JPH03130967A - 磁気再生ヘッドアンプ - Google Patents
磁気再生ヘッドアンプInfo
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- JPH03130967A JPH03130967A JP1341028A JP34102889A JPH03130967A JP H03130967 A JPH03130967 A JP H03130967A JP 1341028 A JP1341028 A JP 1341028A JP 34102889 A JP34102889 A JP 34102889A JP H03130967 A JPH03130967 A JP H03130967A
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
- G11B20/06—Angle-modulation recording or reproducing
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
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- G—PHYSICS
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/027—Analogue recording
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、磁気テープから磁気ヘッドによってピックア
ップ（再生）されたＦＭキャリア、具体的にはハイビジ
ョン信号などの広周波数帯域信号を搬送するＦＭキャリ
アを増幅する磁気再生ヘッドアンプに関するものである
。
ップ（再生）されたＦＭキャリア、具体的にはハイビジ
ョン信号などの広周波数帯域信号を搬送するＦＭキャリ
アを増幅する磁気再生ヘッドアンプに関するものである
。
標準テレビジョン方式の映像信号を録画・再生するため
のＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）として、第７図に示
すような磁気再生ヘッドアンプ５３を含む回路構成を有
するもの（以下、第１従来例と呼ぶ）が知られている。
のＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）として、第７図に示
すような磁気再生ヘッドアンプ５３を含む回路構成を有
するもの（以下、第１従来例と呼ぶ）が知られている。
すなわち、第１従来例では、回転ドラム上の磁気ヘッド
５１で図示しない磁気テープからピックアップされた映
像信号が、回転ドラム上のロータと固定ドラム上のステ
ータからなるロークリトランス５２を介して磁気再生ヘ
ッドアンプ５３に入力され、磁気再生ヘッドアンプ５３
で増幅された後、再生アンプ５４及び等花器５５を介し
て出力されるようになっている。
５１で図示しない磁気テープからピックアップされた映
像信号が、回転ドラム上のロータと固定ドラム上のステ
ータからなるロークリトランス５２を介して磁気再生ヘ
ッドアンプ５３に入力され、磁気再生ヘッドアンプ５３
で増幅された後、再生アンプ５４及び等花器５５を介し
て出力されるようになっている。
第７図の回路をロータリトランス５２０２次側（ステー
タ側）で換算した等価回路を第８図に示す。但し、ロー
タ側の浮遊容量は省略する。同図において、磁気再生ヘ
ッドアンプ５３の人力容量がＣｉ７、信号配線の対地漂
遊容量がＣ！Ｉｓ ｃｓｚ、磁気ヘッド５１のへラドイ
ンダクタンスがＬＨ１磁気ヘッド５１のヘッドレジスタ
ンス（ヘッド損失に対応）がＲＨｓロータリトランス５
２の２次側対１次側（ステータ側対ロータ側）の巻き数
比がｎ、ロータリトランス５２の２次側コイルインダク
タンスがＬｔ、ロータリトランス５２の漏洩インダクタ
ンスがＬｒで表されている。
タ側）で換算した等価回路を第８図に示す。但し、ロー
タ側の浮遊容量は省略する。同図において、磁気再生ヘ
ッドアンプ５３の人力容量がＣｉ７、信号配線の対地漂
遊容量がＣ！Ｉｓ ｃｓｚ、磁気ヘッド５１のへラドイ
ンダクタンスがＬＨ１磁気ヘッド５１のヘッドレジスタ
ンス（ヘッド損失に対応）がＲＨｓロータリトランス５
２の２次側対１次側（ステータ側対ロータ側）の巻き数
比がｎ、ロータリトランス５２の２次側コイルインダク
タンスがＬｔ、ロータリトランス５２の漏洩インダクタ
ンスがＬｒで表されている。
ここで、巻き数比ｎ＝１〜１．５の範囲では、Ｌ７（ｎ
” ＬＨ（Ｌｚが成立するので、第８図の等価回路は第
９図のように簡素化できる。但し、Ｃ８は入力容量Ｃｉ
、、、対地漂遊容量がＣ１、Ｃ０などを含むアンプ入力
換算容量である。上記の共振回路の共振周波数ｆ０は、
例えば、コンデンサ５６を外付けすることによって第１
Ｏ図に曲線（Ａ）で示すように、通常、ＦＭキャリア伝
送帯域の上限近傍に設定される。但し、特別にコンデン
サ５６を設けることは最近では少なく、コンデンサ５６
を設けない場合、コイルインダクタンスＬＨを大きくし
て感度アップを図っている。
” ＬＨ（Ｌｚが成立するので、第８図の等価回路は第
９図のように簡素化できる。但し、Ｃ８は入力容量Ｃｉ
、、、対地漂遊容量がＣ１、Ｃ０などを含むアンプ入力
換算容量である。上記の共振回路の共振周波数ｆ０は、
例えば、コンデンサ５６を外付けすることによって第１
Ｏ図に曲線（Ａ）で示すように、通常、ＦＭキャリア伝
送帯域の上限近傍に設定される。但し、特別にコンデン
サ５６を設けることは最近では少なく、コンデンサ５６
を設けない場合、コイルインダクタンスＬＨを大きくし
て感度アップを図っている。
一般に、標準テレビジョン方式用の磁気再生ヘッドアン
プ５３はＦＭキャリアの伝送帯域内に共振周波数ｒ０が
存在する時、等花器５５のみで共振特性の逆補正と、本
