DE2641336C3

DE2641336C3 - Transistorverstärker mit hohem Innenwiderstand

Info

Publication number: DE2641336C3
Application number: DE19762641336
Authority: DE
Inventors: Bernhard Dipl.-Ing. 7900 Ulm Rall
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1976-09-14
Filing date: 1976-09-14
Publication date: 1981-08-13
Also published as: NL7709650A; DE2641336B2; DE2641336A1; CH619085A5; FR2364565A1; GB1589442A; IT1087817B

Description

Die Erfindung betrifft einen Transistorverstärker mit hohem Innenwiderstand, der eine vom Ausgang über einen Umkehrverstärker mit definierter Verstärkung abgeleitete Mitkopplung aufweist.

Zur Signalverstärkung werden vorwiegend mit Transistoren bestückte Verstärker eingesetzt. In vielen Anwendungsfällen ist der Lastwiderstand wesentlich kleiner als der Innenwiderstand des Transistorverstärkers, so daß Änderungen des Innenwiderstandes des Verstärkers ohne Einfluß auf den Betrieb der ange

schlossenen Verbraucher bleiben.

Es sind jedoch auch einige Anwendungsfälle bekannt, wo der Innenwiderstand der Verstärkerschaltung sich nachteilig auswirkt, insbesondere, wenn er zeitlich nicht konstant ist So werden beispielsweise in Fernmeldeanlagen Tonfrequenzsignale mit Spannungen in der Größenordnung einiger Volt übertragen, denen bisweilen ein Gleichstrom von 50 mA und mehr überlagert ist Werden diese Signale von Transistoren verstärkt, so sind, wenn keine besonderen Maßnahmen getroffen werden, ihre Eingangs- und Ausgangswiderstände relativ niedrig gegenüber den in der Fernmeldetechnik üblichen Anpassungswiderständen, die in der Größenordnung von 600 bis 900 Ω liegen. Die Ursache hierfür ist, daß sowohl der zwischen Basis und Emitter meßbare Eingangswiderstand als auch der zwischen Kollektor und Emitter meßbare Ausgangswiderstand eines Transistors umgekehrt proportional zu seinem Emitterstrom sind.

Ein in die Emitterzuleitung eines Transistors geschalteter, als Stromgegenkopplung wirkender Emitterwiderstand erhöht zwar den Eingangswiderstand des Transistors, hat jedoch auf den Ausgangswiderstand nur einen unwesentlichen Einfluß. Ursache für den niedrigen Ausgangswiderstand ist die innere Rückwirkung zwischen Kollektor und Basis des Transistors.

Wie beispielsweise dem Aufsatz aus der NTZ Jg. 17, H. 1, Januar 1964, Seite 1 bis 6, insbesondere Seite 3, linke Spalte zu entnehmen ist, läßt sich der Ausgangswiderstand eines Verstärkers auch durch eine positive Rückkopplung (Mitkopplung) auf jeden gewünschten Wert durch geeignete Wahl des Rückkopplungsgrades und der Spannungsverstärkung erhöhen. In der HF-Technik wählt man aus Stabilitätsgründen diese Mitkopplung nur so hoch, daß der innere Rückwirkungswiderstand zwischen Kollektor und Basis des betreffenden Transistors neutralisiert wird. Zur Neutralisation wird hierzu vom im Kollektorkreis des Transistors liegenden Ausgangsübertrager (Hochfrequenzkreis, Bandfilter) eine gegenüber der Kollektorspannung gegenphasige Rückkopplungsspannung über eine meist komplexe Impedanz an die Basis des betreffenden Transistors rückgeführt. Der bei Hochfrequenzschaltungen erforderliche Transformator ist relativ klein und unaufwendig und ohnehin erforderlich, so daß diese Neutralisation ohne wesentlichen zusätzlichen Aufwand erfolgen kann. Diese bekannte Neutralisation ist aber nur in einem engen Frequenzbereich wirksam und hat die Aufgabe, den Eingangskreis einer HF-Tran-

so sistorstufe vom Ausgangskreis zu entkoppeln.

