DE826148C - Transistorverstaerker fuer elektrische Schwingungen - Google Patents

Transistorverstaerker fuer elektrische Schwingungen

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DE826148C
DE826148C DEP49051A DEP0049051A DE826148C DE 826148 C DE826148 C DE 826148C DE P49051 A DEP49051 A DE P49051A DE P0049051 A DEP0049051 A DE P0049051A DE 826148 C DE826148 C DE 826148C
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DEP49051A
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Harold Lamont Barney
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Western Electric Co Inc
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Description

Die Erfindung bezieht sich auf Signalübertragungsnetzwerke, welche Halbleiterverstärker als aktive Elemente verwenden.
Das Hauptziel der Erfindung besteht darin, die Impedanz eines solchen Netzwerks, wie sie an seinen Eingangsklemmen oder an seinen Ausgangsklemmen erkennbar ist, auf einen gewünschten Wert einzustellen.
Besondere Ziele der Erfindung sind: Anpassung der ίο Eingangsimpedanz eines solchen Netzwerks an diejenige einer speziellen Quelle; Anpassung der Ausgangsimpedanz eines solchen Netzwerks an diejenige einer speziellen Belastung; Einstellung der Eingangsimpedanz eines solchen Netzwerks auf im wesentlichen unendlich; Einstellung der Eingangs- oder Ausgangsimpedanz eines solchen Netzwerks auf im wesentlichen null; Einstellung der Eingangs- und Ausgangsimpedanz eines solchen Netzwerks auf im wesentlichen gleiche Größe.
Damit zusammenhängende Ziele sind: Verminde- ao rung oder Ausschaltung von Zwischenstufenkopplungsvorrichtungen bei mehrstufigen Übertragungseinrichtungen, wobei jede Stufe ein Halbleiterverstärkernetzwerk enthält; Anpassung der Impedanz einer solchen Einrichtung als Ganzes an diejenige einer »5 speziellen Quelle und Anpassung der Ausgangsimpedanz der Einrichtung an diejenige einer speziellen Belastung.
Die Erfindung geht von einer Verstärkereinheit neuer Konstruktion aus, die einen kleinen Block aus Halbleitermaterial, ζ. B. aus N-Typ-Germanium, enthält, welchem drei Elektroden zugeordnet sind. Eine der Elektroden, die als Basiselektrode bekannt ist, bildet mit einer Fläche des Blocks einen Kontakt
geringen Widerstands; sie kann aus einem metallischen Filmbelag bestehen. Die anderen Elektroden, die als Steuer- bzw. Abnahmeelektrode bezeichnet werden, bilden mit dem Block vorzugsweise Gleichrichterkontakte; sie können in Wirklichkeit als Spitzenkontakte ausgebildet sein. Die Steuerelektrode hat eine solche Vorspannung, daß sie in der Vorwärtsrichtung leitet, und die Abnahmeelektrode ist so vorgespannt, daß sie in der umgekehrten Richtung leitet, ίο Vorwärts und umgekehrt sind hier in dem Sinne gebraucht, wie man es in der Gleichrichtertechnik versteht. Wenn eine Signalquelle zwischen der Steuer- und der Basiselektrode angeschlossen ist, und eine Belastung in dem Abnahmekreis eingeschaltet wird, so ist festzustellen, daß eine verstärkte Kopie der Spannung der Signalquelle an der Belastung auftritt. Die vorerwähnte Anmeldung enthält ins einzelne gehende Erläuterungen hinsichtliqh der Fertigung der Vorrichtung.
Die Vorrichtung kann mannigfache Formen aufweisen, die sämtlich Eigenschaften aufweisen, welche im allgemeinen ähnlich sind, obwohl sie hinsichtlich bedeutsamer sekundärer Gesichtspunkte voneinander abweichen. Für die Einrichtung in all ihren Ausführungsformen ist der Name Transistor gewählt worden, der in der vorliegenden Beschreibung beibehalten ist.
Aus Leistungskurven von Transistoren ist ersichtlich, daß Signalstromzunahmen, die in dem Kreis der Abnahmeelektrode fließen, und zwar im Gefolge der Signalstromzunahmen, die in dem Kreis der Steuerelektroden auftreten, die letzteren in der Größe überragen. Diese Besonderheit der Transistoren hat sich als die allgemeine Regel erwiesen und zeigt sich bei fast allen gefertigten Transistoren. Sie ist im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung, wie auch in anderer Hinsicht, von solcher Bedeutung, daß das Verhältnis dieser Zunahmen mit α bezeichnet wird. In einer Hinsicht, obwohl nicht ausschließlich, hat die vorliegende Erfindung mit Transistoren zu tun, bei welchen α > 1 ist, und gründet sich auf die Entdeckung, daß mit einem Netzwerk, welches eine solche Vorrichtung als aktives Element enthält, die Impedanz, von den Eingangs- oder Ausgangsklemmen aus gesehen, durch geeignete Bemessung einer der Netzwerkparameter mit Bezug auf die Transistorparameter so eingestellt werden kann, daß sie Werte annimmt, die über einen viel größeren Bereich variieren als es mit den am nächsten kommenden, analogen Vakuumröhrennetzwerken möglich ist. Es wird nachstehend, in der folgenden näheren Beschreibung der Erfindung auseinandergesetzt werden, wie es kommt, daß der Wert eines in dem einen Kreis eingeschlossenen Widerstands die Impedanz des anderen Kreises verändert.
Die Erfindung wird vollständig aus der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung bestimmter bevorzugter Ausführungsformen erkennbar, und zwar in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt Fig. ι ein schematisches Schaubild eines Transistors, Fig. 2 eine symbolische Darstellung eines Transistors, wie sie in der vorliegenden Beschreibung ver- j wendet ist, j
Fig. 3 ein schematisches Kreisschaubild eines Transistorverstärkernetzwerks in der Ausführung mit geerdeter Basiselektrode,
Fig. 4 das Ersatzschaltbild eines Transistors, Fig. 5 das Ersatzschaltbild des Transistornetzwerks nach Fig. 3/
Fig. 6 eine Gruppe von Kurvendarstellungen, welche die Transistorparameterwerte als Funktionen des Steuervorspannungsstroms zeigen,
Fig. 7, 9 und 11 Schaubilder, die die Veränderung der Eingangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 3 in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand für drei repräsentative Typen der Transistorcharakteristik veranschaulichen,
Fig. 8, 10 und 12 Schaubilder, welche die Veränderung der Ausgangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 3 in Abhängigkeit vom Quellenwiderstand unter den gleichen Bedingungen veranschaulichen,
Fig. 13 ein schematisches Kreisschaubild eines Transistorverstärkernetzwerks in der Ausführung mit geerdeter Steuerelektrode,
Fig. 14 das Ersatzschaltbild der Fig. 13,
Fig. 15, 17 und 19 Schaubilder, welche die Änderung der Eingangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 13 in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand für drei repräsentative Typen mit Transistorcharakteristik veranschaulichen, go
Fig. 16, 18 und 20 Schaubilder, welche die Veränderungen der Ausgangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 13 in Abhängigkeit vom Quellenwiderstand unter den gleichen Bedingungen veranschaulichen,
Fig. 21 ein schematisches Kreisschaubild eines Transistorverstärkernetzwerks in der Ausführung mit geerdeter Abnahmeelektrode,
Fig. 22 das Ersatzschaltbild der Fig. 21, Fig. 23, 25 und 27 Schaubilder, welche die Änderung der Eingangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 21 in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand für drei repräsentative Typen mit Transistorcharakteristik veranschaulichen,
Fig. 24, 26 und 28 Schaubilder, welche die Änderung der, Ausgangsimpedanz des Netzwerks nach Fig. 21 in Abhängigkeit vom Quellenwiderstand unter den gleichen Bedingungen veranschaulichen,
Fig. 29 ein schematisches Kreisschaubild, welches eine Umgestaltung des Transistorverstärkernetzwerks nach Fig. 21 wiedergibt,
Fig. 30 das Ersatzschaltbild des Netzwerks nach Fig. 29,
Fig. 31, 33 und 35 schematische Schaubilder, welche weitere Änderungen des Transistorverstärkernetzwerks nach Fig. 21 wiedergeben,
Fig. 32, 34 und 36 die Ersatzschaltbilder der Netzwerke nach Fig. 31, 33 bzw. 35,
Fig. 37 ein schematisches Kreisschaubild eines Verstärkers, welcher eine Mehrzahl ähnlicher Transistorverstärkerstufen in Reihenanordnung mit getrennten Spannungsquellen enthält,
Fig. 38 ein schematisches Schaubild, welches einen zweistufigen Verstärker mit ungleichen Stufen und gemeinsamer Betriebsspannungsquelle wiedergibt,
Fig. 39, 40 und 41 schematische Kreisschaubilder von geänderten Ausführungen des Verstärkers nach Fig. 38.