来の目的であるヘッドアパーチャ補正、つまり、等化補
正を同時に行うことは困難である。そこで、まず、共振
特性のダンピングのため、分圧抵抗５７及び５８並びに
負帰還抵抗５９を設けてそれらの抵抗値を適宜に設定す
ることにより、ＦＭキャリアのＣＮ比を低下させること
なく、しかも磁気ヘッド５１のピックアップ感度等のば
らつきも抑制して、磁気再生ヘッドアンプ５３の利得周
波数特性を第１０図の曲線（Ｂ）で示すように平坦化し
、次いで等花器５５によりＦＭピーキングによる高域周
波数での等化補正を行っているのが一般である。
プ５３はＦＭキャリアの伝送帯域内に共振周波数ｒ０が
存在する時、等花器５５のみで共振特性の逆補正と、本
来の目的であるヘッドアパーチャ補正、つまり、等化補
正を同時に行うことは困難である。そこで、まず、共振
特性のダンピングのため、分圧抵抗５７及び５８並びに
負帰還抵抗５９を設けてそれらの抵抗値を適宜に設定す
ることにより、ＦＭキャリアのＣＮ比を低下させること
なく、しかも磁気ヘッド５１のピックアップ感度等のば
らつきも抑制して、磁気再生ヘッドアンプ５３の利得周
波数特性を第１０図の曲線（Ｂ）で示すように平坦化し
、次いで等花器５５によりＦＭピーキングによる高域周
波数での等化補正を行っているのが一般である。
又、ＦＭキャリアの伝送周波数帯域の上限を高周波数側
にシフトするため、第７図に点線で示す広帯域用コンデ
ンサ６０を付加することによって磁気再生ヘッドアンプ
５３の利得周波数特性を第１０図に曲線（Ｄ）で示すよ
うに広帯域化するとともに、等花器５５の等化補正によ
り曲線（Ｃ）で示すような特性を得ている。
にシフトするため、第７図に点線で示す広帯域用コンデ
ンサ６０を付加することによって磁気再生ヘッドアンプ
５３の利得周波数特性を第１０図に曲線（Ｄ）で示すよ
うに広帯域化するとともに、等花器５５の等化補正によ
り曲線（Ｃ）で示すような特性を得ている。
一方、ベースバンド輝度帯域２０ Ｍ Ｈｚのハイビジ
ョン信号等、広帯域映像信号を記録再生するハイビジョ
ンＶＴＲでは、ベースバンド’ＭＦ 域１２ Ｍ Ｈｚ
のＴ ＣＩ （Ｔｉｍｅ Ｃｏａ＋ｐｒｅｓｓｅｄ Ｉ
ｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）信号を２チヤネルに帯域分割し
、それぞれ別々のキャリアを周波数変調するが、各チャ
ネルのＦＭキャリアスペクトルは例えば１８ＭＨｚを中
心キャリアとすると、第一側帯波だけでも６Ｍ）ｌｚ以
下から３０ＭＨｚ以上にわたる広帯域分布特性を有し、
従って、磁気再生ヘッドアンプにはこれに対応する広帯
域周波数特性が必要とされる。
ョン信号等、広帯域映像信号を記録再生するハイビジョ
ンＶＴＲでは、ベースバンド’ＭＦ 域１２ Ｍ Ｈｚ
のＴ ＣＩ （Ｔｉｍｅ Ｃｏａ＋ｐｒｅｓｓｅｄ Ｉ
ｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）信号を２チヤネルに帯域分割し
、それぞれ別々のキャリアを周波数変調するが、各チャ
ネルのＦＭキャリアスペクトルは例えば１８ＭＨｚを中
心キャリアとすると、第一側帯波だけでも６Ｍ）ｌｚ以
下から３０ＭＨｚ以上にわたる広帯域分布特性を有し、
従って、磁気再生ヘッドアンプにはこれに対応する広帯
域周波数特性が必要とされる。
ハイビジョンＶＴＲの一構成例を第１１図に示す。第１
１図の構成例（以下、第２従来例と呼ぶ）では、再生時
に録画再生兼用ヘッド６２でピックアップされたハイビ
ジョンＦＭキャリアがロータリトランス６３を介してヘ
ッドアンプ６４に入力されるようになっている。ロータ
リトランス６３とヘッドアンプ６４との間には録画・再
生切替スイッチ６５が設けられ、再生時には図示の如く
、ＰＲ側に接続される一方、録画時にはＲＩＩＩＣ側に
切り替えられ、図示しない記録アンプから供給されるＦ
Ｍ記録電流がロータリトランス６３を介して録画再生兼
用ヘッド６２に送られるようになっている。ハイビジョ
ンＶＴＲでは、上記ロークリトランス６３としては、通
常、ロータ側巻き数対ステータ側巻き数の比が２：２の
平板型が使用されている。
１図の構成例（以下、第２従来例と呼ぶ）では、再生時
に録画再生兼用ヘッド６２でピックアップされたハイビ
ジョンＦＭキャリアがロータリトランス６３を介してヘ
ッドアンプ６４に入力されるようになっている。ロータ
リトランス６３とヘッドアンプ６４との間には録画・再
生切替スイッチ６５が設けられ、再生時には図示の如く
、ＰＲ側に接続される一方、録画時にはＲＩＩＩＣ側に
切り替えられ、図示しない記録アンプから供給されるＦ
Ｍ記録電流がロータリトランス６３を介して録画再生兼
用ヘッド６２に送られるようになっている。ハイビジョ
ンＶＴＲでは、上記ロークリトランス６３としては、通
常、ロータ側巻き数対ステータ側巻き数の比が２：２の
平板型が使用されている。
又、第１２図に示すハイビジョンＶＴＲの他の構成例（
以下、第３従来例と呼ぶ）では、回転ドラムに録画再生
兼用へラド６６、第１の録画・再生切替スイッチ６７、
ヘッドアンプ６日、第２の録画・再生切替スイッチ７０
が内蔵され、第２の録画・再生切替スイッチ７０がロー
タリトランス７１、第３の録画・再生切替スイッチ７２
を介して再生アンプ７３に接続されている。この場合も
、各録画・再生切替スイッチ６７・７０・７２が再生時
にはＰＢ側に接続される一方、記録時にはＲＥＣ側に切
り換えられる。
以下、第３従来例と呼ぶ）では、回転ドラムに録画再生
兼用へラド６６、第１の録画・再生切替スイッチ６７、
ヘッドアンプ６日、第２の録画・再生切替スイッチ７０
が内蔵され、第２の録画・再生切替スイッチ７０がロー
タリトランス７１、第３の録画・再生切替スイッチ７２
を介して再生アンプ７３に接続されている。この場合も
、各録画・再生切替スイッチ６７・７０・７２が再生時