Im NF-Gebiet ist die Neutralisation wesentlich schwieriger durchführbar, da ein Transformator relativ groß und vor allem nicht integrierbar ist. Auch die Verwendung üblicher Umkehrverstärker ist mit Schwierigkeiten verbunden, da diese wegen der Gleichspannungsunterschiede zwischen Kollektor und Basis über relativ große und daher nicht integrierbare Kondensatoren angeschlossen werden müssen. Außerdem soll die Schaltung im gesamten NF-Bereich wirksam und stabil bleiben, d. h., daß sie infolge der Mitkopplung nicht zu Eigenschwingungen des Verstärkers führen darf.

Beispielsweise ist aus der US-PS 30 15 071 ein Umkehrverstärker zur Erzeugung einer positiven Rückkopplung bekannt, um den Einfluß von Transistorparametern, insbesondere der Stromverstärkung bei höheren Frequenzen auf den Verstärkungsgrad des Verstärkers zu beseitigen. Diese mit einer Verstärkerröhre bestückte Schallung erfordert jedoch eine

separate Gleichspannung und zur Trennung der unterschiedlichen Gleichspannungen einen Kondensator. Selbst bei Ersatz der Röhre durch einen Transistor ist diese Schaltung aus den genannten Gründen zur Erhöhung des Ausgangswiderstandes eines Transistorverstärkers nicht ohne weiteres verwendbar, insbesondere, wenn die Schaltung in integrierter Technik ausgeführt werden soll.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen einfachen Transistorverstärker für niederfrequente Signalspannungen mit möglichst hohem Innenwiderstand anzugeben, der auch ohne großen Aufwand in integrierter Technik realisierbar ist und im gesamten NF-Bereich stabil arbeiten soll.

Die Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannte Erfindung gelöst

Durch die erfindungsgemäße Lösung ist es nunmehr möglich, Transistorverstärker mit hohem Innenwiderstand zu bauen, deren Innenwiderstand mindestens im gesamten Niederfrequenz-Bereich bis zu den tiefsten Frequenzen auch bei größeren Kollektorstromänderungen nahezu konstant bleibt. Die lediglich aus einem Stromspiegel und einem ohmschen Widerstand bestehende Schaltung ist einfach zu realisieren und erfordert weder Koppelkondensatoren noch eine zusätzliche Betriebsspannung.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Als Umkehrverstärker ist eine über einen Rückführwiderstand am Ausgang des Verstärkers angeschlossene an sich bekannte Stromspiegelschaltung bezüglich Phasengang und Integration besonders günstig.

Eine verhältnismäßig unaufwendige Stromspiegelschaltung enthält einen ersten und zweiten Transistor. Die Basis und der Kollektor des ersten Transistors sind zum einem mit dem Rückführwiderstand und zum anderen mit der Basis des zweiten Transistors verbunden. Der Kollektor des zweiten Transistors ist mit einem gegenüber der Ausgangswechselspannung des Transistorverstärkers entgegengesetzten Phasenlage aufweisenden, auf niedrigerem Wechselspannungspotential liegenden Anschluß des Transistorverstärkers verbunden und die Emitter der ersten und zweiten Transistoren liegen jeweils direkt oder über einen Widerstand auf dem für den auf niedrigerem Wechselspannungspotential liegenden Anschluß geltenden Bezugspotential.

Da der Innenwiderstand eines Transistorverstärkers Exemplarstreuungen unterworfen ist, der Transistorverstärker auch für unterschiedliche Anwendungen vorgesehen sein kann, ist es vorteilhaft, den Rückführwiderstand abgleichbar auszubilden. Dadurch läßt sich der Rückwirkungswiderstand zwischen Kollektor und Basis im Innern des Transistors nicht nur exakt kompensieren, sondern auch, wenn es zweckmäßig erscheint, überkompensieren.

In manchen Transistorverstärkern wird es zweckmäßig sein, den Rückführwiderstand fest und damit nicht abgleichbar in den Verstärker einzubauen. Das kann z. B. in integrierten Schaltungen der Fall sein. Dann ist aber damit zu rechnen, daß der Innenwiderstand des Transistorverstärkers u. U. negative Werte aufweist. In dieser Ausgestaltung des Verstärkers ist es vorteilhaft, den gewünschten Innenwiderstand durch eine vom Ausgang des Transistorverstärkers abgeleitete abgleichbare Gegenkopplung durchzuführen.