In Fig. ι ist eine schematische Darstellung eines Transistors veranschaulicht, der einen Block ι aus Halbleitermaterial enthält, einen metallischen Filmbelag 2 aufweist, der mit einer Fläche einen Kontakt geringen Widerstands bildet und eine Steuerelektrode 3 und eine Abnahmeelektrode 4 aufweist, die eng beieinander an der entgegengesetzten Fläche Kontakte bilden. Eine Basiselektrode 5 ist an dem Filmbelag 2 angeschlossen. Zur Vereinfachung der zeichnerischen Darstellung ist im weiteren eine symbolische Wiedergabe angewendet, die in Fig. 2 gezeigt ist. In dieser Figur ist die Steuerelektrode 3 durch eine Pfeilspitze kenntlich gemacht, welche für N-Typ-Material nach einwärts weist; die Abnahmeelektrode 4 steht nach der Darstellung mit der gleichen Fläche des Blocks wie die Steuerelektrode in Berührung, und die Basiselektrode 5 bildet an der gegenüberliegenden Fläche einen Kontakt. Die kurze, kräftige Linie 6 stellt den Block selbst dar.
Fig. 3 zeigt ein schematisches Kreisschaubild eines ■Transistorverstärkernetzwerks, wobei der Transistor selbst durch das Symbol gemäß Fig. 2 veranschaulicht ist. Eine Vorspannungsquelle 10 von etwa 40 Volt ist so angeschlossen, daß an der Abnahmeelektrode 4 ein negatives Potential besteht, während eine andere Quelle 11, die gewöhnlich nur einen Bruchteil von ι Volt aufweist, so angeordnet ist, daß an der Steuerelektrode 3 ein kleines, positives Potential besteht oder ein kleines negatives Potential an der Basiselektrode 5, je nach der Betrachtungsrichtung. Eine Belastung, die durch die gegebenenfalls veränderliche Impedanz Z2 dargestellt ist, liegt in dem Abnahmekreis. Eine Signalquelle 12 ist in den Eingangskreis eingeschaltet, d. h. zwischen der Steuerelektrode 3 und der Basiselektrode 5. Darüber hinaus ist eine äußere oder Quellenimpedanz Z1 in den Eingangskreis eingeschaltet. Diese Impedanz verringert augenscheinlich die an die Eingangsklemmen des Transistors angelegte Signalspannung für eine gegebene Quellenspannung, aber sie dient einem wichtigen Zweck, wie sich später klarer ergeben wird.
Wie jetzt wohl bekannt ist, enthält die an der Lastimpedanz Z2 auftretende Spannung eine Komponente, welche eine verstärkte Kopie der Quellenspannung darstellt. Darüber hinaus ist festzustellen, daß bei der großen Mehrzahl von Transistoren α so groß ist, daß die Signalfrequenzkomponente des Stroms im Abnahmekreis die Signalfrequenzkomponente des Stroms im Steuerkreis überwiegt, und zwar selbst dann, wenn die Netzwerklastimpedanz Z2 von wesentlicher Größe ist.
Der Abnahmesignalstrom ie, der einem gegebenen Steuersignalstrom ie entspricht, ist abhängig von der Abnahmespannung und der Kreisgestaltung. Daher kann α nicht genau spezifiert werden ohne gleichzeitige Spezifizierung dieser Grundlage. Eine genügend genaue Definition von α ist daher
α =
bei geerdetem Basisanschluß;
oder α ist gleich dem Verhältnis zwischen Abnahmesignalstrom und Steuersignalstrom, wenn die Basiselektrode 5 dem Eingangskreis und Ausgangskreis gemeinsam ist, und wenn die Abnahmespannung konstant gehalten wird. In einem Netzwerk von dieser Gestaltung, in welchem eine konstante Spannungsquelle die Betriebsvorspannung an die Abnahmeelektrode liefert, und in welchem Signalfrequenzströme im Abnahmekreis durch eine Lastimpedanz Z2 fließen und Signalfrequenzänderungen in der Abnahmekreisspannung hervorrufen, ist eine äquivalente Definition von α nämlich
-Mt)
(2)
für den Gebrauch einfacher.
Es ist bequem, die Wirkungsweise von Transistoren für kleine Signaleingänge mittels äquivalenter Kreise zu analysieren, von welchen außer den wesentlichen Elementen alles weggelassen ist. Es wurde gefunden, daß der äquivalente Kreis, der für den Zweck am besten geeignet ist, aus einem Y- oder Γ-Abschnitt von drei passiven Adern besteht, welche die Basisimpedanz, die Steuerkreisimpedanz bzw. die Abnahmekreisimpedanz und in Reihe mit der Abnahmeader einen fingierten Generator 13 darstellen, dessen elektromotorische Kraft dem Steuerstrom proportional ist. Somit besteht die Beziehung
e' = Zmi.
(3)
Ein solcher äquivalenter Kreis ist in Fig. 4 gezeigt. Diese Elemente des äquivalenten Kreises sind darin als Steuer-, Abnahme- und Basisimpedanzen angegeben, aber es ist zu beachten, daß eine wirkliche Impedanzmessung zwischen zwei Elektroden des Transistors nicht notwendigerweise die einfache Summe der in Frage stehenden zwei Impedanzen ergeben würde. Die Werte der Elemente des äquivalenten Kreises können auf Grund äußerer Impedanzmessungen wie folgt ermittelt werden:
Ze — Z11 Z12
Zb = Z
12
Darin bedeuten Z11 =' die Impedanz, welche zwischen der Steu'erelektrode und der Basis bei effektiv offenem Abnahmekreis gemessen ist; Z22 = die Impedanz, die zwischen der Abnahmeelektrode und der Basis bei effektiv offenem Steuerkreis gemessen ist; Z12 = das Verhältnis der Signalspannung, die zwischen der Steuerelektrode und der Basis auftritt, zu dem Signalstrom, der bei effektiv offenem Steuerkreis in dem Abnahmekreis fließt; Z21 = das Verhältnis der Signalspannung, die zwischen der Abnahmeelektrode und der Basis auftritt, zu dem Signalstrom, der bei effektiv offenem Abnahmekreis in dem St euer kreis fließt.
Die unterstellten Richtungen des Stromflusses und die Polarität der elektromotorischen Kraft des inneren Generators 13 entsprechen den Angaben in Fig. 4 für die obigen Messungen»
Fig. 5 zeigt einen äquivalenten Kreis, der dem Transistorverstärkernetzwerk gemäß Fig. 3 entspricht,
welches zu der Type mit geerdeter Basis gehört; das heißt: Die Basisimpedanz Z& ist beiden Gliedern gemeinsam, während die Steuerimpedanz Z„ und die Abnahmeimpedanz Zc zu einem der beiden Glieder gehören, welche in üblicher Weise durch die Gliedströme J1 und i2 gekennzeichnet sind. Prüfspannungsquellen ex und e2 sind für Analysezwecke in dem ersten und zweiten Glied eingeschaltet.
Wie bei Fig. 4, liegt in Reihe mit der Abnahmeimpedanz eine Quelle mit der elektromotorischen Kraft
e' = Zmie . (3)
Wie oben angegeben, wurde festgestellt, daß die fingierte elektromotorische Kraft e', welche den Transistor charakterisiert, im wesentlichen dem Steuerstrom ie proportional ist. Die Proportionalitätskonstante hat somit Impedanzdimensionen; sie wird gegenseitige Impedanz genannt und ist mit Zm bezeichnet.