にはＰＢ側に接続される一方、記録時にはＲＥＣ側に切
り換えられる。
第１３図に示すハイビジョンＶＴＲの更に別の構成例（
以下、第４従来例と呼ぶ）では、回転ドラムに記録用磁
気ヘッド７４と再生用磁気ヘッド７５が別々に設けられ
るとともに、回転ドラム内にヘッドアンプ７６が内蔵さ
れている。上記記録用磁気ヘッド７４はロータリトラン
ス７７を介して記録アンプ７８に接続される一方、ヘッ
ドアンプ７６はロータリトランス８０を介して再生アン
プ８１に接続されている。
以下、第４従来例と呼ぶ）では、回転ドラムに記録用磁
気ヘッド７４と再生用磁気ヘッド７５が別々に設けられ
るとともに、回転ドラム内にヘッドアンプ７６が内蔵さ
れている。上記記録用磁気ヘッド７４はロータリトラン
ス７７を介して記録アンプ７８に接続される一方、ヘッ
ドアンプ７６はロータリトランス８０を介して再生アン
プ８１に接続されている。
ところで、上記のように、ハイビジョン信号を搬送する
ＦＭキャリアにおいては、その伝送周波数帯域の上限周
波数が３０Ｍｔｌｚ以上に達するが、後段のアンプにお
いて安定な出力振幅特性を維持するためには、磁気再生
ヘッドアンプの出力の周波数特性として、ＦＭキャリア
伝送周波数帯域内に共振周波数ｆ０を含まないことが望
ましい。
ＦＭキャリアにおいては、その伝送周波数帯域の上限周
波数が３０Ｍｔｌｚ以上に達するが、後段のアンプにお
いて安定な出力振幅特性を維持するためには、磁気再生
ヘッドアンプの出力の周波数特性として、ＦＭキャリア
伝送周波数帯域内に共振周波数ｆ０を含まないことが望
ましい。
ところで、上記のヘッドアンプ内の発生ノイズはほぼ一
定であるので、ロータリトランスの巻き数比ｎを上げ、
ヘッドアンプへの入力キャリアレベルを大きくすると、
キャリアＣＮ比が改善される。しかし、巻き数比ｎを大
きくすると、共振周波数ｆ、が低下する問題がある。例
えば、第２従来例（第１１図）において、録画再生兼用
ヘッド６２が有するインダクタンスを１μＨとし、ロー
タリトランス６３の巻き数比ｎ（ステータ側対ロータ側
）を３：２とすると、入力容１ｃ、ｆｉ及び対地漂遊容
量Ｃ０、Ｃｓ２等からなるヘッドアンプ６４の入力換算
容量Ｃ３が１３ｐＦあるだけで、その共振ピーク周波数
ｒ０が３０ＭＨｚ以下になる。
定であるので、ロータリトランスの巻き数比ｎを上げ、
ヘッドアンプへの入力キャリアレベルを大きくすると、
キャリアＣＮ比が改善される。しかし、巻き数比ｎを大
きくすると、共振周波数ｆ、が低下する問題がある。例
えば、第２従来例（第１１図）において、録画再生兼用
ヘッド６２が有するインダクタンスを１μＨとし、ロー
タリトランス６３の巻き数比ｎ（ステータ側対ロータ側
）を３：２とすると、入力容１ｃ、ｆｉ及び対地漂遊容
量Ｃ０、Ｃｓ２等からなるヘッドアンプ６４の入力換算
容量Ｃ３が１３ｐＦあるだけで、その共振ピーク周波数
ｒ０が３０ＭＨｚ以下になる。
一般に、ヘッドアンプ入力容量Ｃｉ ｎが大きいか、又
はその対地漂遊容量ＣＳ＋、ＣＳＺが大きい場合、第１
４図の曲線（Ｅ）に示すように、入力回路の共振周波数
はＦＭキャリア伝送帯域外のｆ、（曲線（Ｆ））からｆ
ｏｏに低下し、通常、ＦＭキャリア伝送帯域内に含まれ
ることになる。その場合、後段の等花器（図示せず）で
録画再生兼用ヘッド６２のアパーチャ特性（第１５図の
曲線（Ｇ）参照）に対応した所要等化補正（同図の曲線
（Ｈ）参照）に加えて、上記共振周波数ｆ０°の共振特
性の逆補正を同時に行えば、同図の曲線（■）の如く、
高域周波数での急峻なピーキンク補正が避は難く、等花
器の安定な特性の維持が極めて難しくなる。
はその対地漂遊容量ＣＳ＋、ＣＳＺが大きい場合、第１
４図の曲線（Ｅ）に示すように、入力回路の共振周波数
はＦＭキャリア伝送帯域外のｆ、（曲線（Ｆ））からｆ
ｏｏに低下し、通常、ＦＭキャリア伝送帯域内に含まれ
ることになる。その場合、後段の等花器（図示せず）で
録画再生兼用ヘッド６２のアパーチャ特性（第１５図の
曲線（Ｇ）参照）に対応した所要等化補正（同図の曲線
（Ｈ）参照）に加えて、上記共振周波数ｆ０°の共振特
性の逆補正を同時に行えば、同図の曲線（■）の如く、
高域周波数での急峻なピーキンク補正が避は難く、等花
器の安定な特性の維持が極めて難しくなる。
又、前記の第３従来例（第１２図）では、回転ドラムに
ヘッドアンプ６日を内蔵することにより、ヘッドアンプ
入力換算容量Ｃ８から対地漂遊容量を除くことができる
ので、Ｃｓ＝Ｃ１，、となってＣ１が低下し、共振周波
数を高くすることができる。しかしながら、この場合は
、第１及び第２．の録画・再生切替スイッチ６７・７０
を回転ドラム内でヘッドアンプ６８の前後に配置する必
要があるので、構成が複雑になる。
ヘッドアンプ６日を内蔵することにより、ヘッドアンプ
入力換算容量Ｃ８から対地漂遊容量を除くことができる
ので、Ｃｓ＝Ｃ１，、となってＣ１が低下し、共振周波
数を高くすることができる。しかしながら、この場合は
、第１及び第２．の録画・再生切替スイッチ６７・７０
を回転ドラム内でヘッドアンプ６８の前後に配置する必
要があるので、構成が複雑になる。
更に、第４従来例（第１３図）は第３従来例における第
１及び第２の録画・再生切替スイッチ６７・７０を省略
した構成で、この場合も共振ピーク周波数を高くするこ
とができるが、記録用磁気ヘッド７４と再生用磁気ヘッ
ド７５が別個に必要となる他、ロータリトランス７７・
８０のチャネル数も倍増し、第３従来例と同様に構成が
複雑になる。
１及び第２の録画・再生切替スイッチ６７・７０を省略
した構成で、この場合も共振ピーク周波数を高くするこ
とができるが、記録用磁気ヘッド７４と再生用磁気ヘッ
ド７５が別個に必要となる他、ロータリトランス７７・
８０のチャネル数も倍増し、第３従来例と同様に構成が
複雑になる。
本発明に係る磁気再生ヘッドアンプは、上記課題を解決
するために、平衡入力型、平衡出力型又は平衡入出力型
