittlungseinrichtungen enthalten, um die Leitungen 25 und 26 mit anderen Kreisen zu verbinden, wie z. B. mit Teilnehmerdoppelleitungen, die ebenfalls nicht gezeigt sind. Die Zentralämter 22, 28 und 29 können sämtlich dem gleichen Amtsbereich angehören. In vielen Fällen, insbesondere innerhalb eines Amtsbereiches, kann ein Kreis, der eine spulenbelastete Leitung (wie z. B. 25) und eine nicht belastete Leitung (wie z. B. 26) in Tandemanordnung enthält, vorzugsweise die Dämpfung des Kreises aufweisen, die durch Anschluß einer negativen Impedanz (z. B. 27) in Reihe zwischen den Leitungen (wie beispielsweise gemäß Fig. 17) herabgesetzt ist. In Fig. 17 kann der negative Impedanzverstärker 27 beispielsweise von der in Fig. 10 gezeigten Art sein, der einen negativen Impedanzwandler 13 von der in Fig. 7 oder 7 A gezeigten Art mit einem Netzwerk·Z_n, z.B. dem in Fig. 18 dargestellten Netzwerk, umfaßt.

Das Netzwerk Zy nach Fig. 18 besteht aus zwei in Reihe liegenden Netzwerken 31 und 32. Das Netzwerk 31 entspricht dem Netzwerk nach Fig. 12 und ist durch den Rückleitungsverlust der belasteten Leitung 25 bestimmt. Das Netzwerk 32 ist durch die Leitungskonstanten pro Längeneinheit und die | Längen der nicht belasteten Leitung 26 bestimmt. Dieses Netzwerk ^2 kann beispielsweise dem Netzwerk nach Fig. 13 entsprechen und aus den Elementen R₁₁, R₁₂ und C₁₂ bestehen.

Negative Impedanzbelastung

Negative Impedanz kann in einer gleichförmigen Übertragungsleitung eingeschaltet werden, um die Leitungsdämpfung herabzusetzen, ohne eine an den Leitungsendklemmen merkbare Unregelmäßigkeit hervorzurufen. Diesen Vorgang kann man als die Durchführung einer negativen Impedanzbelastung bezeichnen. Bei einem solchen Vorgang können negative Impedanzen in Reihenanordnung in die Leitung eingeschaltet werden, wobei diese in tandembetätigten negativen Impedanzen in periodischem Abstand liegen; der gegenseitige Abstand ist aus praktischen Erwägungen nicht größer als eine halbe Wellenlänge bei der höchsten, in dem Durchgangsband der Leitung erwünschten Frequenz, wenn die Leitung mit diesen negativen Impedanzen belastet ist. (Diese Frequenz wird bestimmt durch die Fortpflanzungskonstante der Leitung, wenn dieselbe mit den negativen Impedanzen belastet ist, zum Unterschied von der Fortpflanzungskonstanten der nicht belasteten Leitung.) Die Theorie der negativen Impedanzbelastung gilt auch für eine einzelne negative Impedanz, die in Reihenanordnung in einem gleichförmigen Leitungsabschnitt, und zwar ungefähr in der Mitte des Ab- go Schnitts angeordnet ist, wenn die Entfernung dieser Impedanz von beiden Enden ein Viertel der erwähnten Wellenlänge nicht überschreitet. Die negative Impedanzbelastung ist nach verschiedenen Gesichtspunkten der Spulenbelastung ähnlich. Sie hebt sich aber in anderer Hinsicht merklich davon ab. Die Spulenbelastung verringert die Dämpfung einer Leitung und macht die Dämpfung über das freie Übertragungs- oder Frequenzdurchlaßband verhältnismäßig gleichförmig. Sie verändert die Leitungsimpedanz derart, daß im mittleren Abschnitt der Wellenwiderstand im Durchgangsband größer ist als die Impedanz der nicht belasteten Leitung. Der in Fernsprechanlagen gewöhnlich feststellbare Spulenabstand beträgt 1000, 1500, 2000 und 3000 m. Die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der Sprechfrequenzwellen, welche über die Leitung geführt werden, wird durch die Spulenbelastung erheblich herabgesetzt. Die negative Impedanzbelastung verringert ebenfalls die Dämpfung und verändert die Leitungsimpedanz. Eine mit negativer Impedanz belastete Leitung kann aber einen Mittelabschnittwellenwiderstand haben, der kleiner ist als der Wellenwiderstand der nicht belasteten Ausführung. Des weiteren braucht die negative Impedanzbelastung nicht notwendigerweise die Fortpflanzungsgeschwindigkeit des Kabels zu verringern. Das bedeutet, daß der maximale Abstand zwischen den Belastungspunkten bei der negativen Impedanzbelastung viel größer sein kann als bei der Spulenbelastung, wobei die gleiche Grenzfrequenz vorausgesetzt ist.

Bei negativer Impedanzbelastung kann der Mittelabschnittwellenwiderstand so ausgeführt werden, daß er in dem Frequenzdurchgangsband einen reinen Widerstand bildet. Das ist in Fig. 19 und 20 veranschaulicht. Fig. 19 zeigt schematisch eine Leitung