Es ist von Interesse, die Beziehung festzustellen, die eingehalten werden muß, damit
> I.
Die Gliedgleichungen für Fig. 5 sind:
e, = (Z1+2. +Zi)I1- Zbi2, e2 + Zmix = — Zhix + (Z6 + Z
Z2)i2
(4)
Die obige Definition (2) von α erfordert, daß sie festgestellt wird, wenn die Ausgangsklemmen des Transistornetzwerks für Signalfrequenzströme kurzgeschlossen sind. Weiterhin kann für die vorliegenden Zwecke die Quelle so behandelt werden, als hätte sie keinen inneren Widerstand. Wenn somit von
Z2 = ο
e2 = ο
Z1 = O
(7)
ausgegangen und die Gleichungen (5) und (6) gleichzeitig für J1 und i2 aufgelöst werden, so ergibt sich
ti = e.
1, = e,
Zb+Ze Δ
Zt +Zn
worin Δ die Determinante der Koeffizienten von Gleichungen (5) und (6) bedeutet. Für Fig. 5 gilt aber
i, = t,
und daher
Zn Zc
Zb
10
Die Prüfung einer großen Zahl von Mustertransistoren hat gezeigt, daß die verschiedenen Impedanzen des äquivalenten Kreises, abgesehen von sehr hohen Frequenzen, im wesentlichen reine Widerstände sind und daß innerhalb dieses Widerstandsbereichs als repräsentative Werte gelten:
200 bis 800 Ohm Zh = 100 bis 600 Ohm Zc = 15000 bis 30000 Ohm Zm = 10000 bis 50000 Ohm.
Somit sind sowohl Zm als auch Z1. ζυλ Vielfaches von Zj, so daß nach Gleichung (10) in guter Annäherung die Beziehung besteht:
Zm
zV- (II)
α =
Obwohl die später entwickelten Ausdrücke für Eingangs- und Ausgangsimpedanzen allgemein sind, so werden die folgenden Ergebnisse mit Beispielen erläutert, die Widerstandsendabschlüsse aufweisen, und für denjenigen Teil der Frequenzskala, in welcher die Transistorersatzschaltungsparameter Widerstandscharakter haben. Wenn diese Parameter in dieser Verbindung benutzt werden, so werden sie mit r„, /■&, re und rm bezeichnet, nicht mit Ze, Zi,, Zc bzw. Zm.
Aus dem weiten Bereich möglicher Charakteristiken, die bei Transistoren zur Verfügung stehen, werden die Ergebnisse erläutert, die mit drei verschiedenen Sätzen Ersatzschaltungsparametern erzielt worden sind. Der erste, der willkürlich als Type 1 bezeichnet wird, entspricht den folgenden Bedingungen:
rm <re
Für die Erläuterung dieser Type sind die folgenden Ersatzschaltungsparameterwerte unterstellt:
re = 500 Ohm
rj = 100 Ohm rc = 20000 Ohm rm = 10000 Ohm.
Die Charakteristiken der Type 2 werden erhalten, wenn die folgenden Bedingungen erfüllt sind:
α> ι
Die Werte der Ersatzschaltungsparameter, die für die Erläuterung dieser Type unterstellt wurden, sind:
re = 500 0hm
~~ rb = 100 0hm
rc = 20000 0hm
rm = 40000 0hm.
Die für Type 3 geltenden Charakteristiken werden erhalten, wenn
und
Zur Erläuterung dieser Type werden folgende Werte angenommen:
re = 500 Ohm rb = 600 Ohm rc = 20000 Ohm
rm = 40000 Ohm.
Es ist zu beachten, daß, obgleich alle Transistoren in Klassen unterteilt werden können entsprechend
ίο ihrer Übereinstimmung mit den drei vorgenannten Typen, ihre Werte hinsichtlich der Kreisparameter weit von den oben angenommenen besonderen Kombinationen abweichen können. In der Tat ändern sich die Parameter für irgendeinen Transistor mit den Betriebsbedingungen, wie aus Fig. 6 ersichtlich ist, welche typische Kennlinien von re, Tb, rc und rm> bezogen auf Steuervorspannungsstrom zeigt, d. h. gleichförmigen Strom, der zur Steuerelektrode fließt (/„). An dem Betriebspunkt von 0,5 Milliampere Steuerstrom ist erkennbar, daß
re = 500 Ohm
rb = 100 Ohm
rc = 20000 Ohm
rm = 40000 Ohm.
Das sind die Werte, die vorher für die Erläuterung der Transistorcharakteristiken der Type 2 angenommen worden sind. Die Charakteristiken der Typen 1 und 3 sind in ihrem allgemeinen Verlauf ähnlich, wenn auch die besonderen Werte der Parameter zahlenmäßig verschieden sind.
Es soll nunmehr zur Untersuchung der Eingangsimpedanz Zjn der Ersatzschaltung nach Fig. 5 und demgemäß des Transistornetzwerks gemäß Fig. 3 übergegangen werden; dazu ist in den vorgenannten Gleichungen (5) und (6) Z1 = ο und e2 = ο zu setzen und nach I1 aufzulösen. Dabei ergibt sich
worin
ze + zb
— (Z6 + Zm
Zc
12
(13)
Danach ergibt sich für die Eingangsimpedanz:
Z - l -
(14)
Für die Ermittlung der Ausgangsimpedanz Zout wird in analoger Weise in Gleichungen (5) und (6)
Z2 = ο
gesetzt, während Z1 und e2 aber endliche Größen bleiben; es ergibt sich danach für
Diese mehr allgemeinen Gleichungen (T4) und (15) können für Erläuterungszwecke durch die folgenden Gleichungen für Eingangs- und Ausgangswiderstand des Transistornetzwerks ersetzt werden:
in = re
fb(fc : *T rc + .
η + R1-
n{re + -fm)
-fm)
(14a)
R1
wobei unterstellt ist, daß Z1 und Z2 durch R1 und R2 zu ersetzen sind.
In Transistoren der Type 1 ist α < ι, so daß fm < fc, und diese beiden Ausdrücke liefern positive Werte für alle positiven Werte von R1 und R2. Die Änderung von Rin und R0^ in Abhängigkeit von R2 bzw. R1 ist gering. Die Änderungen von Rin und Rnut sind in Fig. 7 und 8 als Funktionen von R2 und R1 dargestellt, und zwar für den Type-i-Transistor, dessen Parameter oben gegeben wurden. Wie in Fig. 7 gezeigt, schwankt der Eingangswiderstand zwischen 550 und 600 Ohm bei einer Änderung von R2 zwischen null und unendlich; gemäß Fig. 8 schwankt der Ausgangswiderstand zwischen 18400 und 20100 Ohm, wenn R1 sich von null bis unendlich ändert.
In Transistoren der Type 2 ist α > 1, aber
rm
Die Änderungen von Rin und Rout in Abhängigkeit von .R1 und R2 sind nach Fig. 9 und 10 für einen Transistor dieser Type etwas größer, aber beide sind noch positiv für alle positiven Werte von R1 und R2.
Mit den Type-3-Transistorparametern, wobei
a > ι und rm>rt + re + —*--■
(17)
wurden überraschende neue Ergebnisse erzielt. Diese sind in Fig. 11 und 12 wiedergegeben, welche den Eingangswiderstand als Funktion von R2 und den Ausgangswiderstand als Funktion von R1 zeigen. Es ist ersichtlich, daß sowohl der Eingangswiderstand als auch der Ausgangswiderstand durch Nullwerte hindurchgehen, für kritische Werte von R2 bzw. A1, bei größeren Werten positiv und bei kleineren Werten negativ sind. Auf diese Weise ist ein Transistornetzwerk geschaffen, welches fähig ist, Verstärkung zu liefern, und welches Null oder negativen Eingangswiderstand oder Null oder negativen Ausgangswiderstand aufweist. Diese Ergebnisse sind außerdem voneinander unabhängig, so daß sie je nach Wunsch getrennt oder gemeinsam erhalten werden können, und zwar innerhalb der durch Stabilitätserfordernisse gesetzten Grenzen. Aus Fig. 11 und 12 ist es erkennbar, daß diese Anordnung nicht kurzschlußfest ist. Das bedeutet, daß, wenn sowohl R1 als auch R2 null sind, das Netzwerk in Schwingung geraten kann, und zwar wegen der negativen Widerstände des Eingangsund des Ausgangskreises. Bei R1 = ο muß R2 wenigstens 1550 Ohm betragen, oder bei R2 = ο muß R1 wenigstens 82,5 Ohm sein, um eine stabile Anordnung zu haben.