Die Einstellung des gewünschten Innenwiderstandes kann aber auch mit Vorteil durch die Verstärkung des Umkehrverstärkers durchgeführt werden. Diese Einstellung ist nicht nur durch mechanisch zu betätigende Einstellglieder möglich, sondern auch auf elektrischem Wege, beispielsweise mittels einer Einströmung in die Stromspiegelschaltung.

Die Stromspiegelschaltung verfügt über einen relativ zum üblichen Eingangswiderstand des Transistorverstärkers niedrigen Eingangswiderstand, so daß zu verstärkende Signale in die Stromspiegelschaltung eingespeist werden können. Dadurch ist eine höhere Verstärkung der eingespeisten Signale erzielbar. Außerdem ist dadurch eine Entkopplung verschiedener an die Stromspiegelschaltung angeschlossener Signalquellen erreichbar.

Durch den nahezu völlig kompensierbaren Innenwiderstand ist der Transistorverstärker mit konstanten Impedanzen belastbar, deren Wert nunmehr vom Innenwiderstand nicht mehr verfälscht wird. Dadurch ist der erfindun,'sgemäße Transistorverstärker als eingangsseitiger Abschluß eines hochwertigen Filters verwertbar, das beispielsweise als Resonanzkreis oder Bandfilter ausgebildet sein kann.

Von besonderem Vorteil ist auch die Verwendung des

erfindungsgemäßen Transistorverstärkers am Ende einer Fernmeldeleitung, wobei der Transistorverstärker teilnehmerseitig mit der erforderlichen Impedanz abgeschlossen und die Versorgungsspannung des Transistorverstärkers amtsseitig angeschlossen ist.

Fehlanpassungen der angeschlossenen Teilnehmergeräte sind dadurch vermeidbar.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und Figuren näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel des Transistor-Verstärkers mit einer Mitkopplung nach der Erfindung,

Fig. 2 Verlaui der Ausgangswechselspannung bei konstanter Eingangsspannung in Abhängigkeit vom Lastwiderstand,

F i g. 3 Ersatzschaltung des Transistorverstärkers nach Fig. 1,

F i g. 4 Ersatzschaltbild für den Ausgang des Transistorverstärkers nach F i g. 1 bzw. der Ersatzschaltung nach F i g. 3,

Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Transistorverstärkers mit Komplementärverbundtransistor und erfindungsgemäßer fvlitkopplung,

Fig. 6 Schaltbild einer steuerbaren Stromspiegelschaltung,

Fig. 7 Ersatzschaltbild für den Betrieb des Transistorverstärkers als eingangsseitiger Abschluß eines Filters,

F i g. 8 Ersatzschaltbild für den Betrieb des Transistorverstärkers am Ende einer Fernmeldeleitung.

In F i g. 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines Transistor-Verstärkers mit erfindungsgemäßer Mitkopplung zur Erzielung eines hohen Innenwiderstandes dargestellt.

Im Beispiel besteht der Transistorverstärker aus einer Darlingtonschaltung mit Darlingtontransistor 4, an dessen Kollektoranschluß 10 ein Lastwiderstand 1, an dessen Emitteranschluß 12 das eine Ende eines Emitterwiderstandes 5 und an dessen Basisanschluß 11 eine Signalquelle 7 mit Quellwiderstand 6 und Vorspannungsquelle 8 angeschlossen sind. Das andere Ende des Emitterwiderstandes 5 liegt, ebenso wie der andere Anschluß der Vorspannungsquell 8 auf Bezugspotenlial. Die das Bezugspotential führende Leitung und der Kollektoranschluß 10 sind mit den Ausgangsklemmen 10 und 50 des Transistorverstärkers

verbunden. Die Speisespannung wird dem auf Bezugspotential liegenden Anschluß 50 und dem anderen Ende des Lastwiderstandes 1 zugeführt.

Erfindungsgemäß ist eine vom Ausgang über einen Umkehrverstärker 21 mit definierter Verstärkung abgeleitete Mitkopplung vorgesehen, die die Wirkung einer im Innern des Transistorverstärkers liegenden, den Innenwiderstand des Transistorverstärkers herabsetzenden Rückwirkung im wesentlichen kompensiert.