mit negativer Impedanzbelastung, welche mit — hZx bezeichnet ist und im Abstand von I angeordnet ist. Diese negative Impedanz ist in einer Kompensationsschaltung angeordnet, wobei auf jeder Seite der Leitung eine Hälfte von —hZ_N liegt. Der Leitungsabschluß ist mit Z_T bezeichnet, die Mittelabschnittimpedanz mit Zu, die Vollabschnittimpedanz mit Z die Nullabschnittimpedanz mit Z₀. Fig. 20 veranschaulicht die Beziehung der Impedanz zum Abstand längs eines Belastungsabschnitts einer vollkommen abgeschlossenen Leitung, die aus 22-Kabel (amerikanische Standard-Eichleitung) hergestellt ist und jeweils im Abstand von 13400 m mit —hZ_N für einen Mittelabschnittwellenwiderstand von 600 Ohm belastet ist. Fig. 20 zeigt die Impedanzortskurve für eine Einzelfrequenz von 1000 Hz. Bei anderen Frequenzen ist die Ortskurve ähnlich, da Z_H ein reiner Widerstand in dem Durchgangsfrequenzband ist. (Für die besondere Länge und Art der Leitung und die besondere Frequenz des in Fig. 20 veranschaulichten Beispiels verläuft — hZff durch den Nullpunkt, wie die Zeichnung erkennen läßt. Dies wird nicht notwendigerweise für alle Leitungen und für andere Frequenzen der Fall sein.) Wenn diese Impedanzortskurve nach Fig. 20, die auf der Widerstands- und Reaktanzebene gezeichnet ist, von Z_n aus im Uhrzeigersinn gezogen wird (der Mittelabschnittwellenwiderstand beträgt 600 Ohm), und zwar für einen Abstand von 6700 m, so wird die Impedanz der Übertragungsleitung am vollen Abschnitt bei Zp ermittelt. An dieser Stelle ist die negative Impedanz — hZ_N eingeschaltet. Auf der anderen Seite der negativen Impedanz befindet sich die Nullabschnittimpedanz Zq. Wenn man die Ortskurve von Zq aus verfolgt, und zwar auf einer Strecke von 6700 m, so wird die Mittelabschnittimpedanz Zu von 600 Ohm erneut festgestellt. Somit wird der Impedanzzyklus vervollständigt und in sich selbst geschlossen.

Die Einschaltung dieser negativen Impedanz liefert eine merkliche Verstärkung, und wenn die negative Impedanz beispielsweise durch einen Verstärker nach Fig. 10 unter Einschluß des Wandlers nach Fig. 7 oder 7 A und des Netzwerkes Z_n nach Fig. 13 oder 14 gebildet wird, so wird diese Verstärkung bei den höheren Frequenzen größer sein als bei den niederen Frequenzen, so daß die Frequenzverzerrung des nicht belasteten Kabels verringert wird oder, mit anderen Worten, daß eine gewisse Dämpfungsvergleichmäßigung stattfindet.

Eine Mittelabschnittimpedanz von 600 Ohm wurde beispielsweise gewählt, weil 600 Ohm eine Impedanz ist, die gewöhnlich in Fernsprechanlagen benutzt wird. Allgemein können andere Impedanzen in der Praxis benutzt werden.

Die Tabelle 1 am Ende dieser Beschreibung läßt die negative Impedanz (— R + j X), die Dämpfung in Dezibel und die Phasenverschiebung in Graden bei der Belastung eines 22-Kabels (amerikanische Standard-Eichleitung) im Abstand von 13400 m bei einem Mittelabschnittwellenwiderstand von 600 Ohm erkennen. Zum Vergleich sind in Tafel 1 auch der Wellenwiderstand, die Dämpfung in Dezibel und die Phasenverschiebung in Graden für das nicht belastete 22-Kab2l angegeben. Bei beispielsweiser Verwendung eines Verstärkers nach Fig. 10 mit dem Wandler nach Fig. 7 oder 7 A und dem Netzwerk Z_n nach Fig. 13 oder 14 kann gewünschtenfalls ein Wert für — hZ_N gewählt werden, welcher einen im wesentlichen rein Ohmschen Mittelabschnittwellenwiderstand für die Leitung liefert und gleichzeitig eine im wesentlichen vollkommene Dämpfungsvergleichmäßigung über das Frequenzdurchgangsband ergibt (statt der teilweisen Vergleichmäßigung, die in Tabelle 1 veranschaulicht ist).

Dieses Beispiel einer negativen Impedanzbelastung ist stabil, d. h. die Leitung pfeift nicht, und zwar ohne Rücksicht auf die Ausführung des Endabschlusses, vorausgesetzt, daß die Impedanz dieses Endabschlusses keine negative Widerstandskomponente aufweist.

Im allgemeinen muß eine mit negativer Impedanz belastete Leitung für alle Endabschlüsse stabil sein, welche normalerweise in Fernsprechanlagen Anwendung finden. Es ist in der Tat wünschenswert, daß die Leitung für alle positiven Impedanzendab-Schlüsse stabil ist. Wenn jeder Leitungsabschnitt von Mittelabschnitt zu Mittelabschnitt für alle positiven Impedanzendabschlüsse stabil ist, und zwar sowohl für den kurzgeschlossenen als auch für den offenen Kreis, dann wird eine aus einer Anzahl solcher Abschnitte in geeigneter Tandemanordnung aufgebaute Leitung für alle positiven Impedanzendabschlüsse stabil sein. Alle Abschnitte sollten den gleichen Wellenwiderstand haben, wo sie an einem Mittelabschnitt miteinander verbunden sind, um Reflexionsverluste zu verringern; die Abschnitte brauchen aber nicht gleiche Länge zu haben, noch gleiche Ausführung (wie sie durch den Wellenwiderstand und die Fortpflanzungskonstante der nicht belasteten Leitung festgelegt ist); es ist auch nicht erforderlich, daß die Abschnitte im Belastungszustand oder unabhängig davon gleiche Dämpfung aufweisen; es gilt, daß, wenn jeder Abschnitt für sich stabil ist, dann die gesamte Leitung stabil sein wird.

105 Stabilität bei negativer Impedanzbelastung

Die folgende Besprechung der Stabilität bezieht sich auf Stabilität gleichförmiger Leitungen ohne Spulenbelastung, aber mit negativer Impedanzbelastung. Für diese Besprechung wird unterstellt, daß die negative Impedanz in der Mitte eines Leitungsabschnitts liegt und daß die Leitungsabschlüsse gleich sind. Diese Unterstellung ist nicht zwingend, aber sie vereinfacht die Erläuterung. Des weiteren ist die Lösung für diesen speziellen Fall solcher Art, daß die grobe Lösung, die auf allgcnieineren Annahmen beruht, offensichtlich ist.