Der kritische Wert von R2, wobei i?in = o, ergibt sich aus
rb
In ähnlicher Weise ist der Ausgangswiderstand null
für
(19)
Transistornetzwerke von der in Fig. 3 gezeigten Type, bei welchen der Eingangs- oder Ausgangswiderstand in der oben erläuterten Weise so eingestellt ist, daß er einen Nullwert hat, sind bei Strommeßinstrumenten von Nutzen. Diejenigen, bei welchen der Widerstand so eingestellt ist, daß er einen negativen Wert hat, können mit Vorteil als negative Widerstandsverstärker u. dgl. Verwendung finden. Andererseits und insbesondere, wenn α > 1, ermöglicht die Erfindung eine einfache und bequeme Einstellung der Größe der Eingangs- und Ausgangsimpedanzen solcher Netzwerke, um positive Quellen- bzw. Belastungsimpedanzen anzupassen.
Fig. 13 zeigt einen Transistor, der in ein Netzwerk von der sogenannten geerdeten Steuerelektrodentype eingeschaltet ist. Wie in der Ersatzschaltung nach Fig. 14 gezeigt ist, besagt dieser Ausdruck lediglich, daß die Steuerimpedanz Ze den beiden Gliedern gemeinsam ist, während die Basisimpedanz Zb und die Abnahmeimpedanz Ze einzeln den getrennten Gliedern angehören. Die fingierte elektromotorische Kraft e', die den Transistor charakterisiert, ist wiederum gegeben durch
e' = Zmie ,
aber der Steuerstrom ie ist jetzt ersetzt durch die Differenz zwischen den Gliedströmen ix und i2. Danach ist
1, =
■ii.
Wie vorher, sind eine Prüfspannungsquelle ex und eine Eingangsimpedanz Z1 an die Eingangsklemmen angeschlossen, während eine zweite Prüfspannungsquelle e2 und eine Lastimpedanz Z2 an die Ausgangsklemmen angeschlossen sind. Die Gliedgleichungsanalyse des Kreises nach Fig. 14 im Sinne der obigen Erläuterung ergibt
Ze (Z, + Z2) .
und
Zin =Zb
7 out =
'ι Τ" 4ί "Γ Λ2
(Ze-Zm) (Z1 +
(20)
(21)
Z1+Zb + Ze
Dafür kann bei nicht zu hohen Frequenzbereichen auch gesetzt werden
und
=rb
U (r._+_ R, + ^+R2-
(20 a)
R1
worin Z1 und Z2 durch A1 und R2 ersetzt sind.
Diese letzteren Ausdrücke sind als Funktionen von A2 bzw. R1 aufgetragen:
a) in Fig. 15 und 16 für die erläuternden Parameterwerte, die vorher für Type-i-Transistoren gewählt worden sind, bei welchen α < 1 und
rm< re
b) in Fig. 17 und 18 für die erläuternden Parameterwerte, die vorher für Type-2-Transistoren gewählt worden sind, bei welchen α > 1 und
rm<
c) in Fig. 19 und 20 für die erläuternden Parameterwerte, die vorher für Type-3-Transistoren gewählt worden sind, bei welchen α > 1 und
Mit der Type-i-Transistorcharakteristik, wobei α < i, bleiben die Eingangs- und Ausgangswiderstände für alle Werte von R2 bzw. R1 positiv, obgleich ihre Größen durch Einstellung dieser Widerstände steuerbar sind.
Wenn aber α > 1, so treten überraschende Ergebnisse auf. So wird nach Fig. 17 und 19 der Eingangswiderstand unendlich groß bei einem Belastungswiderstand, entsprechend der Beziehung
= rm — re—re
(22)
der für größere Werte positiv und für geringere Werte negativ ist. Darüber hinaus besteht die Bedingung
Der Wert von RiH wird null, wenn P rb (rm — re)
2 η + re
(23)
Die längs der i?2-Achse bestehende Nähe der Punkte, für welche Rin = ο und Rin = 00, macht es einfach, R2 zwischen diesen Werten in irgendeiner gewünschten Weise zu verändern, und ermöglicht es somit, das Netzwerk nach Fig. 13 bei Einbau eines Transistors der Type 3 in Modulationssystemen von der sogenannten Absorptionsmodulationstype zu verwenden. Nach Fig. 18 ist der Ausgangswiderstand für das Netzwerk mit einem Transistor der Type 2 gleich null bei einem Wert von R1, der gemäß Gleichung (21a) sich ergibt aus
'in 'e 'c
für kleinere Werte positiv, für größere Werte negativ ist. Bei einem Transistor der Type 3, für welchen
ist die Ausgangsimpedanz stets negativ, aber über einen großen Einstellbereich von R1 veränderlich.
Das Netzwerk nach Fig. 13 ist bei Einstellung in der oben beschriebenen Weise, abgesehen von der
Schaffung einer Verstärkung, brauchbar für die Anpassung von Impedanzen, als ein negativer Widerstand, als eine Nullimpedanzvorrichtung und in verschiedenem anderen Zusammenhang.
Fig. 2i zeigt einen Transistor, der in ein Netzwerk von der sog. geerdeten Abnahmeelektrodentype eingeschaltet ist. Wie die Ersatzschaltung nach Fig. 22 zeigt, bedeutet dieser Ausdruck lediglich, daß die Abnahmeimpedanz Z„ den beiden Gliedern gemeinsam ist, während die Basisimpedanz Zj und die Steuerimpedanz Ze einzeln den getrennten Gliedern zugehören. Die fingierte elektromotorische Kraft e', welche die Transistorleistung charakterisiert, ist wiederum in Reihe mit Z„ geschaltet und ergibt sich aus
e' = Zm it ,
aber in diesem Fall
it = — ί 2 .
so Prüfspannungsquellen ex und e2 und Quellen- und Belastungsimpedanzen Z1 und Z2 liegen, wie vorher, zwischen den Eingangsklemmen und den Ausgangsklemmen. Die Gliedgleichungsanalyse des Kreises nach Fig. 20 ergibt bei dem oben erläuterten Vorgehen
und
in =
-out — Z c
Ζβ (Z. + Z2
zre + ze + z2-
Zn
(25)
(26)
Wenn der weniger allgemeine Fall mit nur Widerstandselementen betrachtet wird, so bestehen die Beziehungen
_ r. (r. + R2)
Rin =
und
R2 — r„,
_„ , (Ri
, (26a)
wenn R1 und R2 an die Stelle von Z1 und Z2 treten. Diese Widerstände sind als Funktionen von R2 bzw. R1 aufgezeichnet, und zwar
a) in Fig. 23 und 24 für einen Transistor der Type 1, wobei
i« < ι
rm<re + rc +
b) in Fig. 25 und 26 für einen Transistor der Type 2, wobei
ία
c) in Fig. 27 und 28 für einen Transistor der Type 3, wobei
r. re
Es ist ersichtlich, daß die Kurven dieser Figuren hinsichtlich vieler Einzelheiten die gleichen sind wie diejenigen der Fig. 15 bis 20. So sind die Bedingungen, unter welchen i?in gemäß Fig. 25 und 27 unendlich wird, identisch den Bedingungen, für welche nach Fig. 17 und 19 das gleiche Ergebnis zustande kommt. Wiederum sind die Bedingungen, unter welchen Rout gemäß Fig. 6 null erreicht, die gleichen wie diejenigen, unter welchen sich das gleiche Ergebnis nach Fig. 18 ergibt. Die einzelnen Werte von R2 und .R1, welche diese Ergebnisse liefern, sind
für Rin = 00
"j = I'm ?e
für R0Ut =
R1 =
r, r.
— n.