Dieser Umkehrverstärker 21 ist in Fig. 1 ein über einen Rückführwiderstand 20 am Ausgang 10 des Verstärkers angeschlossene Stromspiegelschaltung, in der ein erster Transistor 22 und ein zweiter Transistor 23 vorgesehen ist. Die Basis und der Kollektor des ersten Transistors 22 ist zum einen mit dem Rückführwiderstand 20 und zum anderen mit der Basis des zweiten Transistors 23 verbunden. Der Kollektor des zweiten Transistors 23 ist mit einem, gegenüber der Ausgangswechselspannung des Transistorverstärkers entgegengesetzten Phasenlage aufweisenden, auf niedrigerem Wechselspannungspotential liegenden Anschluß 11 des Transistorverstärkers verbunden und die Emitter der ersten und zweiten Transistoren liegen jeweils direkt auf dem für den Anschluß 11 geltenden Bezugspotential.

Anschluß 11 ist in diesem Ausführungsbeispiel der Basisanschluß des Darlingtontransistors 4, der aus der bekannten Zusammenschaltung eines Lasttransistors 2 und eines Vortransistors 3 besteht.

Die Emitter der Transistoren 22 und 23 der Stromspiegelschaltung liegen in diesem Ausführungsbeispiel jeweils auf dem für den Anschluß 11 geltenden Bezugspotential. Wird diese Stromspiegelschaltung in ihrer Wirkung regelbar ausgebildet, so ist es zweckmäßig, die Emitter jeweils über einen Widerstand an das Bezugspotential anzuschließen. Ein diesbezügliches Ausführungsbeispiel wird weiter unten erläutert werden.

In Fig. 1 ist zwischen Ausgang 10 und dem Ausgang 50. der das Bezugspotential führt, ein Spannungsmesser 9 eingezeichnet, der die Ausgangsspannung U<* mißt.

Die Wirkung des Innenwiderstandes des Transistorverstärkers und eine Möglichkeit, seine Kompensation zu überprüfen, sei an F i g. 2 erläutert. Sie zeigt die Ausgangswechselspannung Hi in Abhängigkeit vom Lastwiderstand R₁ für eine konstante Eingangswechselspannung U₇.

Wird der Lastwiderstand /?i variiert, beispielsweise von einem ersten Wert Rw auf einen zweiten Wert R\2. so ändert sich ohne die erfindungsgemäße Mitkopplung (Rm = °°) die Spannung (Λ vom Wert £Λιο auf Uno (Kurve a in Fig. 2). Je größer der Lastwiderstand R, eingestellt wird, desto stärker beeinfiußi der Inneiiwiderstand die Ausgangswechselspannung.

Bei endlichem Wert des Rückführwiderslandes 20 (R20 Φ 0) wird der Innenwiderstand des Transistorverstärkers erhöht und ist bei geeigneter Einstellung des Rückführwiderstandes Ä20 gegenüber dem Lastwiderstand R\ vernachlässigbar und kann damit als kompensiert gelten. Die Ausgangsspannungsänderung ist dann bei Änderung des Lastwiderstandes R\ proportional zur Lastwiderstandsänderung (Kuve b in F i g. 2).

Wird der Wert des Rückführwiderstandes 20 weiter erniedrigt wird der Innenwiderstand negativ. Die Wirkung des Lastwiderstandes kann bei größeren Werten des Lastwiderstandes sogar aufgehoben werden, so daß der Transistorverstärker schwingt. Die Abhängigkeit der Ausgangsspannung Lk vom Wert des Lastwiderstandes zeigt für einen zu kleinen Wert des Rückführwiderstandes 20 die Kurve ein F i g. 2.

Die Ursache für den endlichen Ausgangswiderstand des Transistorverstärkers ohne erfindungsgemäße Mh-

■5 kopplung ist eine interne Gegenkopplung vom Kollektor auf die Emittersperrschicht des Ausgangstransistors, im Ausführungsbeispiel des Darlingtontransistors. Zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Maßnahmen genügt das einfache, in F i g. 3 dargestellte Ersatzschaltbild, in welchem der Darlingtontransistor 4 als eine Einheit aufgefaßt ist mit einem internen Kollektorrückwirkungswiderstand 14, einem internen Eingangswiderstand 15, einem internen Basiswiderstand 17 und einer internen Stromquelle 16, deren Strom durch die Spannung zwischen dem internen Basisanschluß 13 und dem Emitteranschluß 12 gesteuert wird. Die internen Widerstände 14 und 15 hängen nahezu in gleicher Weise vom Emitterstrom ab und bilden dadurch einen Spannungsteiler mit festem Teilerverhältnis

k= RxJ(Ru +Rh).