Der negative Impedanzwandler soll in Reihe mit der Leitung angeschlossen werden. Das bedeutet, daß die Endklemmen 1 in Reihe mit der Leitung angeschlossen und die Endklemmen 2 an das Netzwerk Z_n angeschlossen werden, und zwar in der allgemeinen, in Fig. 10 angegebenen Art. Die Impedanz der Leitung, wie sie an den Endklemmen 1 erkennbar ist, soll gleich Z_L sein. Der Wandler wird stabil sein,

vorausgesetzt, daß die Ortskurve des Verhältnisses

bei Darstellung auf der Widerstands-Reaktanz-Ebene über den Frequenzbereich von Null bis unendlich nicht den Punkt ι 0 einschließt, und unbedingt stabil, wenn die Größe des Verhältnisses kleiner als eins ist für den Fall, daß der Winkel dieses Verhältnisses gleich Null ist. Wenn beide mit den Endklemmen ι in Serie liegenden Leitungsabschnitte identisch sind, dann kann die Impedanz Z_L nach bekannten Übertragungsleitungsgleichungen ausgedrückt werden durch

Z_L = 2 Z₀

—- h tanh γ

Z_n

Z_T I

ι -| ^- tanh γ —

Z₀ 2

Dabei ist Z₀ = Wellenwiderstand der Leitungen' —- = Leitungslänge bis zum Endabschluß in jeder

Richtung, Z_T = Impedanz des Abschlusses, γ = Fortpflanzungskonstante der Leitung.

Wenn tanh χ in der Gleichung (i) an die Stelle von

Zt

—=— gesetzt wird, dann kann diese Gleichung in der

folgenden Form geschrieben werden:

Z_x - 2 Z₀ tanh ( γ — + χ )

(2)

wobei

χ =tanh

Zj,
Z_n

Wenn sich Z_T längs der -!- /A'-Achse der Widerstands- und Reaktanzebene von Null bis unendlich und längs der — /^Y-Achse zurück von unendlich bis Null verändern kann, dann hat die Ortskurve von

2 Z_n tanh (v — + χ ) nach der Theorie der Impedanz-

V 2 /

umformung die Form eines Kreises. Das bedeutet, daß die Impedanz Z_L bei Darstellung auf der Widerstands-Reaktanz-Ebene für alle positiven Werte der Endabschlußimpedanz Z_T, d. h. für alle W^rerte von Zy, für welche die Ohmsche Kompotente von Zy nicht negativ ist, auf oder innerhalb eines Kreises liegt. Dieser Kreis ergibt sich aus Gleichung (2), wenn Z_T einer reinen Reaktanz gleich ist, die sich von Null bis + unendlich und zurück von — unendlich bis zu Null ändert.

Somit wird das System, welches den negativen Impedanzwandler enthält, stabil sein, vorausgesetzt,

daß die Ortskurve des Verhältnisses

-2.Z_n

tanh

γ — -j- χ I über den Frequenzbereich von Null

bis unendlich nicht den Punkt 1 / O einschließt. Der Kreis wird unbedingt stabil, vorausgesetzt, daß die Größe dieses Verhältnisses stets kleiner als eins ist, wenn immer der Winkel des Verhältnisses gleich Null ist. Mit anderen Worten, das System wird stabil sein,

hZ_N

vorausgesetzt, daß bei keiner Frequenz

auf oder innerhalb des entsprechenden Kreises Z₀ tanh

[γ (- x\ Hegt, wenn χ = tanh"¹ ± Λτ- ist, und

\²J Z_n

daß außerdem die Ortskurve von —— über den

Frequenzbereich nicht die Kreisschar einschließt. Ein Stabilitätskreis ist in Fig. 21 für eine Einzelfrequenz veranschaulicht, und eine Schar von drei solcher Kreise ist in Fig. 22 gezeigt.

Die Fläche des Kreises für irgendeine gegebene

Länge der Leitung — wird sich mit der Frequenz

2 / j

ändern, weil γ und Z₀ Funktionen der Frequenz sind. Des weiteren wird dieser Kreis um so kleiner werden, je größer die Leitungslänge und je größer die Dämpfung pro Längeneinheit sind.

Außer der Darstellung des Einzelfrequenzimpedanz-

bildes oder der Ortskurve von Z₀ tanh {γ \- χ J für

ein Kabel oder eine Leitung, wobei χ = tanh^—1

■+=— , zeigt Fig. 21 außerdem die Ortskurven der

Leitungsimpedanz Zj₁ bei offenem und kurzgeschlossenem Stromkreis, wobei der Bewegungsparameter längs der Kurve Abstand, d. h. Leitungslänge, bedeutet. Die Impedanz an dem gekennzeichneten Punkt Z₀ ist die Impedanz für unendliche Leitungslänge. Die Ortskurven der Impedanzen für offenen und kurzgeschlossenen Kreis treffen sich an der Stelle Z₀, an welcher jede dieser beiden Impedanzen gleich dem Wellenwiderstand Z₀ der Leitung ist, da die Impedanz des offenen oder kurzgeschlossenen Kreises einer unendlichen Leitungslänge gleich dem Wellenwiderstand der Leitung ist.