(27)
(28)
Dies ist identisch mit dem Wert von R1, für welchen R0n, gemäß Fig. 18 null wird. Der Wert von R2, für welchen Rin im Fall von Transistoren der Type 3 den Wert null hat, ist
Das Netzwerk nach Fig. 21 kann bei Einstellung in der oben beschriebenen Weise in irgendeinem der verschiedenen Zusammenhänge Verwendung finden, die in Verbindung mit den anderen Figuren erwähnt worden sind.
Es ist ersichtlich, daß in Fig. 19 und 27 diejenigen Bereiche als unstabil angegeben sind, in welchen die Eingangsimpedanz positiv ist für Werte des Belastungswiderstandes, die kleiner sind als derjenige, für welchen sie negativ ist. Das Wesen und die Erläuterung dieser Unstabilität zu verstehen ist zunächst, die Darstellung der Ausgangsimpedanz als Funktion des Quellenwiderstandes gemäß Fig. 20 zu beachten. Es handelt sich hier um einen negativen Widerstand für irgendwelche Werte des Quellenwiderstandes zwischen null und unendlich. Dieser negative Widerstand ist von der sog. Reihentype, d. h. das Netzwerk, von welchem er einen Teil bildet, ist nur stabil, wenn ein positiver Widerstand mit ihm in Reihe liegt, dessen Wert größer ist als derjenige des negativen Widerstandes. Es sei beispielsweise angenommen, daß der Quellenwiderstand R1 = ο ist. Aus Fig. 20 ist ersichtlich, daß dann die Ausgangsimpedanz als ein negativer Widerstand von —1550 Ohm erscheint. Wenn ein Belastungswiderstand i?2, der gleich oder größer als 1550 Ohm ist, an die Ausgangsklemmen des Transistornetzwerks angeschlossen wird, so ist das Netzwerk als Ganzes stabil. Wenn aber der Wert des äußeren Belastungswiderstandes kleiner als 1550 Ohm ist, so wird der Restwiderstand in dem Ausgangskreis negativ sein, und das Netzwerk wird schwingen oder pfeifen. Die Zugabe von Widerstand A1 in dem Eingangskreis bringt die Situation nicht in Ordnung, sondern macht die Dinge nur schlimmer, da, wie iao Fig. 20 zeigt, jede Vergrößerung des Quellenwiderstandes oberhalb null einen größeren negativen Wert der Ausgangsimpedanz des Netzwerks- zur Folge hat, was daher einen entsprechend größeren Wert des Belastungswiderstandes erforderlich macht, um eine 1*5 Schwingung zu verhüten.
Wenn somit der äußere Belastungswiderstand einen positiven Wert hat, welcher der Größe nach kleiner ist als der negative Ausgangswiderstand für einen Eingangswiderstand von null, so wird das System als Ganzes von Natur aus unstabil; selbst wenn seine Eingangsimpedanz positiv erscheint, wie es in denjenigen Teilen der Fig. 19 angegeben ist, welche in dem schraffierten Bereich liegen.
Die Erläuterung der Unstabilität im Fall der Fig. 27 ist die gleiche wie diejenige zu Fig. ig, wobei nur die Zahlenwerte anders sind.
Mit den oben beschriebenen Netzwerken ist es möglich, eine Einfachverstärkerstufe zu entwerfen, deren Eingangsimpedanz oder Ausgangsimpedanz der Impedanz einer Quelle bzw. einer Belastung so lange angepaßt ist, wie jene nicht zu hoch oder zu niedrig sind. Ein weiteres Problem ergibt sich, wenn eine derselben unendlich oder null ist. Es soll z. B. die gewöhnliche Situation in Betracht gezogen werden, wobei es erwünscht ist, daß die Eingangsimpedanz eines Verstärkers im wesentlichen unendlich ist, während seine Ausgangsimpedanz einen bestimmten Wert zwischen null und unendlich aufweist. Dieses Problem soll in Verbindung mit Fig. 21 veranschaulicht werden.
Die Eingangsimpedanz kann unendlich gemacht werden, indem man R2 so wählt, daß der Nenner der Gleichung (25) null wird; es kann aber vorkommen, daß die Belastung, mit welcher das Netzwerk zu betreiben ist, einen Widerstand von weit entferntem Wert hat.
Dieses Problem wird entsprechend der Erfindung nach einem ihrer Gesichtspunkte durch die Verwendung eines zusätzlichen veränderlichen Parameters in der Form eines Vorschalt Widerstandes gelöst.
Es ist leicht verständlich, daß die Zufügung eines Widerstandes in Reihe mit Steuer-, Basis- oder Abnahmeelektrode der Wirkung nach äquivalent ist der Zunahme der Größe von re, fj, bzw. rc in den vorangehenden Gleichungen für Eingangs- und Ausgangswiderstand. Fig. 29 veranschaulicht das Prinzip in Anwendung bei einem geerdeten Abnahmenetzwerk nach Fig. 21, und Fig. 30 zeigt die Ersatzschaltung. Der Unterschied gegenüber Fig. 22 besteht in der Zufügung des Vorschaltwiderstandes Rp in Reihe mit der Abnahmeelektrode. Die Auflösung der Netzwerkgleichungen in der oben beschriebenen Weise, aber unmittelbar für die Widerstände anstatt für die allgemeineren Impedanzen, ergibt für den Eingangswiderstand :
+ RP) (u + R2)
Rp+R2-Rn
und für den Ausgangswiderstand:
Rout = Ρ«
(R1 + rb)
rb
Rp
(29)
Aus diesen Gleichungen ist ersichtlich, daß der Belastungswiderstand R2 unabhängig gewählt werden kann und daß es noch möglich ist, die Eingangsimpedanz unendlich zu machen, indem man die Summe von R2 und des Vorschaltwiderstandes R9 entsprechend einstellt, wobei für den Belastungswiderstand R2 ein Wert benutzt wird, der durch andere Erwägung vorgeschrieben sein mag.
In Verbindung mit dem Netzwerk nach Fig. 29 wird ein Teil der Ausgang-leistung des Transistors in dem Vorschaltwiderstand absorbiert und ist daher für die Belastung nicht verfügbar. Unter Umständen kann das hinderlich sein; um diesen Leistungsverlust zu verringern, ohne daß die Vorteile der Impedanzanpassung nach Fig. 29 beeinträchtigt werden, kann man noch zu einem anderen Transistornetzwerk Zuflucht nehmen, welches in Fig. 31 veranschaulicht ist, während Fig. 32 seine Ersatzschaltung zeigt. Dieses Netzwerk ist das gleiche wie dasjenige nach Fig. 21, abgesehen von der Zufügung eines Rückkopplungswiderstandes RF im Nebenschluß zu den Eingangsklemmen des Transistors. Aus dieser Hinzufügung ergibt sich ein drittes Glied an dem Netzwerk, das in Fig. 32 mit i3 bezeichnet ist·. Die Auflösung der Gliedgleichungen ergibt für den Eingangswiderstand:
R =
re +rc —rm) + RF rc (R 2 + re )
(rb + Rp) (R.2 + re + rc —rm) + re (R.2 +re )
(3i) und für den Ausgangswiderstand:
R1 Rf \ , .
5~r^~ +rb " (yc — rm)
ν Μ + Λί J
Rout = re + - —- (31a)
* 4- r 4- KlR*· r^fb+ R1 + RF
Aus Gleichung (31) ist ersichtlich, daß im Rahmen der Einschränkung
(R2
rc)
(32)
die Eingangsimpedanz Werte annehmen kann, die positiv, negativ, null und unendlich sind, wie es in Abhängigkeit von den Werten für R2 und Rp erforderlich ist. Das führt augenscheinlich zu einer größeren Freizügigkeit bei der Wahl des Belastungswider-Standes, im Vergleich zur Gleichung (25), die sich auf das Netzwerk nach Fig. 21 bezieht, und zwar in der gleichen Weise wie die Anwendung des Vorschaltwiderstands nach Fig. 31 solche Freizügigkeit schafft. Gleichzeitig wird die Ausgangsleistung des Transistors an die Belastung abgegeben, nach Abzug des Leistungsanteils, der in Rp absorbiert wird. Diese letztere Leistung wird eher von der Quelle aufgebracht als vom Transistor. Dieser Unterschied ist unter Umständen von Vorteil.