の差動増幅器を備え、ＦＭキャリアを増幅する磁気再生
ヘッドアンプにおいて、抵抗を負帰還素子とし、増幅器
入力回路に含まれるインダクタンスと入出力対地漂遊容
量及び増幅器入力容量とで形成される共振回路の共振特
性を減衰させることにまり差動増幅器の出力振幅を所要
の周波数特性（例えば、はぼ平坦）とする負帰還回路部
と、コンデンサを正帰還素子とし、上記共振回路の共振
周波数をＦＭキャリア伝送周波数帯域の上限近傍にシフ
トさせる正帰還回路部とを備えていることを特徴として
いる。
するために、平衡入力型、平衡出力型又は平衡入出力型
の差動増幅器を備え、ＦＭキャリアを増幅する磁気再生
ヘッドアンプにおいて、抵抗を負帰還素子とし、増幅器
入力回路に含まれるインダクタンスと入出力対地漂遊容
量及び増幅器入力容量とで形成される共振回路の共振特
性を減衰させることにまり差動増幅器の出力振幅を所要
の周波数特性（例えば、はぼ平坦）とする負帰還回路部
と、コンデンサを正帰還素子とし、上記共振回路の共振
周波数をＦＭキャリア伝送周波数帯域の上限近傍にシフ
トさせる正帰還回路部とを備えていることを特徴として
いる。
上記の構成によれば、負帰還回路部の負帰還素子によっ
て、差動増幅器の人力部の共振ピーク特性がダンピング
され、差動増幅器出力が所要の周波数特性（例えば、は
ぼ平坦）とされる。又、正帰還回路部の正帰還素子を通
る電流を、信号源からの充電電流の代わりとして差動増
幅器に流し込み、信号源からの差動増幅器入力容量への
充電電流、つまり、実効入力容量を減少させることによ
り、例えば、第１４図に曲線（Ｆ）で示すように、差動
増幅器入力部での共振周波数をＦＭキャリア伝送帯域の
上限近傍のｆｏまでシフトさせることができ、例えば、
磁気ヘッドのアパーチャ特性（第１５図曲線（Ｇ））を
補正する等化特性（同図曲線（Ｈ））に共振周波数ｆ０
に対応する逆補正を含めても同図中の曲線（Ｊ）で示す
ように１Ｍピーキング量を減少させて等化器の負担を減
少させることができる。
て、差動増幅器の人力部の共振ピーク特性がダンピング
され、差動増幅器出力が所要の周波数特性（例えば、は
ぼ平坦）とされる。又、正帰還回路部の正帰還素子を通
る電流を、信号源からの充電電流の代わりとして差動増
幅器に流し込み、信号源からの差動増幅器入力容量への
充電電流、つまり、実効入力容量を減少させることによ
り、例えば、第１４図に曲線（Ｆ）で示すように、差動
増幅器入力部での共振周波数をＦＭキャリア伝送帯域の
上限近傍のｆｏまでシフトさせることができ、例えば、
磁気ヘッドのアパーチャ特性（第１５図曲線（Ｇ））を
補正する等化特性（同図曲線（Ｈ））に共振周波数ｆ０
に対応する逆補正を含めても同図中の曲線（Ｊ）で示す
ように１Ｍピーキング量を減少させて等化器の負担を減
少させることができる。
〔実施例１〕
本発明の一実施例を第１図乃至第４図に基づいて説明す
れば、以下の通りである。
れば、以下の通りである。
ここに例示する実施例１のハイビジョンＶＴＲは、第１
図に示すように、磁気ヘッド１と、ロータリトランス２
と、磁気再生ヘッドアンプ３とを備えている。なお、磁
気再生ヘッドアンプ３は、正帰還回路部ＩＯおよび負帰
還回路部１１を含んでいる。
図に示すように、磁気ヘッド１と、ロータリトランス２
と、磁気再生ヘッドアンプ３とを備えている。なお、磁
気再生ヘッドアンプ３は、正帰還回路部ＩＯおよび負帰
還回路部１１を含んでいる。
磁気へラドｌは、例えば、図示しない回転ドラムの外周
面に取り付けられ、磁気テープ等の磁気記録媒体に記録
された映像信号を再生して電気信号に変換するようにな
っている。再生された映像信号は、上記回転ドラムと固
定ドラムとの間に設けられたロータリトランス２を介し
て差動増幅器としての磁気再生ヘッドアンプ３の負相入
力端子Ｎ ｉ Ｆｌおよび正相入力端子Ｐｉｆｉに入力
されるようになっている。上記磁気再生ヘッドアンプ３
は、平衡入力型でしかも平衡出力型の差動増幅型ＩＣか
らなる。
面に取り付けられ、磁気テープ等の磁気記録媒体に記録
された映像信号を再生して電気信号に変換するようにな
っている。再生された映像信号は、上記回転ドラムと固
定ドラムとの間に設けられたロータリトランス２を介し
て差動増幅器としての磁気再生ヘッドアンプ３の負相入
力端子Ｎ ｉ Ｆｌおよび正相入力端子Ｐｉｆｉに入力
されるようになっている。上記磁気再生ヘッドアンプ３
は、平衡入力型でしかも平衡出力型の差動増幅型ＩＣか
らなる。
磁気再生ヘッドアンプ３の正相出力端子Ｐ。ｕｔとグラ
ンドとの間には、正相出力端子Ｐ。１＋１の側から順に
、分圧抵抗Ｒ４および分圧抵抗Ｒ３が直列に接続されて
いる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ３の接続点は、正帰還コンデン
サＣ３を介して正相入力端子ｐ ｉｎに接続されている
。また、上記分圧抵抗Ｒ４・Ｒ６の接続点は、負帰還抵
抗Ｒ１ｌ を介して負相入力端子Ｎ ｉ ｎに接続され
ている。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ２および正帰還コンデンサＣ
８は、正帰還回路部１０を構成する回路要素である。ま
た、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ６および負帰還抵抗Ｒ１ｌ は、
負帰還回路部１１を構成する回路要素である。
ンドとの間には、正相出力端子Ｐ。１＋１の側から順に
、分圧抵抗Ｒ４および分圧抵抗Ｒ３が直列に接続されて
いる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ３の接続点は、正帰還コンデン
サＣ３を介して正相入力端子ｐ ｉｎに接続されている
。また、上記分圧抵抗Ｒ４・Ｒ６の接続点は、負帰還抵
抗Ｒ１ｌ を介して負相入力端子Ｎ ｉ ｎに接続され