Fig. 22 zeigt Stabilitätskreise für 6700 m 22-BSA belastetem Kabel, bei Frequenzen von 1000, 2000 und 3000 Hz. Die Ortskurven der Impedanzen bei kurzgeschlossenem und offenem Kreis sind ebenfalls in ihrem mit der Frequenz veränderlichen Verlauf dargestellt. Wenn eine negative Impedanz —hZ_N zwischen zwei Abschnitten von je 6700 m des 22-BSA-Kabels eingeschaltet werden soll, dann muß

bei Stabilität der Wert —· —— außerhalb dieser Kreise

liegen. Die am Schluß dieser Beschreibung wiedergegebene Tabelle ι zeigt eine negative Impedanz für eine solche Belastung. Durch Vergleich von 1/2 nega- n₀ tiver Impedanz (— R + jX), die in der Tabelle 1 für 1000, 2000 und 3000 Hz angegeben ist, mit den Kreisen in Fig. 22, ist festzustellen, daß das System nach Tabelle 1 stabil sein wird.

Für negative Impedanzbelastungssysteme, wie z. B. n₅ das System nach Fig. 19, wird das in Fig. 14 gezeigte Netzwerk bei entsprechender Bemessung seiner Elemente eine Impedanzcharakteristik aufweisen, die für Zjv- in Verbindung mit dem Wandler nach Fig. 7 oder 7A in dem Verstärker nach Fig. 10 geeignet ist.

Formeln für negative Impedanzbelastung

Einige für die negative Impedanzbelastung anwendbare Formeln sind in der amerikanischen Patentschrift 2 360 932 angegeben. Diese Formeln lassen

jedoch nicht die Bedeutung erkennen, welche die Fortpflanzungskonstante der Leitung vor und nach der Belastung auf die Wellenwiderstände der Leitung vor und nach der Belastung haben. Diese Bedeutung ergibt sich aus der unten angegebenen Gleichung (3). Weiter unten werden außerdem verschiedene andere Gleichungen angegeben, welche sich bei dem Entwurf negativer Impedanzbelastungssysteme für zweckdienlich erwiesen haben und welche im folgenden angewandt werden, um die Begrenzungen solcher Systeme zu bestimmen.

Aus der Übertragungsleitungsgleichung können folgende Beziehungen abgeleitet werden:

I Z₁₁ I

tanh 0 — = tanh γ — - 2 Z₀ 2

und

hZ_N = — 2 Z_n

Ζ~ — Zij) tanh γ —

(3)

(4)

Dabei ist hZjy = in Reihe mit der Leitung im Abas stand I angeordnete Impedanz. Sie kann in irgendeinem der vier Quadranten der Impedanzebene liegen. Der Faktor h kann entweder negativ oder positiv sein; das Vorzeichen ist in dem Wert h enthalten ; Z₀ = Wellenwiderstand der Leitung, bevor sie mit hZ_N belastet ist; Z₁₁ = Mittelabschnittwellenwiderstand, der mit hZjf belasteten Leitung; γ = Fortpflanzungskonstante der Leitung vor der Belastung; ρ = Fortpflanzungskonstante der Leitung nach der Belastung; I = Abstand zwischen Belastungspunkten.

Wenn der Ausdruck

welcher die

/ Γ

I tanh γ —

Arbeitskreisimpedanz eines halben Abschnitts der nicht belasteten Leitung darstellt, in den Gleichungen (3) und (4) dem Wert Z_oc gleichgesetzt wird, dann bestehen die Beziehungen (5) und (6):

tanh γ — =

und

wobei

2 Z_n

(5)

= tanh [γ M) , (6)

M = tanh"¹

Z_oe = Impedanz bei offenem Kreis für eine Länge — der nicht belasteten Leitung.

Für die wirkliche Berechnung von ρ und hZ# können die Gleichungen (5) und (6) in der folgenden Form geschrieben werden

ρ I (Dezibel und Grade) = 20 log₁₀ \ljL±IlA (₇)

L ^zoc ^n j

und

hZ_N=

Die nachstehende Gleichung (9) ergibt sich aus Gleichung (8) und ist besonders zweckdienlich bei

der Bestimmung von Z_n, wenn ——- zusammen mit

den bei kurzgeschlossenem und offenem Kreis bestehenden Impedanzen (Z_sc und Z_Oc) einer nicht

belasteten Leitungslänge — bekannt ist. Es ist

Z_n

z_oe

hZ_N

hZ_N

(9)

Aus Gleichung (3), welche eine Grundgleichung darstellt, ist ersichtlich, daß, wenn der Winkel von Zh auf einen Wert eingestellt wird, welcher den

Winkel des Verhältnisses 90⁰ groß macht, die belastete Leitung die Dämpfung Null haben kann. Wenn die Größe von -~— Null oder unendlich

ist, so ist die Leitungsdämpfung Null. Der Wert des Mittelabschnittwellenwiderstandes einer belasteten Leitung bestimmt im Verein mit den Konstanten der nicht belasteten Ausführung die Fortpflanzungskonstante dieser belasteten Leitung. Durch die Wahl eines Mittelabschnittwellenwiderstandes wird die Fortpflanzungskonstante selbsttätig festgelegt und gleichzeitig wird der Wert der Belastungsimpedanz bestimmt.

Negative Impedanzbelastung für stabile Kreise

mit minimaler Dämpfung

Theoretisch können Kabelkreise mit Nulldämpfung bei negativer Impedanzbelastung erhalten werden, und solche Kreise werden für alle positiven Impedanzendabschlüsse stabil sein. Derartige Kreise sind aber für die Praxis nicht brauchbar, da ihr Mittelabschnittwellenwiderstand (wenigstens für punktförmig verteilte Belastung, wobei der Abstand zwischen Belastungspunkten merklich ist) entweder sehr klein (Null) oder sehr groß (unendlich) sein wird. Nichtsdestoweniger kann man praktisch Belastungssysteme erhalten, die sehr geringe Dämpfung aufweisen und doch für alle positiven Impedanzabschlüsse stabil sind. Die nachstehend angegebenen Gleichungen geben die Beschränkungen solcher Kreise an.