In der Vakuumröhrenverstärkertechnik ist es bekannt, daß sich gewisse Vorteile aus der Verwendung negativer Rückkopplung oder Endkopplung ergeben. Der übliche Kathodenvakuumröhrenkreis mit hohem, nicht überbrückten! Kathodenwiderstand verkörpert das Prinzip der negativen Rückkopplung und, wie wohl bekannt ist, erfährt die Eingangsimpedanz eines solchen Kreises bei der Blickrichtung in die Gitter- und Belastungwiderstandsabschlüsse eine starke Vergrößerung im Vergleich zu derjenigen eines geerdeten Kathodenkreises, der die gleiche Röhre verwendet.
Die Netzwerke nach den Fig. 21, 29 und 31 können so angesehen werden, als ob sie das gleiche Prinzip der negativen Rückkopplung verkörpern, aber sie unterscheiden sich von den am nächsten kommenden, analogen Vakuumröhrenkreisen dadurch, daß die Eingangsimpedanz die sehr weit veränderlichen Werte annehmen kann, die oben angegeben wurden. Die Wirkung des Widerstandes Rp in Fig. 31 kann als weitere Vergrößerung der negativen Rückkopplung gemäß Fig. 21 angesehen werden, und zwar durch die Schaffung eines zweiten Weges zusätzlich zu demjenigen durch den Quellenwiderstand R1, durch welche der Rückkopplungsstrom fließen kann; auf diese Weise wird der Basiselektrode für einen gegebenen Spannungsabfall an dem Belastungswiderstand ein größerer Strom zugeführt oder eine größere Rückkopplungsspannung für einen gegebenen Steuerstrom, je nach der Betrachtungsweise.
Die Betriebsweise des Netzwerks nach Fig. 31 kann auch wie folgt aufgefaßt werden: Die Ausschaltung des Vorschaltwiderstandes Rp nach Fig. 29 verringert in wirkungsvoller Weise den Gesamtwiderstand in dem Ausgangskreis des Transistors bis unterhalb des Wertes, bei welchem die Eingangsimpedanz unendlich wird. Die Folge davon ist, daß die Eingangsimpedanz des Transistors ohne den Rückkopplungswiderstand Rp negativ ist. Der Einbau des Rückkopplungswiderstandes RF von der geeigneten Größe bringt nunmehr einen positiven Widerstand im Neben-Schluß zu dem negativen Eingangswiderstand des Transistornetzwerks von genau einer solchen Größe, daß die Eingangsimpedanz des Netzwerks als Ganzes auf den Wert unendlich zurückgebracht wird.
Eine noch weitere Freizügigkeit ergibt sich, wenn der Vorschaltwiderstand Rp der Fig. 29 und der Rückkopplungswiderstand Rp der Fig. 31 in das gleiche Transistornetzwerk eingebaut werden. Ein solches Netzwerk ist in Fig. 33 gezeigt, und seine Ersatzschaltung ist aus Fig. 34 ersichtlich. Die Gleichungen für die Eingangsausgangsimpedanz sind die gleichen wie diejenigen für Fig. 31, wobei aber die Tatsache zu beachten ist, daß der Abnahmewiderstand rc überall zu ersetzen ist durch
r„
und daß die Bedingung nach Gleichung (32) ersetzt wird durch
rm >(R2 + re
RP
(33)
Anstatt lediglich die auf R2 beruhende negative Rückkopplung durch die Anwendung eines Nebenschlußwiderstandes gemäß Fig. 33 zu ersetzen, kann ein zusätzlicher negativer Rückkopplungsstrom von dem Abnahmekreis abgenommen und unter Vermittlung eines Rückkopplungswiderstandes RF, der Basiselektrode zugeführt werden, wie es in Fig. 35 veranschaulicht ist. Hierbei stellen C1 und C2 lediglich Blockkondensatoren dar, die bei Signalfrequenzen vernachlässigbare Impedanz aufweisen und in der Ersatzschaltung nach Fig. 36 weggelassen sind. Der Widerstand Rp' führt daher einen Strom zu der Basiselektrode, welcher mit der Abnahmespannung in Phase ist. Bei Wegfall des Rückkopplungsweges besteht eine Phasenumkehrung zwischen der Spannung an der Basiselektrode und der Spannung an der Ab- ,65 nahmeelektrode. Daher ist die Rückkopplung, die über den Widerstand Rp' vermittelt wird, negativ oder entkoppelnd, und ihre Anwendung bringt alle die Vorteile mit sich, welche in Verbindung mit negativer Rückkopplung heute wohlbekannt sind, wie z. B. die Stabilisierung des Verstärkungsmaßes, Geräuschverringerung usw. Die Auflösung der Gliedgleichungen nach Fig. 36 zeigt, daß die Eingangsimpedanz unendlich wird, wenn sie der gleichen Bedingung (33) unterworfen ist und bei etwas abweichenden Werten von R2, Rp und Rp. Die Abweichungen können, obwohl sie vom analytischen Standpunkt nur klein sind, unter besonderen Umständen kritisch werden.
Die verschiedenen Netzwerke nach der Erfindung können in verschiedener Weise zusammengekoppelt werden. Fig. 37 zeigt einen dreistufigen Verstärker, der eine Empfangsleitung 20 an eine abgehende Leitung 21 anschließt. Die charakteristischen Impedanzen dieser Leitungen können gleich sein. Der Betrieb von mehreren Stufen in Reihenschaltung ohne Verwendung von Zwischenstufenübertragern bildet für den Konstrukteur von Transistornetzwerken, dem die vorliegende Erfindung fehlt, ein Problem. Der Eingangswiderstand der ersten Stufe kann dem Widerstand der Quelle angepaßt werden, d. h. dem Widerstand der Empfangsleitung 20 durch Anwendung des geeigneten Übertragungsverhältnisses in einem Eingangstransformator 22. In jeder Stufe können die Widerstände R3 und Ri als sehr hohe Widerstände angenommen werden, so daß sie keinen merklichen Nebenschluß zu dem vor ihnen liegenden Ausgang der Stufe oder Eingang der nächsten Stufe bilden. Die Belastung auf der ersten Stufe ist daher die Reihenkombination eines Zwischenstufenwiderstandes R8 und der Eingangsimpedanz der zweiten Stufe. Da Rs sowohl in der Eingangsimpedanz als auch in der Ausgangsimpedanz erscheint, so kann er so eingestellt werden, daß er beiden Zwecken dient.
Die Anwendung der vorangehenden Prinzipien in Verbindung mit diesem besonderen Problem ist für einen typischen Transistor der Type 2 veranschaulicht, wobei
rb = 100 Ohm
re — 500 Ohm
rt = 20000 Ohm
r,n= 40000 Ohm
40100
α =- = 2 .
20100
Die Ausgangsbelastung an der ersten Stufe ist die Summe aus Rs und der Eingangsimpedanz der folgenden Stufe. Gleichung (20a) ist ein allgemeiner Ausdruck für den Eingangswiderstand einer Verstärkerstufe mit geerdetem Steuerelektrodentransistor als Funktion von deren Belastungswiderstand. Wenn in diesem Ausdruck R2 durch Rs + i?,n ersetzt wird, so ergibt sich ·
„ , re (re + R8 + Rin) ia5
Rin — rm
Bei Einführung der oben angegebenen Zahlenwerte in diesen Ausdruck erhält man
5OO (2OOOO + Rs +
500 + 20000 + Rs + Rin — 40000
Ohm.
Gleichung (21a) ist in gleicher Weise ein allgemeiner Ausdruck für die Ausgangsimpedanz einer' geerdeten Steuerstufe als Funktion von deren Abschlußwiderstand R1. Bei Einführung der Bedingung, daß die Impedanz jeder Stufe an den Eingangsklemmen an deren Eingangsabschluß angepaßt werden soll, d. h. ,R1 = Rjn, ergibt sich:
Rout = re +
(f. — rm){Rin + Rin + rb +re
Wenn die vorgenannten Zahlenwerte eingesetzt werden, wobei .Rjn noch unbestimmt ist, so ist
= 20000 +
(500 — 4OOO°) (Ri* + I0°) Rin + ioo + 500
Die Bedingungen des Problems sind, daß der Eins5 gangsabschlußwiderstand jeder Stufe gleich sein soll der Reihenkombination aus Rs und Ausgangsimpedanz der vorhergehenden Stufe oder
Rin = Rs + Rout-
Die gleichzeitige Lösung dieser drei Gleichungen ergibt für die angenommenen Zahlen werte."