Am internen Basisanschluß 13 stellt sich bei Vernachlässigung des Basisstromes eine Spannung

Ux,= U₁ + kU*

ein. Da die Ausgangsspannung Lk gegenüber der Spannung Lh der Eingangsspannungsquelle um 180' phasenverschoben ist. bedeutet k>Q eine Gegenkopplung, die u. U. einen unerwünschten niedrigen Innenwiderstand des Transistorverstärkers bewirkt. Die Erfindung besteht nun darin, die Wirkung dieses k und damit der Gegenkopplung aufzuheben.

Für den Ausgang des Transistorverstärkers genügt die Betrachtung des weiter vereinfachten in Fig.4

Vi dargestellten Ersatzschaltbildes des Transistorverstärker, das lediglich aus der Einströmung /n, der Ersatzstromquelle 16 (aus F i g. 3), dem Innenwiderstand 18 des Transistorverstärkers und den parallel zu ihm liegenden Lastwiderstand 1 besteht. Parallel zur Stromquelle /i_b. zum Innenwiderstand 18 und zum Lastwiderstand 1 liegt der Spannungsmesser 9. Der Zusammenhang zwischen den Kurven a bis rder F i g. 2 und diesem vereinfachten Ersatzschaltbild der F i g. 4 ist ohne weitere Erläuterung ersichtlich. Für k = Q ist der Wert des Innenwiderstandes 18 sehr viel größer als der des Lastwiderstandes 1. so daß beim Verändern des Lastwiderstandwertes R\ die Ausgangsspannung Ui in F i g. 2 der Kurve b folgt.

Dieses Kriterium ist auch als Kontrollmethode für einen vernachlässigbar großen Innenwiderstand ausnutzbar. Allgemein ist der Wert des Innenwiderstandes /?i8 aus zwei gewählten Lastwiderständen An, R\7 und Zwei SiCn uäuci crgcucHucfi ÄuSguMgSwcCfiSciSpännüiigen t/qi und Un bestimmbar. Setzt man für

U₉₁

= P-

= F und q = p/F

so ist

Für R_w -* f. ist ρ = F (Kurve b in F i g. 2)
R₁₈ > 0 P > F (Kurve α in F ΐ g. 2)
•Rig < 0 ρ < F (Kurvet- in Fig. 2)

Um die Wirkung der Gegenkopplungsspannung kU$ auf die Stromquelle 16 aufzuheben, wird nun mittels einer Spannungsquelle 19 eine Zusatzspannung Uw in Fig.3 am Eingang eingeführt, welche die interne Gegenkopplungsspannung k ■ Ug aufhebt. Unter der Annahme, daß der Widerstandswert des Eingangswiderstandes 15 groß gegen den Innenwiderstand 6 der Spannungsquelle 7 ist, muß die Zusatzspannung U^ genau —kUg gewählt werden. Ihre Größe wird zweckmäßigerweise experimentell entsprechend F i g. 2 bestimmt, indem

C₉₂ Rn

z. B. mittels Rm in F i g. 1 eingestellt wird.

Wird bei einem Lastwiderstand R]] = 600 Ω die Ausgangsspannung ίΛι auf 1 V_etf eingestellt und nun der Lastwiderstand auf R]₂ = 900 Ω erhöht, so ergibt sich bei einer vollständigen Kompensation des Innenwiderstandes der Transistorschaltung die Ausgangsspannung Li₅₂= 1,5 V.

Die Zusatzspannung Un (Fig. 3) ist in Phase mit Ui. Sie stellt also eine Mitkopplung dar, die die Gegenkopplung genau aufhebt. Um sie von der Ausgangsspannung U<) abzuleiten, gibt es zahlreiche Schaltungsmöglichkeiten mit Umkehrverstärkern. Besonders vorteilhaft ist eine Transistorverstärkerschaltung nach Fig. 1, bei der der Umkehrverstärker eine aus zwei Transistoren bestehende Stromspiegelschaltung ist.