In dem Abschnitt über Stabilität bei negativer Impedanzbelastung ist angegeben worden, daß ein belasteter Kreis stabil sein wird, vorausgesetzt, daß

das Verhältnis —^- tanh (y x) über den

2Z₀ Υ 2 )

Frequenzbereich von Null bis unendlich nicht den Punkt ι ,* O einschließt. Praktisch wird der Kreis stabil sein, wenn seine Größe stets kleiner als eins ist, wenn immer der Winkel dieses Verhältnisses Null ist. Der Kreis wird pfeifen, wenn dieses Verhältnis gleich ι / O' ist. Eine Schwingungsgleichung ist daher

—-- =i^0_ (ίο) -'ι- χ

hZs_

2 Z₀ tanh Iywobei, wie bisher

χ = tanh

Bei Einsetzung des aus Gleichung (8) sich ergebenden ίο Wertes für hZ_N und Weglassung des negativen Vorzeichens, da in Gleichung (8) h entweder positiv oder negativ angenommen war, hier aber als negativ unterstellt wird, wird folgende Beziehung erhalten:

** ft rl i^ ι η

Z₀ tanh

Wenn für tanh

= ΐθ. (II)

der äquivalente Wert

genommen wird, so ergibt sich

z; -Z₁₁

Zl₀-Zu

JX

+ £■

- tanh J y

tanh \ γ —
/ \ ' 2

— - = 1 ■ 0 . (12)

Da Z₀ tanh (y--—) die Kurzschlußimpedanz (Z,_c)

der Kabellänge ist und da Z_c tanh (γ — I die dem offenen Kreis entsprechende Impedanz Z_Oc der Kabellänge - ist, kann die Gleichung (12) wie folgt geschrieben werden:

z₍; —Zn

±jX_+_Z_s,

~±fx+z₀]

—- = ι 0

(13)

Bei Ordnung der Gleichung (13) ergibt sich
Z_M \Z₀Aj±jX\\±Zn\_ ₌ ^ _o

(14)

Somit ist die Gleichung (14) nicht erfüllt,· solange nicht entweder -p /XZ₀₀ + Zj₁ oder — /XZ₀,. + Zj₁ gleich Null werden. Der Wert Null ist nur möglich,

wenn - '-" - einen Winkel von 90⁰ aufweist, weil/X eine reine Reaktanz darstellt. Sonst würde die Gleichung

(14) die Form annehmen --^- = 1 0 , was eine

Unmöglichkeit darstellt, weil, da —— sich mit der

Frequenz oder mit der Kabellänge ändert, die Ortskurve um ι 0 verläuft, sich diesem Wert aber

nur als Grenzwert nähert. Im übrigen ist — — von der

Z₀ c

Größe von hZ_N unabhängig und kann aus sich selbst nicht mit !Instabilität in Beziehung gebracht werden. Daher kann die Gleichung (14) nur erfüllt werden,

wenn Zu einen solchen Winkel hat, daß

Z₁]

= 90"

ist. Die dem offenen Kreis zugehörige Impedanz Z₀,. der Kabellänge — , wobei I den Abstand zwischen

Belastungspunkten bedeutet, hängt von den Konstanten des nicht belasteten Kabels, der Kabellänge

— und der Frequenz ab. Der Mittelabschnittwellen- „„ 2 ^

widerstand des Kabels Z_a hängt bei Belastung mit hZ_N bei dem Abstand I von dem Wert von hZ_N, den Konstanten des nicht belasteten Kabels, seiner Länge und der Frequenz ab.

Es ist dargelegt worden, daß, solange Z_n einen

solchen Wert hat, der Winkel

nicht gleich

ist, die Größe —~ tanh My-) + * für

irgendeine Kombination positiver Impedanzendab-Schlüsse der mit hZ^ belasteten Leitung nicht gleich ι O werden kann; es bleibt aber noch zu zeigen, daß, solange wie der Wert von Z_H zwischen Null und unendlich liegt und sein Winkel derart ist, daß 7^!

—— bei allen Frequenzen kleiner als 90⁰ ist, die

Leitung für alle positiven Impedanzabschlüsse unbedingt stabil sein wird und

2Z₀

tanh

den Punkt 1 0_ nicht einschließt. Zunächst ist zu bemerken, daß über den Frequenzbereich von Null bis unendlich die Größe —— lly--) + x\

it» Lv ² / J

ein Nyquistdiagramm beschreibt. Das ist erkennbar, wenn der Idealwandler (Fig. 1) betrachtet wird und

der Wert - -— als Rückkopplungsfaktor verwirklicht

£L

ist (dabei entspricht μβ der Definition in dem Buch von H. W. Bode »Network Analysis and Feedback Amplifier Design«). Wenn im Falle irgendeines praktischen Wandlers (Fig. 4) die Einflüsse von N₁ und N₂ in h eingeschlossen sind, dann beschreibt die Größe

—Ύ' \\y ^x)\ ^c'ⁿ Nyquistdiagramm. Für

Z_H=Z₀ ist aus Gleichung (8) ersichtlich, daß hZ_N gleich Null sein muß (d. h. die Leitung ist nicht belastet und stabil). Wenn die Belastungsimpedanz negativ und endlich gemacht wird, so daß sie die Größe \Z_H\ von |Z₀| zu dem Grenzwert Null verringert, wobei der Winkel von Z_B auf dem gleichen Wert gehalten wird wie derjenige von Z₀, dann wird sich die Dämpfung dem Wert Null nähern, wie sich aus der Gleichung (3) ergibt. In gleicher Weise würde sich die Dämpfung der Leitung dem Wert Null nähern, wenn die Belastungsimpedanz so geändert würde, daß sie die Größe von |Z_H| in Richtung nach unendlich steigert, wobei der Winkel von Z_H gleich demjenigen von Z₀ gehalten wird. Das Nyquistdiagramm von —-— tanh Iy—j + x\ würde sich in keinem Falle so erweitern, daß es durch 1 _; O