Rin = 4500 Ohm
R0Ut — 15600 Ohm Rs = 20100 Ohm.
Da alle Stufen gleich sein sollen, so gilt dieses Ergebnis für jede Stufe, so daß ein mehrstufiger Verstärker aus beliebig vielen Stufen aufgebaut werden kann, in welchen jede Eingangsimpedanz 4500 Ohm beträgt und in welchen außerdem die effektive Ausgangsimpedanz jeder Stufe (R0Ut + Rs) ebenfalls 4500 Ohm beträgt. Transformator 22, 23 oder andere Impedanzanpassungsnetzwerke können jetzt an den Eingangs- und Ausgangsklemmen des Verstärkers als Ganzes angeschlossen werden, um eine Anpassung an die Empfangs- und Ausgangsleitungen 20, 21 zu bewirken. Jede Stufe des Verstärkers, für welche die angenommenen Zahlenwerte benutzt werden, hat eine Leistungsverstärkung von 18 Dezibel, die unmöglich in einem mehrstufigen Verstärker zu erzielen wäre, in welchem eine Zwischenstuf enimpedanzanpassung lediglich dadurch herbeigeführt würde, daß Vorschaltwiderstände in Reihe mit den Eingangskreisen und Potentiometer in den Ausgangskreisen vorgesehen werden.
Es ist ersichtlich, daß nach Fig. 37 die Steuervorspannungsbatterie 11 der vorangehenden Figuren fortgelassen worden ist. Sie ist in der ersten Stufe durch einen automatischen Vorspannungskreis und in der zweiten und dritten Stufe durch eine automatische Vorspannungsanordnung abweichender Art ersetzt. Die Nebenschlußwiderstände i?4 müssen vom Standpunkt der automatischen Vorspannung allein einen geringen Wert haben; um ihre Nebenschlußwirkung über die Eingangsklemmen der Verstärkerstufe zu verringern, müssen sie einen hohen Wert aufweisen. Diesen unvereinbaren Erfordernissen kann durch Zufügung einer Widerstandskondensatorkombination R7, C7 entsprochen werden, die zwischen Steuerelektrode und Erde liegt. Der Widerstand R7 ist für Signalfrequenzzwecke durch den Kondensator C7 überbrückt, aber er hat ein Spannungsgefälle, welches von nahezu gleicher Größe wie dasjenige des Nebenschluß widerstands A4 ist. Durch diese Maßnahme wird eine automatische Vorspannung der Basiselektrode mit Bezug auf die Steuerelektrode in der erforderlichen Größe von einem Bruchteil eines Volts für die Transistoren der zweiten und dritten Stufe geschaffen, ohne daß ein Zwischenstufentransformator erforderlich ist.
Unter Umständen können die für den Verstärker nach Fig. 37 aufgestellten Beschränkungen als zu weitgehend angesehen werden. Für die meisten Zwecke reicht das Erfordernis aus, daß a) die Eingangsimpedanz der ersten Stufe eines Verstärkers der Quellenimpedanz angepaßt ist; b) die Ausgangsimpedanz jeder Stufe der Eingangsimpedanz der nächsten Stufe angepaßt ist; c) die Ausgangsimpedanz der letzten Stufe der Impedanz der Belastung angepaßt ist. Den Erfordernissen solcher Art kann verhältnismäßig einfach mittels eines Zweistufenverstärkernetzwerks mit einem Kreis beispielsweise nach Fig. 38 entsprochen werden, wobei Transistoren mit Charakteristiken der Type 1 Anwendung finden. Unter der Annahme, daß die Werte der Widerstände R5 und i?e, welche lediglich für das Betriebspotential der Elektroden sorgen, hoch sein sollen, besteht hierbei die Belastung an der ersten oder geerdeten Steuerstufe lediglich aus der Eingangsimpedanz der zweiten Stufe. Somit läßt sich die Bedingung a) dadurch erfüllen, daß man den Ausgangsabschluß der ersten Stufe entsprechend Gleichung (20a) wählt; die Bedingung b) wird erfüllt, indem der Ausgangsabschluß der zweiten Stufe entsprechend Gleichung (25 a) gewählt wird, und zwar mit einem solchen Wert, daß die Eingangsimpedanz gleich der Ausgangsimpedanz der ersten Stufe ist, die gerade ermittelt worden ist; schließlich ist der Bedingung c) dann entsprochen, wenn der Ausgangsendabschluß aus zwei Teilen gebildet wird, der Belastung selbst und einem Einstellwiderstand Rs. Der letztere ist im Nebenschluß zur Belastung dargestellt. Besondere Umstände können es erforderlich machen, daß er statt dessen in Reihe mit der Last geschaltet ist.
Fig. 39 zeigt einen Zweistufenverstärker, dessen erste Stufe von dem Typ mit geerdeter Basis (Fig. 3) ist, während die zweite Stufe zu dem geerdeten Abnahmeelektrodentyp mit Vorschaltwiderstand RP (Fig. 29) gehört. In beiden Stufen dieses Verstärkers können Transistoren mit Typ-i-, -2- oder -3-Charakteristiken verwendet werden. Die Widerstände R5, i?g und Rs, von denen R5 und Rs automatische Vorspannungswiderstände sind, dienen lediglich dazu, um die richtigen Betriebspotentiale an die Elektroden zu legen. Wegen der Anordnung der Ausgleichwiderstände R7 und R7' in dem Kreis können i?5 und R^ solch große Werte aufweisen, daß sie keinen ernsten
Nebenschluß zur Quelle oder zum Ausgang der ersten Stufe bilden. Infolge der unmittelbaren Zwischenstufenkopplung (C1 und C2 sind lediglich Blockkondensatoren) entspricht die Ausgangsabschlußimpedanz in der Blickrichtung durch die erste Stufe der Eingangsimpedanz der zweiten Stufe. In der oben erläuterten Weise, jedoch unter Anwendung der zu den Netzwerken passenden Ausdrücke, nämlich Gleichungen (14) und (15) für die erste Stufe und Gleichungen (29) und (30) für die zweite, und endlich nach Auswahl des Einstellwiderstandes R7, je nach seiner Schaltung parallel zur Last, wie dargestellt, oder in Reihe mit der Last, wird diese Kombination von Widerstand R7 und Belastung die erforderliche
'5 Impedanz an den Ausgangsklemmen der zweiten Stufe darstellen.
An Stelle des Vorschaltwiderstandes Rp nach Fig. 39 kann der Rückkopplungswiderstand Rp nach Fig. 33 und 35 gewünschtenfalls Anwendung finden, um Freizügigkeit bezüglich Auswahl der anderen Widerstände zu schaffen. Fig. 40 zeigt einen Zweistufenverstärker, in welchem die zweite Stufe der Fig. 31 entspricht, und Fig. 41 zeigt einen Verstärker, bei welchem die zweite Stufe entsprechend Fig. 35 ausgebildet ist. Die Prinzipien der Impedanzanpassung und die Art ihrer praktischen Verwirklichung stimmen mit der obigen Erläuterung überein, wobei auf die Ausdrücke Rücksicht genommen ist, die für die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Transistornetzwerks, das in jedem Falle Anwendung findet, bestimmend sind.