Über einen integrierten oder extern geschalteten Widerstand 20, dessen Widerslandswert nach der oben genannten Meßmethode ermittelt wurde, wird von der Ausgangsspannung Un ein Strom Ui₁IR₂O gewonnen, der in den als Diode geschalteten Transistor 22 fließt und an ihm eine Spannung U₂₂ erzeugt, die den Transistor 23 so steuert, daß der Kollektorstrom des Transistors 23 gleich dem Strom durch den Rückführwiderstand R₂₀ ist. Diese Bedingung ist immer dann erfüllt, wenn eine gleichartige Dimensionierung der Transistoren 22 und 23 vorliegt, sie also bei einer integrierten Schaltung unmittelbar benachbart sind und gleiche Flächen einnehmen.

Der Kollektorstrom des Transistors 23 erzeugt am Basisanschluß 11 des Darlingtontransistors eine Wechselspannung, die die vom internen Widerstand 14 bewirkte Gegenkopplungsspannung k ■ Ut am internen Basisanschluß 13 (F i g. 3) genau aufhebt. Der gewünschte Arbeitspunkt des Transistorverstärkers kann durch Änderung der Vorspannung U» der Gleichspannungsquelle 8 ausgeglichen werden.

Durch die erfindungsgemäße Mitkopplung wird der Klirrfaktor des verstärkten Signals nicht verändert, wenn der Verstärker über den Widerstand 5 (Fig. 1) ausreichend gegengekoppelt ist.

Um Exemplarstreuungen des Innenwiderstandes der Transistorverstärker ausgleichen zu können oder einen gewünschten hohen Innenwiderstand einstellen zu können, ist es zweckmäßig, den Rückführwiderstand 20 abgleichbar auszubilden. Ist dies jedoch nicht möglich, weil beispielsweise der Rückführwiderstand fest in die Schaltung des Transistorverstärkers eingebaut ist oder der Transistorverstärker in integrierter Technik ausgeführt ist so kann in einfacher Weise die Einstellung des gewünschten Innenwiderstandes durch eine vom Ausgang des Transistorverstärkers abgeleitete abgleichbare Gegenkopplung durchgeführt werden. Diese Gegenkopplung vom Ausgang 10 zum Eingang 11 des Transistorverstärkers ist in Fig. 1 durch einen gestrichelt eingezeichneten Widerstand 40 angedeutet.

Im Ausführungsbeispiel wurden für die Transistoren 2, 3, 22 und 23 Transistoren des Transistorarrays CA 3096 der Firma RCA benutzt. Mit R₅= 12 Ω, K₆ = 1,6 kn und den Lastwiderständen Rn =600 Ω und /?|₂ = 9OO Ω wurde bei einem Lastwiderstandsstrom /=40 mA experimentell ein Rückführwiderstand von 190 kß ermittelt. Im Bereich von / = 25 bis 60 mA ergaben sich für die Parallelschaltung von R₂Q = 190 kü mit dem erhöhten Innenwiderstand /?m stets Werte über 15 ki2. Ein Lastwiderstand R\ von 600 Ω wird folglich durch den verbleibenden Innenwiderstand trotz der großen Emitterstromänderung nur um maximal ± 4% verfälscht. Ohne die erfindungsgemäße Mitkopplung würde durch den dann wesentlich niedrigeren Innenwiderstand der Lastwiderstand von 600 Ü um mehr als 25% verfälscht werden.

Die Verstärkerschaltung erlaubt folglich auch bei hohen Strömen den Betrieb mit hohen oder veränderlichen Lastwiderständen ohne Verstärkungseinbuße wie das Beispiel und F i g. 2 Kurve b im Vergleich zu Kurve a zeigen.
In besonderen Fällen kann es vorteilhaft sein, die Mitkopplung auch stärker einzustellen, so daß sich ein Kurvenverlauf c nach Fig. 2 ergibt. Der Innenwiderstand /?i8 wird negativ bis im Grenzfall -Rw = Ru Selbsterregung eintritt. Die Schaltung kann somit zur Entdämpfung bzw. zur Schwingungserzeugung benutzt werden.

