DE3238254C2

DE3238254C2 -

Info

Publication number: DE3238254C2
Application number: DE3238254A
Authority: DE
Inventors: Ernst Ing. Guntramsdorf At Ruberl
Original assignee: AKG Akustische und Kino Geraete GmbH
Current assignee: AKG Acoustics GmbH
Priority date: 1981-10-22
Filing date: 1982-10-15
Publication date: 1988-07-14
Also published as: DE3238254A1; AT377873B; GB2108797B; US4521741A; GB2108797A; JPH0213854B2; JPS5880917A; ATA452381A

Description

Die Erfindung geht aus von einer Impedanzwandlerschaltung für kapazitive Spannungsquellen mit hoher Aus gangsimpedanz, insbesondere für Kondensatormikrofone, gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.

Aus der US-PS 34 08 571 ist ein transistorisierter Verstärker für Kondensatormikrofone beschrieben, der zwei Verstärkerstufen aufweist, von denen die eine durch einen P-Kanal-Feldeffekttransistor und die andere durch einen nachgeschalteten NPN-Transistor gebildet ist. Der Feldeffekttransistor liegt mit seiner Source- Elektrode am Kollektor des nachfolgenden bipolaren Transistors, dessen Kollektorarbeitswiderstand aus zwei Teilwiderständen besteht. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Teilwiderständen ist über einen sehr hochohmigen Widerstand mit dem Gate des Feld effekttransistors verbunden, an dem auch das Kondensatormikrofon angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß geeerdet ist. Wechselstrommäßig ist der zwischen der Verbindungsstelle der beiden Teilwiderstände und dem Kollektor liegende Teilwiderstand durch einen Kondensator kurzgeschlossen, so daß er nur der Vorspannungserzeugung des P-Kanal-Sperrschicht-FET dient.

Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors, die über eine Widerstand wechselstrommäßig ebenfalls auf Masse liegt, ist an die Basis des nachfolgenden bipolaren Transistors angeschlossen, dessen Emitter wechselstrommäßig auf Nullpotential liegt.

Bekanntlich verstärkt ein bipolarer Transistor oder Feldeffekttransistor das zwischen der Basis und dem Emiter bzw. zwischen Gate und Source eingespeiste Signal, wobei das verstärkte Signal am Kollektor bzw. an der Drain-Elektrode abgenommen wird. Wird hierbei der Emitter bzw. die Source-Elektrode auf festem Potential gehalten und die Eingangsspannung an der Basis bzw. dem Gate zugeführt, so ist die Ausgangsspannung am Kollektor gegenüber dieser Eingangsspannung gegenphasig. Umgekehrt ist die Ausgangsspannung am Kollektor gleichphasig zu einem Signal, das an dem Emitter oder der Source-Elektrode eingespeist wird, wenn die Spannung am Gate oder an der Basis festgehalten wird. Es ist deswegen zulässig, einen einstufigen Transistorverstärker durch das häufig verwendete Schaltungssymbol für Differenzverstärker zu veranschaulichen, wobei der invertierende Eingang dem Gate bzw. der Basis und der nichtinvertierende Eingang dem Emitter bzw. der Source-Elektrode entspricht.

Übertragen auf den Transistorverstärker nach der US-PS 34 08 571 bedeutet dies, daß die erste Verstärkerstufe, gebildet durch den Sperrschicht-FET an ihrem invertierenden Eingang über das Kondensatormikrofon angesteuert wird. Der Ausgang der ersten Stufe liegt am invertierenden Eingang der zweiten Stufe, deren nichtinvertierender Eingang, nämlich der Emitter des bipolaren Transistors, wechselstrommäßig geerdet ist. Vom Ausgang der zweiten Stufe führt eine Wechselstrom verbindung direkt zum nichtinvertierenden Eingang der ersten Stufe, während zwischen dem Ausgang der zweiten Stufe und dem invertierenden Eingang der ersten Stufe ein hochohmiger Widerstand liegt. Der über den Widerstand führende Zweig stellt eine Mitkopplung über beide Verstärkerstufen dar, während der andere Zweig eine Gegenkopplung bildet. Die Schaltung ist nur dann stabil, wenn zum nichtinvertierenden Eingang der ersten Stufe ein kleinerer Teil des Ausgangssignals zurückgeführt wird als an den nichtinvertierenden Eingang. Wie groß letztlich die Verstärkung des zweistufigen Verstärkers ist, hängt deswegen vom Widerstandsverhältnis des im Mitkopplungszweig liegenden Widerstandes zu dem ohmschen Widerstand des an demselben Eingang liegenden Kondensatormikrofones ab. Damit zeigt die bekannte Schaltung eine verhältnismäßig starke Abhängigkeit der Verstärkung von der Alterung des Kondensatormikrofons bzw. des hochohmigen Rückkopplungs widerstandes. Beide Bauelemente haben nämlich Widerstandswerte, die durch Änderungen der Isolationsverhältnisse infolge von Verschmutzung und Feuchtigkeit nennenswert zu verändern sind. Es ist deswegen mit der bekannten Schaltung keine langfristig stabile Verstärkung zu erzielen.