hindurchgeht, weil bei keiner Frequenz die Größe

7 ~~

—-- einen Winkel von 90⁰ annehmen würde,

oder mit anderen Worten, weil Gleichung (14) nicht erfüllt werden könnte. Das wird dadurch klar, weil

der Winkel von

Zl

der Winkel von Z_sc sein

würde, welcher nicht gleich 90⁰ ist. Somit kann die Dämpfung des Kreises so ausgeführt werden, daß sie sich dem Wert Null als Grenzwert nähert und unbedingt stabil ist. Wenn die Bslastungsimpedanz hZ_N so ausgeführt ist, daß der Winkel von Z_H von dem Winkel von Z₀ abweicht, derart, daß der Winkel

von -^- sich dem Wert 90⁰ nähert, so wird sich

die Dämpfung der belasteten Leitung dem Wert Null nähern (Gleichung 7), und zwar ohne Rücksicht auf

die Größe von \Z_H\ . Das Nyquistdiagramm von —-—

tanh I (γ —) + χ | würde sich erweitern, aber nicht

durch den Punkt 1 / 0 hindurchgehen, bis der Winkel

den Wert 90° passiert. Demzufolge ist

der Wert des Mittelabschnittwellenwiderstandes Z_E einer mit negativer Impedanz belasteten Leitung ein Kriterium der Stabilität.

Für Leitungen, die mit negativer Impedanz belastet sind, damit sie minimale Dämpfung aufweisen und für alle positiven Impedanzendabschlüsse stabil

sind, sollte daher der Winkel von -^- so nahe wie

möglich an 90⁰ liegen, und zwar im Verein mit der

Bedingung, daß

■Ζ.Ί

bei allen Frequenzen kleiner

als 90⁰ S3in muß. Darüber hinaus sollte der Wert von Z₁₁ mit Bezug auf Z_{0 c} möglichst groß oder möglichst klein sein, wobei in Erwägung zu ziehen ist, daß Z_n eine praktische Impedanz sein und in ein Fernsprechsystem passen muß.

Nachstehend ist die Tabelle 1 angegeben, auf welche oben im Zusammenhang mit den Fig. 19 bis 22 Bezug genommen wurde:

Tabelle

Negatives Impedanzbelastungssystem für 13 400-m Abschnitt eines 22-B SA-Kabels (amerikanisches Standard-Eichkabel) mit einer Mittelabschnittimpedanz von 600 Ohm

Frequenz	Mittelabschnitt- wellenwiderstand des belasteten Kabels	Negative Impedanz	Fortpflanzungskonstante der 13 400-m-Länge des belasteten Kabels	Grade	Wellen widerstand des 22-BSA-Kabels	Fortpflanzungskonstante von 13 400-m-Länge des 22-BSA-Kabels	Grade
Hz	Ohm	Ohm	Dezibel	/_3_8,o	Ohm	Dezibel	/ 50.2
300	600	—II05 + j 471	0,7	/A8I?	748 — j 740	7-5	/ 65^0
500	600	— 908 + j 605	1,6	88,6	58Ι — Ϊ57Ι	9,7	/ 92,5
I OOO	600	— 615 +j 611	3,5	125,8	414 —j 401	13,6	Λΐ32,ο
2 000	600	—483 + j 453	5.1	139.0	297 — j 279	19,0	i65,o
3 000	600	—447 + j 365	5,6	246 — j 225	22,9

Es ist verständlich, daß die vorstehend beschriebenen Anordnungen beispielhaft für die Anwendung der Prinzipien der Erfindung sein sollen. Zahlreiche andere Anordnungen können von Fachleuten durchgeführt werden, ohne daß von dem Geist der Erfindung abgewichen und der Umfang der Erfindung überschritten wird.

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   i. Vakuumröhrenverstärker zur Umwandlung positiver Impedanz in negative Impedanz über einen vorbestimmten Frequenzbereich, wobei die Vakuumröhre wenigstens eine Kathode, eine Anode und ein Steuergitter aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Kathoden-Anoden-Kreis und der Kathoden-Gitter-Kreis eine Gegenkopplung bewirkende Impedanz gemeinsam haben, welche als Eingangs- und Ausgangskopplung des Verstärkers dient, und daß ein Kopplungskreis, welcher Impedanzelemente umfaßt und Teile des Kathoden-Anoden-Kreises und des Kathoden-Gitter-Kreises enthält, so angepaßt ist, daß er in dem Verstärker Rückkopplung bewirkt, welche die Verstärkereingangsimpedanz negativ macht, wobei der Verstärker einem Kreis elektrisch äquivalent ist, der ein erstes und ein zweites Netzwerk positiver Impedanzelemente umfaßt, die unter einem Transformationsverhältnis vom ersten zum zweiten Netzwerk von

   fh + ι '

   zusammengeschaltet sind, worin μ₂ den Verstärkungsfaktor der Vakuumröhre bezeichnet und μ± eine Funktion von μ₂ und der Größe der Impedanzelemente des die Rückkopplung bewirkenden Kopplungskreises bedeutet und wobei das zweite Netzwerk so angepaßt ist, daß es über den vorbestimmten Frequenzbereich die Wirkung des ersten Netzwerkes auf das Transformationsverhältnis im wesentlichen neutralisiert.

   2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und ebenso das zweite

   Netzwerk des äquivalenten Kreises Reihen- und Parallelimpedanzelemente, welche klein bzw. groß im Vergleich zur Größe der beiden Impedanzen sind, zwischen welchen der Verstärkerwandler angeschlossen werden soll, und außerdem andere Impedanzelemente enthält, welche in dem zugehörigen ersten und zweiten Netzwerk eine solche Lage einnehmen und solche Größe haben, daß sie die Wirkung der anderen Impedanzelemente in dem anderen ersten bzw. zweiten Netzwerk unter dem Transformationsverhältnis bei dem vorbestimmten Frequenzbereich neutralisieren.