ている。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ２および正帰還コンデンサＣ
８は、正帰還回路部１０を構成する回路要素である。ま
た、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ６および負帰還抵抗Ｒ１ｌ は、
負帰還回路部１１を構成する回路要素である。
磁気再生ヘッドアンプ３の負相出力端子Ｎ ６１１ Ｌ
とグランドとの間には、端子Ｎ。ｕｔの側から順に、分
圧抵抗Ｒｈおよび分圧抵抗Ｒ１が直列に接続されている
。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ７の接続点は、負帰還抵抗Ｒ７を介
して正相入力端子Ｐｉｆｉに接続されている。また、分
圧抵抗Ｒ８・Ｒ？の接続点は、正帰還コンデンサＣ，”
を介して負相入力端子Ｎ ｉ ｎに接続されている。分
圧抵抗Ｒ４・Ｒ１および正帰還コンデンサＣ８“は、正
帰還回路部１０を構成する回路要素である。分圧抵抗Ｒ
６・Ｒ７および負帰還抵抗Ｒ１は、負帰還回路部１１を
構成する回路要素である。なお、正相出力端子Ｐ ｏｕ
ｔおよび負相出力端子Ｎ。ｕｔは、図示しない次段の再
生アンプ（次段アンプ）を介して、等化器（図示せず）
の入力に接続されている。
とグランドとの間には、端子Ｎ。ｕｔの側から順に、分
圧抵抗Ｒｈおよび分圧抵抗Ｒ１が直列に接続されている
。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ７の接続点は、負帰還抵抗Ｒ７を介
して正相入力端子Ｐｉｆｉに接続されている。また、分
圧抵抗Ｒ８・Ｒ？の接続点は、正帰還コンデンサＣ，”
を介して負相入力端子Ｎ ｉ ｎに接続されている。分
圧抵抗Ｒ４・Ｒ１および正帰還コンデンサＣ８“は、正
帰還回路部１０を構成する回路要素である。分圧抵抗Ｒ
６・Ｒ７および負帰還抵抗Ｒ１は、負帰還回路部１１を
構成する回路要素である。なお、正相出力端子Ｐ ｏｕ
ｔおよび負相出力端子Ｎ。ｕｔは、図示しない次段の再
生アンプ（次段アンプ）を介して、等化器（図示せず）
の入力に接続されている。
上述した分圧抵抗Ｒ４〜Ｒ１は、磁気再生ヘッドアンプ
３の増幅度が大きい場合に、出力からの帰還量を増幅度
に応じて調整するためのものである。正帰還コンデンサ
Ｃ８・Ｃ８°は正帰還素子であり、負帰還抵抗Ｒ１・Ｒ
７”は負帰還素子である。
３の増幅度が大きい場合に、出力からの帰還量を増幅度
に応じて調整するためのものである。正帰還コンデンサ
Ｃ８・Ｃ８°は正帰還素子であり、負帰還抵抗Ｒ１・Ｒ
７”は負帰還素子である。
上記の構成において、磁気再生ヘッドアンプ３の負相入
力端子Ｎ ｉ ｎおよび正相入力端子ｐ ｉｎの対地電
圧をそれぞれＥｉ ・Ｅ、とする。負相出力端子Ｎ ｏ
ｕ ｔおよび正相出力端子Ｐ。ｕｔの対地電圧をそれ
ぞれＩｏ ・Ｅｏとする。また、磁気再生ヘッドアンプ
３の正相入力端子ｐ ｉｎおよび負相入力端子Ｎ ｉ
ｎの対地漂遊容量（これには磁気再生ヘッドアンプ３の
入力部１ｃｉｆｌ換算値として図示のＣ’１１１＝２Ｃ
Ｉ、、を含むものとする）をそれぞれＣ８１・Ｃ３□と
し、これらを流れる電流をそれぞれ１３１・Ｉ３２とす
る。この他に、磁気再生ヘッドアンプ３の入力抵抗Ｒｉ
ｎ ’ Ｒｉｎに流れる電流成分■□・ｒｔｚがあるが
、Ｉ□・Ｉ＋ｔｚは無視できる程度に僅かである。
力端子Ｎ ｉ ｎおよび正相入力端子ｐ ｉｎの対地電
圧をそれぞれＥｉ ・Ｅ、とする。負相出力端子Ｎ ｏ
ｕ ｔおよび正相出力端子Ｐ。ｕｔの対地電圧をそれ
ぞれＩｏ ・Ｅｏとする。また、磁気再生ヘッドアンプ
３の正相入力端子ｐ ｉｎおよび負相入力端子Ｎ ｉ
ｎの対地漂遊容量（これには磁気再生ヘッドアンプ３の
入力部１ｃｉｆｌ換算値として図示のＣ’１１１＝２Ｃ
Ｉ、、を含むものとする）をそれぞれＣ８１・Ｃ３□と
し、これらを流れる電流をそれぞれ１３１・Ｉ３２とす
る。この他に、磁気再生ヘッドアンプ３の入力抵抗Ｒｉ
ｎ ’ Ｒｉｎに流れる電流成分■□・ｒｔｚがあるが
、Ｉ□・Ｉ＋ｔｚは無視できる程度に僅かである。
次に、磁気再生ヘッドアンプ３の動作を説明する。磁気
再生ヘッドアンプ３の正相側と負相側との間には、極性
が逆になる点を除けば、その動作に本質的な差異がない
。ここでは、正相側を中心にその動作を説明する。
再生ヘッドアンプ３の正相側と負相側との間には、極性
が逆になる点を除けば、その動作に本質的な差異がない
。ここでは、正相側を中心にその動作を説明する。
磁気ヘッド１で再生され、ロータリトランス２を介して
磁気再生ヘッドアンプ３に入力される入力信号が低域周
波数である場合、あるいは磁気再生ヘッドアンプ３の対
地漂遊容量Ｃ３１’ ｃｓｚが小さい場合においては、
正相入力端子ＰＬｎの入力Ｅｉと正相出力端子Ｐ０工、
の出力Ｅ０との位相差は無視でき、第３図に示すように
Ｅ、とＥｏとは同相である。なお、第３図中αは分圧抵
抗Ｒ４・Ｒｓの分圧比であり、かつ、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ
１の分圧比としても良い（α＝Ｒｓ ／ （Ｒ４＋Ｒｓ
） ＝Ｒ？ ／ （Ｒ＆ ＋Ｒ７））。
磁気再生ヘッドアンプ３に入力される入力信号が低域周
波数である場合、あるいは磁気再生ヘッドアンプ３の対
地漂遊容量Ｃ３１’ ｃｓｚが小さい場合においては、
正相入力端子ＰＬｎの入力Ｅｉと正相出力端子Ｐ０工、
の出力Ｅ０との位相差は無視でき、第３図に示すように
Ｅ、とＥｏとは同相である。なお、第３図中αは分圧抵
抗Ｒ４・Ｒｓの分圧比であり、かつ、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ
１の分圧比としても良い（α＝Ｒｓ ／ （Ｒ４＋Ｒｓ
） ＝Ｒ？ ／ （Ｒ＆ ＋Ｒ７））。