Darüber hinaus können über das Kondensatormikrofon Ableitströme fließen, weil sowohl der Drain-Arbeits widerstand als auch der Source-Widerstand wechselstrommäßig auf Masse liegen. Derartige Ableitströme beeinträchtigen die Empfindlichkeit des Kondensator mikrofones erheblich.

Eine andere Gegenkopplungsschaltung ist aus der DE-AS 25 01 288 bekannt, die dazu dient, den Klirrfaktor von Leistungsendstufen zu vermindern. Bei einer Aus führungsform der bekannten Schaltungsanordnung sind zwei Verstärker mit ihren invertierenden und ihren nichtinvertierenden Eingängen parallelgeschaltet. Das Ausgangssignal des einen Verstärkers gelangt unmittelbar auf den Verbraucher, während das Ausgangssignal des anderen Verstärkers über einen Vorwiderstand zum Verbraucher gelangt, so daß sich die von den beiden Verstärkern abgegebenen Signale am Verbraucher überlagern. Zum Zweck der Gegenkopplung sind die parallelgeschalteten invertierenden Eingänge mit dem Ausgang desjenigen Verstärkers verbunden, der über einen Vorwiderstand an dem Verbraucher liegt.

Am Knotenpunkt zwischen dem Vorwiderstand, dem Verbraucher und dem Ausgang des Kompensationsverstärkers werden die Ströme des unverzerrten verstärkten Ein gangssignals gleichphasig addiert, während die Klirranteile gegenphasig in den Knoten gelangen. Der Klirranteil des über den Vorwiderstand arbeitenden Verstärkers wird nämlich außerdem dem invertierenden Eingang des Kompensationsverstärkers zugeführt, so daß an dessen Ausgang der Klirranteil mit entgegengesetzter Phase wie am Ausgang des anderen Verstärkers ansteht.

Derselbe Zweck soll mit einer abgewandelten Ausführungs form erreicht werden, die wiederum zwei Differenzverstärker enthält. Das Eingangssignal wird in den nicht invertierenden Eingang des ersten Verstärkers eingespeist, von wo es in den nichtinvertierenden Eingang des zweiten Verstärkers gelangt. Der Ausgang des zweiten Differenzverstärkers ist gleichzeitig mit beiden invertierenden Eingängen der hintereinandergeschalteten Verstärker angeschlossen. Der Verbraucher wird mit zwei Signalen beaufschlagt, von denen das eine über einen Vorwiderstand aus dem Ausgang des zweiten Verstärkers und das andere ebenfalls über einen Vorwiderstand aus dem Ausgang des ersten Verstärkers erhalten wird.

Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung, für kapazitive Spannungsquellen mit hoher Ausgangsimpedanz eine rauscharme Impedanzwandlerschaltung zu schaffen, die langfristig eine konstante Verstärkung aufweist.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Schaltung erfindungs gemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gekennzeich net.

Der Vorteil der neuen Schaltung besteht darin, daß ihre Eingangsimpedanz sehr hoch und kapazitätsarm ist, aber eine Kompensation der parasitären Ströme am Verstärkereingang erfolgt und außerdem das Signal rauschverhältnis am Verstärkerausgang wesentlich verbessert ist. Die Unterdrückung des Rauschpegels am Ausgang ergibt sich, weil jede der beiden Verstärkerstufen für sich eine wesentlich größere Verstärkung als eins besitzt, wobei durch die Art der Gegenkopplung die Gesamtverstärkung auf Werte kleiner eins begrenzt ist.