   3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und ebenso das zweite Netzwerk des äquivalenten Kreises Längszweige und Querzweige enthält, wobei jeder Querzweig über den vorbestimmten Frequenzbereich eine große Impedanz im Vergleich zur Größe der beiden Impedanzen aufweist, zwischen welchen der Verstärkerwandler angeschlossen werden soll, und die Größe der Impedanz der Längszweige in dem ersten Netzwerk auf dem vorbestimmten

   Frequenzbereich dem -—-- —fachen der Größe

   der Impedanz der Längszweige in dem zweiten Netzwerk entspricht.

   4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und ebenso das zweite Netzwerk des äquivalenten Kreises Längszweige und Querzweige enthält, wobei die Größe des Widerstandes jedes Längszweigs des ersten Netzwerkes dem ^μ~ -fachen Wert des Widerstandes

   der Längsarme des zweiten Netzwerkes entspricht und sämtliche Längszweige des zweiten Netzwerkes vernachlässigbare Reaktanzwerte haben.

   5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Reaktanzelemente des zweiten Netzwerkes des äquivalenten Kreises in Längszweigen des zweiten Netzwerkes liegen.

   6. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und ebenso das zweite Netzwerk des äquivalenten Kreises Längs- und Querimpedanzzweige enthält, von welchen auf dem vorbestimmten Frequenzbereich die Längszweige kleine Impedanz und die Querzweige große Impedanz aufweisen im Vergleich zu den Impedanzen, zwischen welchen der Verstärker angeschlossen werden soll.

   7. Verstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf dem vorbestimmten Frequenzbereich der Wert von

   --¹ ' nahezu eins beträgt, μ₁ angenähert gleich

   μ₂ ist und μ_χ und μ₂ wesentlich größer als eins sind.

   8. Verstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vakuumröhre zwei Triodenabschnitte umfaßt, welche in Gegentakt geschaltet und für A -Verstärker-Betrieb vorgespannt sind, wobei der die Rückkopplung bewirkende Kopplungskreis eine Verbindung von der Anode jedes Triodenabschnitts zum Steuergitter des anderen Triodenabschnitts enthält.

   9. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Anodenkreis eine Endimpedanz angeschlossen ist, von welcher die Eingangsspannung zu dem die Rückkopplung erzeugenden Netzwerk abhängt und abgeleitet ist.

   10. Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Anodenkreisendimpedanz ein passives Widerstandsnetzwerk und Reaktanzelemente enthält, welche so angepaßt sind, daß sie die Größe und Phase der Impedanz des Gegenkopplungsweges steuern.

   11. Verstärker nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Gegenkopplungsnetzwerk und die Anodenkreisendimpedanz in dem Kathoden-Anoden-Kreis in Reihe liegen.

   12. Verstärker nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Gegenkopplungsnetzwerk und der Anodenkreisendimpedanz eine Erdverbindung vorgesehen ist und daß der Rückkopplungsweg so angeordnet ist, daß er in den Kathoden-Gitter-Kreis eine Spannung einführt, welche eine solche Funktion der Spannung an der Anodenkreisendimpedanz ist, daß sie das Potential der Triodengitter gegen Erde herabsetzt, wenn die Spannung an den Anodenkreisendimpedanzen die Potentiale der Triodenanoden gegen Erde erhöht.

   13. Verstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß für den Sollfrequenzbereich der Verstärkungsfaktor des Verstärkers und die Dämpfung des Rückkopplungsweges einen solchen Wert haben, daß sie genügend groß bzw. genügend klein sind, um im Verein miteinander den Wert der Verstärkereingangsimpedanz angenähert gleich dem «-fachen Wert des negativen Betrages der Anodenkreisendimpedanz zu machen, wobei η eine reale Zahl ist.

   14. Verstärker nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsimpedanz, die Anodenkreisendimpedanz und die Anoden-Kathoden-Raumwege der Trioden sämtlich in Reihe liegen.

   15. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Paar Trioden in Gegentakt geschaltet sind, wobei jede Triode eine Anode, eine Kathode und ein Entladungssteuergitter aufweist, daß ein erster Kreis die Kathoden miteinander verbindet und eine erste Induktionsspule enthält, daß ein zweiter Kreis die Anoden miteinander verbindet und eine zweite Induktionsspule enthält, wobei ein Verbindungsweg einen Punkt des ersten Kreises zwischen den Hälften der ersten Induktionsspule und einen Punkt des zweiten Kreises zwischen den Hälften der zweiten Induktionsspule miteinander verbindet, daß ein dritter Kreis die Gitter über eine Impedanz miteinander verbindet, deren Mitte an den Verbindungsweg angeschlossen ist, und daß ein Paar Rückspeisungswege vorgesehen sind, von denen einer das Gitter der xas einen Triode mit einem Punkt des zweiten Kreises

   zwischen der zweiten Spule und der Anode der anderen Triode verbindet, während der andere Rückspeisungsweg das Gitter der letztgenannten Triode mit einem Punkt des zweiten Kreises zwischen der zweiten Spule und der Anode der erstgenannten Triode verbindet.

   i6. Verstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Induktionsspulen induktiv in Serie mit einer Übertragungsleitung gekoppelt ist und daß eine Impedanz mit der anderen Induktionsspule gekoppelt und so eingestellt ist, daß sie die Impedanz des Verstärkers bei Blickrichtung von der Übertragungsleitung steuert.

   17. Verstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Induktionsspulen induktiv parallel zur Übertragungsleitung gekoppelt ist und daß eine Impedanz an die andere Induktionsspule gekoppelt und so angepaßt ist, daß sie die Impedanz des Verstärkers bei Blickrichtung von der Übertragungsleitung steuert.