Claims (21)

PATENTANSPRÜCHE:
1. Transistorverstärker für elektrische Schwingungen, bestehend aus einem Halbleiterkörper, den für diese Art von Verstärkern benötigten Elektroden (Basis-, Steuer- und Abnahmeelektrode), den Energiequellen zur Schaffung der betriebsmäßigen Vorspannungsbedingungen für diese Elektroden sowie einem Ein- und einem Ausgangskreis, dadurch gekennzeichnet, daß in einen der beiden Kreise ein Impedanzelement eingeschaltet und so eingestellt ist, daß es dem anderen der beiden Kreise eine Impedanz von einem ge wünschten Wert verleiht.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das .Verhältnis des Kurzschlußabnahmestroms zum Steuerstrom unter geeigneten Bedingungen der Elektrodenvorspannung größer als eins ist, wobei die beiden über den Ausgangskreis verbundenen Elektroden aus der Steuerelektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, die beiden über den Eingangskreis verbundenen Elektroden die Basiselektrode und eine der beiden anderen Elektroden darstellen, und das Impedanzelement in Reihe mit der Abnahmeelektrode liegt.
3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abnahmeelektrode mit der Basiselektrode durch einen Rückkopplungsweg gekoppelt ist, der ein zweites Impedanzelement enthalt.
4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das VerhäHnis des Kurzschlußabnahmestroms zum Steuerstrom unter geeigneten Bedingungen der Elektrodenvorspannung größer als eins ist, wobei die beiden in dem Eingangskreis verbundenen Elektroden aus der Basiselektrode und der Steuerelektrode bestehen, die beiden in dem Ausgangskreis verbundenen Elektroden die Basiselektrode und Abnahmeelektrode darstellen, und das Impedanzelement durch einen derart eingestellten Widerstand gebildet wird, daß bei seiner Anordnung im Ausgangskreis die Eingangsimpedanz bzw. bei seiner Anordnung im Eingangskreis die Ausgangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt und eingestellt ist entsprechend der Gleichung
=re +
r b (rc + R.2—rm)
rb
R2
worin re = Steuerwiderstand des Transistors, rb = Basiswiderstand des Transistors, rc = Abnahmewiderstand des Transistors, rm = gegenseitiger Widerstand des Transistors, Rin = Eingangswiderstand des Transistornetzwerks.
6. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Endabschlußwiderstand R1 gebildet wird, der im Eingangskreis liegt und eingestellt ist entsprechend der Gleichung
r< +
r„ (re + A1 — r,„ rb+r, +'R1
worin re = Steuerwiderstand des Transistors, rb = Basiswiderstand des Transistors, rc = Abnahmewiderstand des Transistors, rm = gegenseitiger Widerstand des Transistors, R0lU = Ausgangswiderstand des Transistornetzwerks.
7. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt und eingestellt ist entsprechend der Gleichung
Rin = Η +
R2
8. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Endabschlußwiderstand R1 gebildet wird, der im Eingangskreis liegt und eingestellt ist entsprechend der Formel
Rout =
(re— Tn)(R 1 + η) R1 + rb + r.
9. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis verbundenen Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt und ein-
gestellt ist auf einen Wert entsprechend der Formel
in = rb +
(r, ±R-2)
rc + Ä, — f m
damit die Eingangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
10. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement durch einen Endabschlußwiderstand R1 gebildet wird, der im Eingangskreis liegt und eingestellt ist entsprechend der Formel
"OUi — -ei . . ρ .
damit die Ausgangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
11. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement einen Belastungswiderstr.nd R2, der im Ausgangskreis liegt, und einen Widerstand Rp enthält, der in Reihe mit der AbrAhmeelektrode liegt, und die Widerstände eingestellt sind entsprechend der Formel
R =r (rc + RP) (re + Rt)
rt +re+Rp+R2 — rm '
damit die Eingangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
12. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement einen Endabschlußwiderstand A1, der im Eingangskreis liegt, und einen Widerstand Rp, der in Reihe mit der Abnahmeelektrode liegt, enthält, und die Widerstände eingestellt sind entsprechend der Gleichung
(Kl + rb) \Kp + ~e — rm)
rT+ Jc~+~Ri+~RP '
Rout = rt +
damit die Ausgangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
13. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement einen Endabschlußwiderstand A1, der im Eingangskreis liegt, einen Belastungswiderstand R2, der im Ausgangskreis liegt, und einen Widerstand Rp, der in Reihe mit der Abnahmeelektrode geschaltet ist, enthält, und die Widerstände eingestellt sind entsprechend den Gleichungen
(r, +RP)(re
r, +re + Rv + R2
und
Rout =
rb+rc + R1+ Rp
damit die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Verstärkernetzwerks gewünschte Werte annehmen.
14. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement einen Belastungswiderstand R2, der im Ausgangskreis liegt, aufweist, das zweite im Rückkopplungsweg eingeschlossene Imp^danzelement einen Widerstand RF enthält, und die Widerstände eingestellt sind entsprechend der Formel
R. = rbRr(Rt + re +rc—rm) + RF rc (R2 + re) in (rb + Rp)(R2 + re + rc — rm) + re(R~+ rj
damit die Eingangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
15. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die im Eingangskreis liegenden Elektroden aus der Basiselektrode und der Abnahmelektrode bestehen, wobei das Impedanzelement einen Endabschlußwiderstand R1, der im Eingangskreis liegt, aufweist, das zweite Impedanzelement im Rückkopplungsweg einen Widerstand Rp enthält, und die Widerstände eingestellt sind entsprechend der Gleichung
R1Rp
rb (re — r„,
Roul — *"« +
damit die Ausgangsimpedanz des Verstärkernetzwerks einen gewünschten Wert annimmt.
16. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis des Kurzschluß-Abnahmestroms zum Steuerstrom unter geeigneten Bedingungen der Elektrodenvorspannung größer als eins ist, wobei die beiden in dem Eingangskreis verbundenen Elektroden aus der Basiselektrode und der Steuerelektrode bestehen, die beiden in dem Ausgangskreis verbundenen Elektroden die Abnahmeelektrode und die Steuer- oder Basiselektrode darstellen, und das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt und dessen Wert sich im wesentlichen aus der Formel ergibt:
R J_
rb(rm—rt)
-1-
*t + η
um die Eingangsimpedanz des Verstärkernetzwerks im wesentlichen null zu machen.
17. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden im Eingangskreis verbundenen Elektroden die Basiselektrode und die Abnahmeelektrode darstellen und das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt und dessen Wert sich im wesentlichen aus der Formel ergibt:
P _ rb(rm—rc)
«9 , e ,
rb+rc
um die Eingangsimpedanz des Verstärkernetzwerks im wesentlichen null zu machen.
18. Verstärker nach Anspruch ι, bei welchem das Verhältnis des Kurzschlußabnahmestroms zum Steuerstrom unter geeigneten Bedingungen der Elektrodenvorspannung größer als eins ist, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei im Eingangskreis verbundenen Elektroden aus der Basiselektrode und der Steuerelektrode bestehen, die beiden im Ausgangskreis verbundenen Elektroden die Basiselektrode und die Abnahmeelektrode darstellen und das Impedanzelement durch einen Endabschlußwiderstand R1 gebildet wird, der im Eingangskreis liegt und dessen Wert sich im wesentlichen aus der Formel ergibt:
„ rb(rm—re)
K1 = — —le ,
um die Verstärkerausgangsimpedanz im wesentlichen null zu machen.
19. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Endabschlußwiderstand A1 gebildet wird, der im Eingangskreis liegt und dessen Wert sich im wesentlichen aus der Formel ergibt:
r, r.
rm —r. — r.
η ,
um die Verstärkerausgangsimpedanz im wesent- | liehen null zu machen. ;
20. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement durch einen Belastungswiderstand R2 gebildet wird, der im Ausgangskreis liegt, und dessen Wert sich im wesentlichen aus der Formel ergibt:
R2 = rm — ?e —
r. (r.
Rin
re +re +R8
Rout = fc H
(Rin + rb)
um die Verstärkereingangsimpedanz im wesentlichen unendlich zu machen.
21. Mehrstufiger Verstärker mit einzelnen starren Verstärkern nach einem der vorangehenden An-Sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die aufeinanderfolgenden Stufen durch einen Widerstand Rs gekoppelt sind, der in Reihe zwischen den Ausgangsklemmen des Ausgangskreises der vorangehenden Stufe und den Eingangsklemmen des Eingangskreises der folgenden Stufe liegt, wobei sich die Größe jedes Widerstands R8 aus den Formeln ergibt:
= Rs + Rout ·
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
260912.51
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