Wenn es auf einen bestimmten Verstärkerinnenwiderstand nicht ankommt, kann beispielsweise mittels eines veränderbaren Widerstandes R₂o eine gewünschte Verstärkung innerhalb bestimmter Grenzen eingestellt werden. Die Grenzen der Verstärkereinstellung sind aus der Verschiebung der Kurve c für einen konstanten Lastwiderstand R\ aus F i g. 2 entnehmbar.

Im Ersatzschaltbild der Fig.3 sind nur Widerstände eingezeichnet. Bei höheren Frequenzen spielen aber die Kapazitäten der Sperrschichten und Ladungstransporte in der Basis der Transistoren eine ausschlaggebende Rolle. Bis zu einem gewissen Grade lassen sich diese Einflüsse durch eine komplexe Schaltung anstelle des Widerstandes 20 mit ausgleichen. Allerdings wird man einen Transistorverstärker mit hohem Innenwiderstand vorzugsweise bei niedrigen Frequenzen verwenden.

Die in der Schaltung nach Fig. 1 verwendete Stromspiegelschaltung ist, wenn die Pegelverhältnisse es erfordern, mit Vorteil auch für PNP-Transistoren abwandelbar. Wegen der schlechten Integrierbarkeit von PNP-Transistoren ist es jedoch zweckmäßig, den Leistungstransistor 2 in Fig. 1 als NPN-Transistor auszubilden, so daß statt des Dariingtomransistors der Fig. 1 ein Komplementärverbundtransistor gemäß F i g. 5 entsteht. Dieser Komplementärverbundtransistor der F i g. 5 ist dem Darlingtontransistor der F i g. 1 äquivalent.

In F i g. 5 sind äquivalente Bauelemente aus F i g. 1 mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 versehen und

bo durch ein zusätzliches a ergänzt Die Wirkungsweise der Schaltung entspricht der in F i g. 1 dargestellten. Auch hier ist durch einen Widerstand 20a in Verbindung mit der Stromspiegelschaltung der Innenwiderstand des Transistorenverstärkers in gewünschter Weise kompensierbar.

Anstelle des Darlingtontransistors kann, wenn die Verstärkung ausreicht, auch ein einzelner Transistor verwendet werden. Auch ist die Schaltungsanordnung

nicht nur als Vierpol sondern auch als Zweipol wirkender Verstärker einsetzbar. Sie kann bei dieser Anwendung als negativer Querleitwert zur Speisung und Entdämpfung einer Fernmeldeleitung eingesetzt werden, ebenso wie zur Schwingungserzeugung.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit, den Innenwiderstand auf einen gewünschten hohen Wert zu bringen, besteht darin, die Verstärkung des Umkehrverstärkers einstellbar auszuführen. Dies kann beispielsweise gemäß Fig.6 dadurch erfolgen, daß der Arbeitspunkt der Stromspiegelschaltung in an sich bekannter Weise verschoben wjrd. Die Emitter der ersten und zweiten Transistoren 22 und 23 sind zu diesem Zweck jeweils über einen Widerstand 25 bzw. 27 mit dem für den Anschluß 11 geltenden Bezugspotential verbunden.

Durch eine Einströmung einer Gleichstromquelle 26 auf den Emitterwiderstand 25 des ersten Transistors 22 wird die den Verstärkerinnenwiderstand erhöhende Mitkopplung größer und durch eine Einströmung einer Gleichstromquelle 28 auf den Emitterwiderstand 27 des zweiten Transistors 23 wird die Mitkopplung reduziert.

Wird beispielsweise die Einströmung 26 aus einem an den Ausgang des Transistorverstärkers angeschlossenen Schwellwertverstärker als Gleichstrom abgeleitet, so läßt sich die in F i g. 6 dargestellte regelbare Stromspiegelschaltung zur Stabilisierung der Schwingungsamplituden eines stark rückgekoppelten Transistorverstärkers verwenden, dessen Innenwiderstand beispielsweise mittels Λ20 bis auf negative Werte eingestellt wurde, so daß der Verstärker als Oszillator arbeitet.