対地漂遊容量Ｃ０に流れ込む充電電流ｒｃ＋はＩＣＩ＝
ｊ２πｆｃ、、Ｅｉ となり、第３図にも示すようにＥ
ｉとの間に９０°の位相差を有する。又、正帰還コンデ
ンサＣ８を通して人力Ｅ、に正帰還される正帰還電流Ｉ
０はＩｒ＊＝ｊ２πｒｃｓ（αＥ０−Ｅｔ ）となり、
Ｅｏとの間に９０°の位相差を有し、したがって、ＩＣ
Ｉとは同相である。
ｊ２πｆｃ、、Ｅｉ となり、第３図にも示すようにＥ
ｉとの間に９０°の位相差を有する。又、正帰還コンデ
ンサＣ８を通して人力Ｅ、に正帰還される正帰還電流Ｉ
０はＩｒ＊＝ｊ２πｒｃｓ（αＥ０−Ｅｔ ）となり、
Ｅｏとの間に９０°の位相差を有し、したがって、ＩＣ
Ｉとは同相である。
このため、対地漂遊容量ＣＳｔへ流れ込む充電電流Ｉｃ
ｌは、正帰還電流Ｉｆｌｌで大部分が供給され、信号源
からはＩＣＩとＩｆｌｌの差分電流Ｉｓｌのみを対地漂
遊容量Ｃｓｌに供給すれば良いので、信号源からのＣ３
Ｉへの供給電流を大幅に減少させることができ、それに
伴って実効容量を下げることができるので、共振周波数
を高くすることができる。
ｌは、正帰還電流Ｉｆｌｌで大部分が供給され、信号源
からはＩＣＩとＩｆｌｌの差分電流Ｉｓｌのみを対地漂
遊容量Ｃｓｌに供給すれば良いので、信号源からのＣ３
Ｉへの供給電流を大幅に減少させることができ、それに
伴って実効容量を下げることができるので、共振周波数
を高くすることができる。
上記正帰還電流Ｉ０は、出力Ｅ０を分圧抵抗Ｒ４・Ｒ１
で分圧された電圧に応じて変化し、分圧比及びＣ，の値
を適当に選択すれば、磁気再生ヘッドアンプ３の増幅度
が大きい場合でも、対地漂遊容量Ｃ３１に流れる容量性
の電流１！＋に対する補償は十分可能である。
で分圧された電圧に応じて変化し、分圧比及びＣ，の値
を適当に選択すれば、磁気再生ヘッドアンプ３の増幅度
が大きい場合でも、対地漂遊容量Ｃ３１に流れる容量性
の電流１！＋に対する補償は十分可能である。
一方、出力Ｉ０から入力Ｅ、に向けて負帰還抵抗Ｒ７を
流れる電流１ｆ９は、入力Ｅ、と反対位相になり、負帰
還作用で入力共振回路の共振特性をダンピングする働き
がある。出力Ｅ０を分圧抵抗Ｒ６・Ｒ′、で分圧された
電圧に応じて変化する負帰還電流Ｉｆ９によって、磁気
再生ヘッドアンプ３の出力振幅特性は、第２図の曲線（
Ｎ）で示すようにダンピングされる。なお、曲線（Ｍ）
は負帰還を行わない場合の利得の周波数特性を示す。
流れる電流１ｆ９は、入力Ｅ、と反対位相になり、負帰
還作用で入力共振回路の共振特性をダンピングする働き
がある。出力Ｅ０を分圧抵抗Ｒ６・Ｒ′、で分圧された
電圧に応じて変化する負帰還電流Ｉｆ９によって、磁気
再生ヘッドアンプ３の出力振幅特性は、第２図の曲線（
Ｎ）で示すようにダンピングされる。なお、曲線（Ｍ）
は負帰還を行わない場合の利得の周波数特性を示す。
これに対して、広帯域なＦＭキャリアを伝送する際、磁
気再生ヘッドアンプ３の入力段の対地漂遊容量ＣｓＩ’
Ｃｓｚ （アンプ入力容量２Ｃｉｆｉの換算値を含む
）が大きい場合、帰還を行わないと、上記対地漂遊容ｆ
Ｃｓ ＋・Ｃ５Ｚと磁気ヘッド１のインダクタンスと
で形成される共振回路の共振周波数は第２図に曲線（Ｋ
）で示すようにｆｏｏに低下し、ＦＭキャリア伝送帯域
内に共振周波数を有する特性にシフトする。この時、負
帰還だけを行うと、磁気再生ヘンドアンブ３の出力振幅
特性は、第２図中の曲線（Ｌ）のように共振特性ダンピ
ングによりほぼ平坦化される。
気再生ヘッドアンプ３の入力段の対地漂遊容量ＣｓＩ’
Ｃｓｚ （アンプ入力容量２Ｃｉｆｉの換算値を含む
）が大きい場合、帰還を行わないと、上記対地漂遊容ｆ
Ｃｓ ＋・Ｃ５Ｚと磁気ヘッド１のインダクタンスと
で形成される共振回路の共振周波数は第２図に曲線（Ｋ
）で示すようにｆｏｏに低下し、ＦＭキャリア伝送帯域
内に共振周波数を有する特性にシフトする。この時、負
帰還だけを行うと、磁気再生ヘンドアンブ３の出力振幅
特性は、第２図中の曲線（Ｌ）のように共振特性ダンピ
ングによりほぼ平坦化される。
ところで、高域周波数では、第４図に示すように磁気再
生ヘッドアンプ３の出力Ｅ０は入力Ｅ。
生ヘッドアンプ３の出力Ｅ０は入力Ｅ。
に対し位相遅れを生じる場合がある。但し、αは第３図
中に示したのと同様に分圧抵抗Ｒ４・Ｒ３及びＲ６’Ｒ
？の分圧比である。
中に示したのと同様に分圧抵抗Ｒ４・Ｒ３及びＲ６’Ｒ
？の分圧比である。
上記のように位相遅れが生じると、正帰還電流１’ｆ１
１と対地漂遊容ｆ Ｃｓ ｒに流れ込む充電電流ＩＣＩ
との位相差はＯｏとはならず、信号源から対地漂遊容Ｉ
Ｃｓ ｒに流れ込む電流ｒｓ＋は第４図のようにＩＣ
ＩとＩｆ、のベクトル差分で与えられる。この結果、入
力Ｅｉに対し容量電流成分Ｉ ＳＩＣの他に負性抵抗電
流成分！ ！＋１Ｒを含むようになる。この電流成分！
！ｌｊｌが入力抵抗Ｒ４ｎより大きくなると発振を生
じ、磁気再生ヘッドアンプ３の広帯域増幅機能が損なわ
れる。
１と対地漂遊容ｆ Ｃｓ ｒに流れ込む充電電流ＩＣＩ
との位相差はＯｏとはならず、信号源から対地漂遊容Ｉ
Ｃｓ ｒに流れ込む電流ｒｓ＋は第４図のようにＩＣ
ＩとＩｆ、のベクトル差分で与えられる。この結果、入
力Ｅｉに対し容量電流成分Ｉ ＳＩＣの他に負性抵抗電
流成分！ ！＋１Ｒを含むようになる。この電流成分！
！ｌｊｌが入力抵抗Ｒ４ｎより大きくなると発振を生
じ、磁気再生ヘッドアンプ３の広帯域増幅機能が損なわ
れる。
ここで、上記の負性抵抗成分電流１９１Ｒを打ち消すた
め、負相出力端子Ｎ。Ｕ、の出力Ｉ０から負帰還抵抗Ｒ
９を通して負帰還電流Ｉｆ９を正相入力端子Ｐｉ、、に
供給すれば、ＦＭキャリアのＣＮ比を低下させずに、し
かも安定な増幅機能を維持させることができる。すなわ
ち、Ｉｒｗ＝（αＥ、−Ｅ。
め、負相出力端子Ｎ。Ｕ、の出力Ｉ０から負帰還抵抗Ｒ
９を通して負帰還電流Ｉｆ９を正相入力端子Ｐｉ、、に
供給すれば、ＦＭキャリアのＣＮ比を低下させずに、し