   18. Verstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Induktionsspulen induktiv in Serie mit der Übertragungsleitung gekoppelt ist, daß eine Zweipolimpedanzeinrichtung an die andere Induktionsspule gekoppelt ist, wobei die induktive Kopplung zwischen der Leitung und der erstgenannten Induktionsspule über den Sollfrequenzbereich in ihrer Impedanz durch die Rückspeisungswege bei Blickrichtung zur Leitung negativ gemacht wird, und wobei die mit der Frequenz und der Impedanz der Zweipolvorrichtung zunehmende Leitungsdämpfung so bemessen ist, daß sie sich mit der Frequenz in der Weise ändert, daß die Summe der negativen Impedanz und der ihr gegenüberliegenden Leitungsimpedanz mit der Frequenz genügend abfällt, um eine wesentliche Vergleichmäßigung bei der Dämpfung der Übertragungsleitung zu bewirken. 19. Verstärker nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Induktionsspule eine Wicklung eines ersten Transformators bildet, dessen andere Wicklung an ein Paar Klemmen angeschlossen ist.

   20. Verstärker nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktionsspule induktiv unter Bildung eines zweiten Transformators an eine Wicklung gekoppelt ist, wobei der erste Transformator so bemessen ist, daß er auf dem vorbestimmten Frequenzbereich unerwünschte Wirkungen des zweiten Transformators auf die Impedanz des Verstärkers bei Blickrichtung von dem Klemmenpaar ausgleicht.

   21. Verstärker nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktionsspule an eine mit einem zweiten Klemmenpaar verbundene Wicklung induktiv gekoppelt ist und daß eine an eins der Klemmenpaare angeschlossene Impedanz so bemessen ist, daß sie die Impedanz des Verstärkers bei Blickrichtung von dem anderen Klemmenpaar steuert.

   22. Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Anodenkreisendimpedanz in Serie mit dem Gegenkopplungsnetzwerk in dem Kathoden-Anoden-Kreis liegt und daß das Netzwerk für die Erzeugung von Rückkopplung einen Rückkopplungsweg einschließt, dessen Eingangsspannung von der Anodenkreisendimpedanz abhängt und abgeleitet ist, wobei der Rückkopplungsweg Serienkapazitäts- und Parallelwiderstandsimpedanzelemente enthält zur Dämpfung der unterhalb des Sollfrequenzbereiches liegenden Frequenzen und Serienwiderstands- und Parallelkapazitätsimpedanzelemente für die Dämpfung der Frequenzen, welche oberhalb des Sollbereiches liegen.

   23. Verstärker nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Anodenkreisendimpedanz so bemessen ist, daß sie zwecks Verringerung der Rückkopplung oberhalb des Sollbereiches bei Frequenzen oberhalb dieses Bereiches kleiner wird.

   24. Verstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch seinen Anschluß in einer belastungsfreien Fernsprechleitung, wobei die Anodenkreisendimpedanz ein Netzwerk für wenigstens teilweise Vergleichmäßigung der Dämpfung der Fernsprechleitung auf dem Sollfrequenzbereich enthält und dieses Netzwerk einen in Serie mit einem Zweigkreis liegenden Widerstand aufweist, wobei in einem Zweig eine Kapazität und in dem anderen Zweig ein Widerstand angeordnet sind.

   25. Verstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch seinen Anschluß an eine induktiv belastete Übertragungsleitung, wobei die Anodenkreisendimpedanz so eingerichtet ist, daß ihre Impedanz-Frequenz-Kennlinie derjenigen der induktiv belasteten Leitung ähnlich ist.

   26. Verstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch seinen Serienanschluß zwischen zwei Abschnitten einer induktiv belasteten Übertragungsleitung, wobei der Wert der negativen Impedanz des Verstärkers auf dem Sollfrequenzbereich der Leitung gleich ist dem negativen Wert des Wellenwiderstandes der induktiv belasteten Leitung mal einem Faktor, welcher im wesentlichen eine reale Zahl innerhalb des Sollfrequenzbereiches ist, und welcher Wert bei allen Frequenzen von Null bis unendlich kleiner ist als die Gesamtleitungsimpedanz, welcher der Verstärker gegenüberliegt.

   27. Verstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch seinen Reihenanschluß zwischen einem Abschnitt einer nicht belasteten Übertragungsleitung und einem Abschnitt einer induktiv belasteten Übertragungsleitung, wobei der Wert der negativen Impedanz des Verstärkers auf dem Sollfrequenzbereich der Übertragungsleitungsabschnitte gleich ist der Summe von zwei komponenten, negativen Impedanzen, von denen eine dem negativen Wert des Wellenwiderstandes des induktiv belasteten Leitungsabschnitts mal einem Faktor, welcher im wesentlichen eine reale Zahl innerhalb des Sollfrequenzbereiches darstellt, ist und bei allen Frequenzen von Null bis unendlich kleiner ist als die Minimalimpedanz des belasteten Leitungsabschnitts, während die andere komponente, negative Impedanz bei Darstellung in der Wider-

   stands-Reaktanz-Ebene außerhalb des Kreises liegt, der mit Z₀ Hyperbeltangens (γ I + χ) geschlagen wird, wobei Z die Länge des nicht belasteten Leitungsabschnitts, Z₀ den Wellenwiderstand der Leitung, γ die Fortpflanzungskonstante der Leitung und χ = tanh"¹ des Verhältnisses der Klemmenimpedanz Z_t zum Wellenwiderstand der Leitung Z₀ bedeuten.

   Angezogene Druckschriften: Schweizerische Patentschrift Nr. 235 160; deutsche Patentschrift Nr. 725 468.

   Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

   © 5518 11.52