Ein weiteres Merkmal der neuen Schaltung besteht darin, daß die Anordnung am Eingang einen Feldeffekttransistor aufweist, der mit einem die zweite Verstärkerstufe darstellenden Operationsverstärker galvanisch gekoppelt ist, wobei der Feldeffekttransistor in einer "Common- Source-Schaltung" eingesetzt ist.

Diese Schaltung bringt für sich bereits eine hohe Eingangsimpedanz und eine hohe, weit über eins liegende Verstärkung, die dem Arbeitswiderstand proportional ist. In der Praxis kann dieser Widerstand allerdings nicht beliebig groß gewählt werden, weil mit zunehmendem Widerstand der an ihm auftretende Spannungsabfall so groß werden könnte, daß die vorgegebene Arbeitsspannung am Transistor nicht erreicht würde. Es wird daher vorgeschlagen, um bei einem solchen Transistorverstärker die größtmögliche Verstärkung zu erzielen, den Arbeitswiderstand durch eine Stromquelle mit hohem dynamischen Widerstand, also durch eine Konstantstromquelle, zu ersetzen.

Die Kombination eines Feldeffekttransistors mit einem Operationsverstärker ist insofern vorteilhaft, weil letzterer sowohl einen invertierenden als auch einen nichtinvertierenden Eingang aufweist und eine hohe Verstärkung besitzt und außerdem im Handel preiswert zu bekommen ist. Zweifellos könnte der Operationsverstärker auch durch eine Anordnung mit diskreten Schaltelementen ersetzt werden, wozu jedoch mindestens zwei Transistoren und mehrere passive Schaltelemente erforderlich wären.

Weitere Einzelheiten der Erfindung können der folgenden Beschreibung an Hand der Zeichnung entnommen werden, in der

Fig. 1 das prinzipielle Schaltbild der Er findung schematisch darstellt,

Fig. 2 ein entsprechendes Wechselstrom-Schaltbild, ebenfalls schematisch, zeigt,

Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel schaltungsmäßig darstellt und

Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel erkennen läßt.

Wie Fig. 1 zeigt, setzt sich die erfindungsgemäße Schaltung aus den beiden Verstärkern V₁ und V₂ zusammen, von denen jeder eine Verstärkung aufweist, die wesentlich größer als eins ist. Der Ausgang des kapazitiven Wandlers liegt einerseits an Masse mit dem Bezugspotential "Null", andererseits über einen Kondensator C₁ am Eingang 5 der ersten Verstärkerstufe V₁. Der Ausgang 4 derselben ist mit dem Eingang 2, der ein invertierender Eingang der zweiten Verstärkerstufe V₂ ist, verbunden. Der Ausgang 1 dieser Verstärkerstufe ist mit deren nicht invertierenden Eingang 3 und mit dem ebenfalls nicht invertierenden Eingang 6 der ersten Verstärkerstufe zu sammengeschaltet. Es bestehen demnach zwei Rückkopplungswege, von denen einer über den Verstärker V₁ geführt ist.

Die Wechselstromschaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zeigt Fig. 2. Der Ausgang D, der von einem Feldeffekt-Transistor T₁ in "common-source-Schaltung" ausgebildeten ersten Verstärkerstufe V₁ mit der Verstärkung V₁ ist auf den invertierenden Eingang 2 einer zweiten Verstärkerstufe V₂ mit der Verstärkung V₂ geführt. Der Arbeitswiderstand R der ersten Verstärkerstufe V₁ ist zwischen den invertierenden Eingang 2 und den nicht invertierenden Eingang 3 der nachfolgenden zweiten Ver stärkerstufe V₂ gelegt, und der Ausgang 1 ist auf den nichtinvertierenden Eingang 3 gegengekoppelt. Die in der Schaltungsanordnung auftretenden Wechselspannungen sind wie folgt bezeichnet:

u _EWechseleingangsspannungu _GSWechselspannung zwischen "gate"-und "source"- Elektrode des Feldeffekttransistorsu _DWechselspannung zwischen "drain"-Elektrode und Bezugspotential "Null"u _AWechselausgangsspannungu₁Wechseleingangsspannung für die zweite Ver stärkerstufe Δ u _RAuf den invertierenden Eingang bezogene Rauschspannung des zweiten Verstärkers einschließlich sämtlicher außerhalb des Feldeffekttransistors liegender Rauschspannungsquellen.