かも安定な増幅機能を維持させることができる。すなわ
ち、Ｉｒｗ＝（αＥ、−Ｅ。
）／Ｒ９が入力Ｅ、側に供給されるので、第４図に示す
ように信号源電流はＩ□からＩＩＩｏに変化し、負性抵
抗電流成分がなくなる。
ように信号源電流はＩ□からＩＩＩｏに変化し、負性抵
抗電流成分がなくなる。
一般に、正帰還のみでは安定な増幅機能が得られないの
が普通であり、負帰還および正帰還を同時に機能させる
ことによって、第２図の曲線（Ｍ）のように共振周波数
ｆ、をＦＭキャリア伝送帯域の上限近傍までシフトさせ
、磁気再生ヘッドアンプ３を安定に広帯域で増幅動作さ
せることができる。
が普通であり、負帰還および正帰還を同時に機能させる
ことによって、第２図の曲線（Ｍ）のように共振周波数
ｆ、をＦＭキャリア伝送帯域の上限近傍までシフトさせ
、磁気再生ヘッドアンプ３を安定に広帯域で増幅動作さ
せることができる。
なお、上記実施例では磁気記録再生装置の磁気再生ヘッ
ドアンプについて説明したが、本発明は一般に広帯域信
号を増幅する場合に適用できる。
ドアンプについて説明したが、本発明は一般に広帯域信
号を増幅する場合に適用できる。
〔実施例２〕
第５図に本発明の他の実施例を示す。なお、便宜上、上
述の実施例１と同一の手段には同一の符号を付記し、詳
細な説明を省略する。
述の実施例１と同一の手段には同一の符号を付記し、詳
細な説明を省略する。
ここに例示する実施例２は、第５図に示すように、磁気
ヘッド１によって再生された映像信号が、ロークリトラ
ンス２を介して磁気再生ヘッドアンプ３へ入力するよう
に構成され、この磁気再生ヘッドアンプ３は平衡出力型
の差動増幅型ＩＣからなる。
ヘッド１によって再生された映像信号が、ロークリトラ
ンス２を介して磁気再生ヘッドアンプ３へ入力するよう
に構成され、この磁気再生ヘッドアンプ３は平衡出力型
の差動増幅型ＩＣからなる。
磁気再生ヘッドアンプ３の負相入力端子Ｎｉ７は、グラ
ンドに接続されている。しかし、実用上、負相入力端子
Ｎ五、を接地しなくても同等の効果があるので、接地し
なくてもよい。正帰還素子は、正帰還コンデンサＣ８の
みである。正帰還コンデンサＣ８は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ
５の接続点と、正相入力端子Ｐ１ｎとの間に接続されて
いる。また、負帰還素子は、負帰還抵抗Ｒ１のみである
。負帰還抵抗Ｒ１は、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７の接続点と、
正相入力端子ｐ ｉｎとの間に接続されている。
ンドに接続されている。しかし、実用上、負相入力端子
Ｎ五、を接地しなくても同等の効果があるので、接地し
なくてもよい。正帰還素子は、正帰還コンデンサＣ８の
みである。正帰還コンデンサＣ８は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ
５の接続点と、正相入力端子Ｐ１ｎとの間に接続されて
いる。また、負帰還素子は、負帰還抵抗Ｒ１のみである
。負帰還抵抗Ｒ１は、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７の接続点と、
正相入力端子ｐ ｉｎとの間に接続されている。
ここに例示した実施例２においても、上述の実施例１と
同様に、正帰還コンデンサＣｓと負帰還抵抗Ｒ９とによ
る正負同時帰還によって、磁気再生ヘッドアンプ３の出
力振幅特性が、平滑化、かつ、広帯域化される。
同様に、正帰還コンデンサＣｓと負帰還抵抗Ｒ９とによ
る正負同時帰還によって、磁気再生ヘッドアンプ３の出
力振幅特性が、平滑化、かつ、広帯域化される。
〔実施例３〕
第６図に本発明の更に他の実施例を示す。なお、便宜上
、上述の実施例１と同一の手段には同一の符号を付記し
、詳細な説明を省略する。
、上述の実施例１と同一の手段には同一の符号を付記し
、詳細な説明を省略する。
ここに例示する実施例３は、第６図に示すように、磁気
ヘッド１によって再生された映像信号が、ロータリトラ
ンス２を介して磁気再生ヘッドアンプ３へ入力するよう
に構成され、この磁気再生ヘッドアンプ３は平衡人力型
の差動増幅型ＩＣからなる。磁気再生ヘッドアンプ３の
負相出力端子Ｎ ６ ｕ ｔを装備していないか、ある
いは装備していても使用しないようになっている。正帰
還素子は、正帰還コンデンサＣ３のみである。正帰還コ
ンデンサＣ＠は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ１の接続点と、正相
入力端子ｐ ｉｎとの間に接続されている。また、負帰
還素子は、負帰還抵抗Ｒ，ｌのみである。
ヘッド１によって再生された映像信号が、ロータリトラ
ンス２を介して磁気再生ヘッドアンプ３へ入力するよう
に構成され、この磁気再生ヘッドアンプ３は平衡人力型
の差動増幅型ＩＣからなる。磁気再生ヘッドアンプ３の
負相出力端子Ｎ ６ ｕ ｔを装備していないか、ある
いは装備していても使用しないようになっている。正帰
還素子は、正帰還コンデンサＣ３のみである。正帰還コ
ンデンサＣ＠は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ１の接続点と、正相
入力端子ｐ ｉｎとの間に接続されている。また、負帰
還素子は、負帰還抵抗Ｒ，ｌのみである。
同抵抗Ｒ１ｌ は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ３の接続点と、負
相入力端子Ｐ８７との間に接続されている。
相入力端子Ｐ８７との間に接続されている。
ここに例示した実施例３においても、上述の実施例１と
同様に、正帰還コンデンサＣ３と負帰還抵抗Ｒ１″とに
よる正負同時帰還によって、磁気再生ヘッドアンプ３の
出力振幅特性が、平滑化、かつ、広帯域化される。