Im Falle eines Verstärkers, dessen Innenwiderstand einen definierten reellen oder komplexen Wert haben soll, ist es vorteilhaft, mittels den bereits erläuterten Maßnahmen den Innenwiderstand auf einen möglichst unendlich hohen Wert einzustellen und eine Abschlußimpedanz 24 parallel zum Ausgang des Transistorverstärkers zu schalten, wie es beispielsweise in Fig. 1 gestrichelt dargestellt ist. Dadurch reduziert sich zwar der Emitterstrom z. B. des Lasttransistors 2 in F i g. 1, so daß es u. U. erforderlich ist, die Mitkopplung für den geänderten Emitterstrom durchzuführen.

Durch den kompensierten Innenwiderstand ist der Transistorverstärker vorteilhaft als Treiber für Filterschaltungen verwendbar, wie es F i g. 7 schematisch zeigt. Stromquelle 16 ist dort die Ersatzstromquelle aus F i g. 4. Der ihr parallel liegende Widerstand 101 besteht aus dem Lastwiderstand 1 oder der Parallelschaltung aus dem Lastwiderstand 1 und einer zusätzlichen Impedanz 24. Der Verstärker wird hier als eingangsseitiger Abschluß des Filters 29 verwendet, dessen ausgangsseitiger Abschluß durch die Impedanz 30 gebildet wird.

Im Falle der Verwendung des Verstärkers am Ende einer Fernn eldeleitung kann der Verstärker mit der erfindungsgemäßen Gegenkopplung teilnehmerseitig, wie in Fig. 8 dargestellt, mit einer vorgegebenen Impedanz 24 abgeschlossen, angeschlossen werden. Da auch in diesem Fall der Innenwiderstand vollständig kompensiert ist, wurde vom Transistorverstärker lediglich die Ersatzstromquelle 16 als Ersatzschaltung dargestellt.

Die Speisung des Verstärkers erfolgt über die Amtsleitung 31. Die Versorgungsspannung 32 des Transistorverstärkers ist über einen Übertrager 33 amtsseitig angeschlossen, wobei zur amtsseitigen Anpassung die Impedanz 34 vorgesehen ist.

Durch die Verwendung des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers am Ende von Fernmeldeleitungen lassen sich die Übertragungseigenschaften dieser Leitungen wesentlich verbessern, da die Leitungen nunmehr mit einer gewünschten Impedanz 24 nahezu reflexionsfrei abschließbar sind.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Transistorverstärker mit hohem Innenwiderstand, der eine vom Ausgang über einen Umkehrverstärker mit definierter Verstärkung abgeleitete Mitkopplung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Umkehrverstärker (21) eine über einen Rückführwiderstand (20) am Ausgang des Verstärkers (4) angeschlossene Stromspiegelschaltung mit zwei Transistoren (22, 23) ist, wobei die Basis und der Kollektor des ersten Transistors (22) mit dem Rückführwiderstand (20) und mit der Basis des zweiten Transistors (23) verbunden sind, der Kollektor des zweiten Transistors (23) mit einem gegenüber der Ausgangswechselspannung des Transistors des Transistorverstärkers (4) entgegengesetzte Phasenlage aufweisenden, auf niedrigerem Wechselspannungspotential liegenden Anschluß (11) des Transistorverstärkers (4) verbunden ist und die Emitter der beiden Transistoren (22, 23) jeweils direkt oder über einen Widerstand auf dem für den Anschluß (11) geltenden Bezugspotential liegen, und wobei die Mitkopplung so gewählt ist, daß sie die Wirkung einer im Inneren des Transistorverstärkers (4) liegenden, den Innenwiderstand des Transistorverstärkers herabsetzende Rückwirkung im wesentlichen kompensiert.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführwiderstand (20) abgleichbar ausgebildet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführwiderstand (20) fest eingebaut ist und die Einstellung des Innenwiderstandes durch eine vom Ausgang des Transistorverstärkers abgeleitete abgleichbare Gegenkopplung durchführbar ist.

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung des Umkehrverstärkers einstellbar ist.

5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu verstärkende Signale in die Stromspiegelschaltung eingespeist sind.

6. Verstärker nach einem der vorangegangenen Ansprüche, gekennzeichnet durch seine Verwendung als eingangsseitiger Abschlußwiderstand eines Filters.

7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch seine Verwendung am Ende einer Fernmeldeleitung, wobei der Transistorverstärker teilnehmerseitig mit der erforderlichen Impedanz abgeschlossen und die Versorgungsspannung des Transistorverstärkers amtsseitig angeschlossen ist.