Die Verstärkung der ersten Verstärkerstufe ist gegeben durch die Beziehung:

Außerdem können für die Schaltungsanordnung die folgenden Beziehungen angegeben werden:

u _E = u _A + u _GS (3)

u _D = u _A + u₁ (4)

Aus den Beziehungen (1) und (2) kann sofort angegeben werden:

Wird die Beziehung (5) in (3) eingesetzt, erhält man:

Mit Hilfe der Beziehung (6) und unter Berücksichtigung der Beziehung (2) kann die Beziehung (4) umgeformt werden zu:

Die neu gewonnenen Ausdrücke (6) und (7) zeigen für große Verstärkungen v₁ und v₂ - z. B. v₁ ≈ 10² und v₂ = 10³ -, daß die Wechselspannungen u _A, u _D und u _E nahezu gleich groß sind. Ein mit Zahlenwerten belegtes Rechen beispiel mit g _m = 10^-3 A/V; g _DS = 10^-6 s; R = 10⁵ Ω und v₂ = 10³ zeigt, daß

und

u _E = u _A (1 + 1,1 · 10^-5)

wird.

Im praktischen Fall ist die Wechselspannung zwischen der "gate"-Elektrode und der "source"-Elektrode um fünf Zehnerpotenzen geringer als die Eingangsspannung und die Wechselspannung zwischen der "gate"-Elektrode und der "drain"-Elektrode um drei Zehnerpotenzen geringer als die Eingangsspannung. Parasitäre Ströme über die vorhandenen parasitären Kapazitäten des Feldeffektransistors sind somit weitestgehend kompensiert.

Werden sämtliche Rauschquellen, die von der zweiten Verstärkerstufe und dem Arbeitswiderstand der ersten Ver stärkerstufe und eventuell außerhalb der ersten Verstärkerstufe liegenden Rauschspannungsquellen herrühren, in der einzigen Rauschspannungsquelle mit der Spannung Δ u _R vor dem invertierenden Eingang der zweiten Verstärkerstufe zusammengefaßt, so läßt sich mathematisch die Wirkung der Unterdrückung des Spannungsrauschens zeigen.

Aus der Beziehung (2) wird mit Einführen der Rauschspannung Δ u _R:

u _A = -v₂(u₁ + Δ u _R) (8)

Aus den Beziehungen (1) und (3) folgt:

Aus den Beziehungen (8) und (9) kann man folgenden Ausdruck ableiten:

Die Beziehung (10) zeigt jetzt, daß die Wechselausgangsspannung kleiner, aber nahezu so groß wie die Wechseleingangsspannung ist und die Schaltungsanordnung die Verstärkung von nahezu eins besitzt. Eine am Ausgang der Schaltungsanordnung auftretende Rauschspannung ist aber gegenüber dem Wechselspannungssignal um den Faktor unterdrückt. Im praktischen Zahlenbeispiel bedeutet dies eine auf den 99sten Teil unterdrückte Rausch spannung.