同様に、正帰還コンデンサＣ３と負帰還抵抗Ｒ１″とに
よる正負同時帰還によって、磁気再生ヘッドアンプ３の
出力振幅特性が、平滑化、かつ、広帯域化される。
本発明に係る磁気再生ヘッドアンプは、以上のように、
抵抗を負帰還素子とし、増幅器入力回路に含まれるイン
ダクタンスと入出力対地漂遊容量及び増幅器入力容量と
で形成される共振回路の共振特性を減衰させることによ
り差動増幅器の出力振幅の周波数特性をほぼ平坦にする
負帰還回路部と、コンデンサを正帰還素子とし、上記共
振回路の共振周波数をＦＭキャリア伝送周波数帯域の上
限近傍にシフトさせる正帰還回路部とを備えている構成
である。
抵抗を負帰還素子とし、増幅器入力回路に含まれるイン
ダクタンスと入出力対地漂遊容量及び増幅器入力容量と
で形成される共振回路の共振特性を減衰させることによ
り差動増幅器の出力振幅の周波数特性をほぼ平坦にする
負帰還回路部と、コンデンサを正帰還素子とし、上記共
振回路の共振周波数をＦＭキャリア伝送周波数帯域の上
限近傍にシフトさせる正帰還回路部とを備えている構成
である。
これにより、磁気再生ヘッドアンプ周波数特性で、伝送
帯域内の共振周波数を伝送周波数帯域の上限近傍ヘシフ
トさせることができる。再生等花器は、本来の振幅等化
特性を容易に、かつ、安定に得ることができる。これに
伴って、伝送周波数帯域内に存在した共振ピークに対す
る逆補正（ＦＭピーキング）と等化器でのＦＭピーキン
グとが重ならないようにして、それらの所要特性を安定
に維持することができる。
帯域内の共振周波数を伝送周波数帯域の上限近傍ヘシフ
トさせることができる。再生等花器は、本来の振幅等化
特性を容易に、かつ、安定に得ることができる。これに
伴って、伝送周波数帯域内に存在した共振ピークに対す
る逆補正（ＦＭピーキング）と等化器でのＦＭピーキン
グとが重ならないようにして、それらの所要特性を安定
に維持することができる。
また、ロータリトランスの巻き数比を大きくして、ヘッ
ドアンプ出力でのＣＮ比を上げることができるなどの効
果を併せて奏する。
ドアンプ出力でのＣＮ比を上げることができるなどの効
果を併せて奏する。
第１図乃至第４図は本発明の一実施例を示すものである
。 第１図は磁気再生ヘッドアンプを示す回路図である。 第２図は磁気再生ヘッドアンプの利得の周波数特性を示
すグラフである。 第３図は磁気再生ヘッドアンプの低周波数領域における
入力電圧・電流位相図である。 第４図は磁気再生ヘッドアンプの高周波数領域における
入力電圧・電流位相図である。 第５図及び第６図はそれぞれ本発明の第２及び第３の実
施例における磁気再生ヘッドアンプを示す回路図である
。 第７図ないし第１５図は従来例を示すものである。 第７図は標準テレビジョン方式用のＶＴＲの一部を示す
回路図である。 第８図は第７図の回路の等価回路を示す回路図である。 第９図は第８図を簡略化して示す等価回路図である。 第１０図は第７図の回路における磁気再生ヘッドアンプ
の利得の周波数特性を示すグラフである。 第１１図乃至第１３図はそれぞれハイビジョン用ＶＴＲ
の一部を示す回路図である。 第１４図はハイビジョンＶＴＲにおける利得の周波数特
性を示すグラフである。 第１５図はハイビジョンＶＴＲにおける等化器の伝送特
性を示すグラフである。 ３は磁気再生ヘッドアンプ、１０は正帰還回路部、１１
は負帰還回路部、ＣＩｌ ’ Ｃａ ’ はコンデンサ
、Ｒ９・Ｒ，ｌ は抵抗である。 第 図 第 図 第 ４ 図 Ｉｃ１＝ｊ２７ｃｆｃｓ＋Ｅ； 第 図 第 図 第 囚
。 第１図は磁気再生ヘッドアンプを示す回路図である。 第２図は磁気再生ヘッドアンプの利得の周波数特性を示
すグラフである。 第３図は磁気再生ヘッドアンプの低周波数領域における
入力電圧・電流位相図である。 第４図は磁気再生ヘッドアンプの高周波数領域における
入力電圧・電流位相図である。 第５図及び第６図はそれぞれ本発明の第２及び第３の実
施例における磁気再生ヘッドアンプを示す回路図である
。 第７図ないし第１５図は従来例を示すものである。 第７図は標準テレビジョン方式用のＶＴＲの一部を示す
回路図である。 第８図は第７図の回路の等価回路を示す回路図である。 第９図は第８図を簡略化して示す等価回路図である。 第１０図は第７図の回路における磁気再生ヘッドアンプ
の利得の周波数特性を示すグラフである。 第１１図乃至第１３図はそれぞれハイビジョン用ＶＴＲ
の一部を示す回路図である。 第１４図はハイビジョンＶＴＲにおける利得の周波数特
性を示すグラフである。 第１５図はハイビジョンＶＴＲにおける等化器の伝送特
性を示すグラフである。 ３は磁気再生ヘッドアンプ、１０は正帰還回路部、１１
は負帰還回路部、ＣＩｌ ’ Ｃａ ’ はコンデンサ
、Ｒ９・Ｒ，ｌ は抵抗である。 第 図 第 図 第 ４ 図 Ｉｃ１＝ｊ２７ｃｆｃｓ＋Ｅ； 第 図 第 図 第 囚
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、平衡入力型、平衡出力型又は平衡入出力型の差動増
幅器を備え、ＦＭキャリアを増幅する磁気再生ヘッドア
ンプにおいて、 抵抗を負帰還素子とし、増幅器入力回路に含まれるイン
ダクタンスと入出力対地漂遊容量及び増幅器入力容量と
で形成される共振回路の共振特性を減衰させることによ
り差動増幅器の出力振幅を所要の周波数特性とする負帰
還回路部と、 コンデンサを正帰還素子とし、上記共振回路の共振周波
数をＦＭキャリア伝送周波数帯域の上限近傍にシフトさ
せる正帰還回路部とを備えていることを特徴とする磁気
再生ヘッドアンプ。
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| JP18001089 | 1989-07-11 | ||
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