Die bisher nur prinzipiell beschriebene Schaltungs anordnung ist in einem Ausführungsbeispiel in Fig. 3 gezeigt. Die erste Verstärkerstufe ist mit dem Feldeffekttransistor T₁ bestückt, dessen Arbeitswiderstand R₈ von der Betriebsspannung + U _b über den Widerstand R₅ gespeist wird. Zur Einstellung des Arbeitspunktes des Feldeffekttransistors T₁ dient der hochohmige Spannungsteiler, gebildet aus den Widerständen R₂ und R₃ und dem Zuführungswiderstand R₄. Die zweite Verstärkungsstufe ist durch den Operationsverstärker V₂ bestückt, der seine Betriebsspannungen + U _B und - U _B an den Anschlüssen 7 und 8 zugeführt erhält. Der Ausgang D der ersten Verstärkerstufe ist auf den invertierenden Eingang 2 der zweiten Verstärkerstufe geführt. Die Arbeitspunkteinstellung für den nichtinvertierenden Eingang 3 des Operationsverstärkers V₂ erfolgt durch den aus den Widerständen R₆ und R₇ gebildeten Spannungsteiler. Die Gegenkopplung des Ausganges 1 auf den nichtinvertierenden Eingang 3 erfolgt sowohl über den Kondensator C₂ zum Knotenpunkt K₁ als auch unmittelbar zum Knotenpunkt K₂. Die Wechsel spannungspotentiale der Knotenpunkte K₁ und K₂ sind daher gleich groß und es kommt zu keiner Spannungsteilung durch die Widerstände R₆ und R₇ der gegengekoppelten Wechselspannung. Die Kombination aus Kondensator C₃ und Widerstand R₉ unterdrückt eine eventuelle Schwingungsneigung des Operationsverstärkers bei hohen Frequenzen im Megaherzbereich durch Rückkoppeln des Ausgangs 1 auf den invertierenden Eingang 2. Der Kondensatormikrophonkapsel wird die elektrische Ladung über den sehr hochohmigen, einige Giga-Ohm betragenden Widerstand R₁ zugeführt. Die Ausgangsspannung der gesamten Schaltungsanordnung kann am Kondensator C₄ abgenommen werden.

Fig. 4 zeigt eine Fig. 3 entsprechende Schaltungsanordnung, in der jedoch an Stelle des Arbeitswiderstandes R₈ eine mit dem Transistor T₂ ausgebildete Konstantstrom quelle vorgesehen ist.

Claims

1. Impedanzwandlerschaltung für kapazitive Spannungsquellen mit hoher Ausgangsimpedanz, insbesondere für Kondensatormikrofone,
mit zwei aufeinanderfolgenden, je einen invertierenden und einen nicht invertierenden Eingang aufweisenden Verstärkerstufen, von denen die erste, die eine hohe Eingangsimpedanz und eine für sich hohe Verstärkung hat, mit ihrem invertierenden Eingang an das Kondensatormikrofon und mit ihrem Ausgang an den invertierenden Eingang der zweiten Verstärkerstufe angeschlossen ist, die ebenfalls für sich eine hohe Verstärkung aufweist, und
mit einem Gegenkopplungsweg von dem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe zu dem nicht invertierenden Eingang der ersten Verstärkerstufe,
dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (1) der zweiten Ver stärkerstufe (V₂) mit dem nicht invertierenden Eingang (3) der zweiten Verstärkerstufe (V₂) und dem nicht invertierenden Eingang (6) der ersten Verstärkerstufe (V₁) zusammengeschaltet ist, und daß das Bezugspotential "null" für die Eingangs- und die Ausgangswechselspannungssignale der beiden Verstär kerstufen (V₁, V₂) durch keinen der invertierenden oder nicht invertierenden Eingänge (2, 3, 5, 6) der beiden Verstärkerstufen (V₁, V₂) gebildet ist.

2. Impedanzwandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkerstufe (V₁) einen Arbeitswiderstand (R, R₈) aufweist, der, wechsel strommäßig betrachtet, zwischen dem invertierenden Eingang (2) und dem nicht invertierenden Eingang (3) der zweiten Verstärkerstufe (V₂) liegt.

3. Impedanzwandlerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung als erste Verstärkerstufe (V₁) einen Felddeffekt transistor (T₁) aufweist, der mit einem die zweite Verstärkerstufe darstellenden Operationsverstärker (V₂) galvanisch gekoppelt ist, und daß der Feld effekttransistor (T₁) in einer "Common-Source-Schaltung" betrieben ist.

4. Impedanzwandlerschaltung nach den Ansprüchen 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Arbeitswiderstand (R₈) für den Feldeffekttransistor (T₁) eine Stromquelle mit hohem dynamischen Innenwiderstand vorgesehen ist, die von einem als Konstantstromquelle geschalteten Transistor (T₂) gebildet ist.

5. Impedanzwandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Verstärkerstufe (V₂) diskret mit zumindest zwei Transistoren aufgebaut ist.