JPS62285588A - 等化回路装置 - Google Patents
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- JPS62285588A JPS62285588A JP62109943A JP10994387A JPS62285588A JP S62285588 A JPS62285588 A JP S62285588A JP 62109943 A JP62109943 A JP 62109943A JP 10994387 A JP10994387 A JP 10994387A JP S62285588 A JPS62285588 A JP S62285588A
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Classifications
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
- H04N5/9315—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal the level control being frequency dependent
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
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- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
3、発明の詳細な説明
産業上の利用分野
本発明は磁気テープ上に記録された広帯域ビデオ信号例
えばデジタルツーげ化されたビデオ信号の再生の際の等
化回路装置に関する。
えばデジタルツーげ化されたビデオ信号の再生の際の等
化回路装置に関する。
従来の技術
デジタルコード化されたビデオ信号の磁気記憶の場合、
伝送される信号の広帯域特性のため再生側の信号処理手
段は信号伝送の品質、すなわち達成可能なピット誤り率
に対して重大な影響を及はす。
伝送される信号の広帯域特性のため再生側の信号処理手
段は信号伝送の品質、すなわち達成可能なピット誤り率
に対して重大な影響を及はす。
アナログ技術でビデオ信号の磁気記憶の際直流電圧値の
除去のため当該ビデオ信号はほぼi 4 MHzの帯域
幅でほぼ5 Q Q KHzの下限遮断周波数のFM変
調信号として記録されるのに対し、デジタルコード化ビ
デオ信号の処理の場合は伝送チャネルの帯域幅に対する
要求がより −増大になる。塊在の記録標準方式では上
限と下限遮断周波数の比はほぼ300であシ、記録チャ
ネルごとの信号帯域幅は5 Q MHzである。それに
より下限遮断周波数166 KHzが生じる。
除去のため当該ビデオ信号はほぼi 4 MHzの帯域
幅でほぼ5 Q Q KHzの下限遮断周波数のFM変
調信号として記録されるのに対し、デジタルコード化ビ
デオ信号の処理の場合は伝送チャネルの帯域幅に対する
要求がより −増大になる。塊在の記録標準方式では上
限と下限遮断周波数の比はほぼ300であシ、記録チャ
ネルごとの信号帯域幅は5 Q MHzである。それに
より下限遮断周波数166 KHzが生じる。
このことの意味するのは場合によシ余裕を含めて、(基
の)周波数の103倍に亘っての信号処理金し得る必要
性があることである。
の)周波数の103倍に亘っての信号処理金し得る必要
性があることである。
発明の目的
従って本発明の目的とするところは所要の広帯域信号等
化を行なわせ同時にS/N比を大して悪化させない等信
器構成(構造)を実現することにある。
化を行なわせ同時にS/N比を大して悪化させない等信
器構成(構造)を実現することにある。
発明の構成
上記課題の解決は請求範囲1の特徴事項によシ達成され
る。その請求の範囲1の回路装置の実施態様は従属請求
項に記載されている。
る。その請求の範囲1の回路装置の実施態様は従属請求
項に記載されている。
磁気記録担体、例えは磁気テープ上に広帯域信号の記録
技術にて、再生される信号の振幅も位相も信号周波数に
依存して変動することは永らく前から公知である。この
現象は振幅−周波数特性ないし位相−周波数特性と称さ
れる。記録された信号にできるだけ精確に相応する信号
を磁気記録担体から取出すのに、振幅、位相変動の影q
ilを補償する必袂がある。このことは一般に等化回路
網にて行なわれ、それら等化回路網のうち多数のものが
公知であシ、こnら等化回路網は再生ヘッドに後直接続
されて、相互の坦 周波数特性によシ、信号特性カーブを平担化する。デジ
タルコード化されたビデオ信号の処理の際の特別な広帯
域性の条件により、適用さるべき等信器構造に対する要
求が厳しいものになる。
技術にて、再生される信号の振幅も位相も信号周波数に
依存して変動することは永らく前から公知である。この
現象は振幅−周波数特性ないし位相−周波数特性と称さ
れる。記録された信号にできるだけ精確に相応する信号
を磁気記録担体から取出すのに、振幅、位相変動の影q
ilを補償する必袂がある。このことは一般に等化回路
網にて行なわれ、それら等化回路網のうち多数のものが
公知であシ、こnら等化回路網は再生ヘッドに後直接続
されて、相互の坦 周波数特性によシ、信号特性カーブを平担化する。デジ
タルコード化されたビデオ信号の処理の際の特別な広帯
域性の条件により、適用さるべき等信器構造に対する要
求が厳しいものになる。
磁束変化に応動する磁気ヘッドを用いての磁気記録担体
からの信号の再生の際理論的には周波数の10倍ごとに
20 dB (20dBzデイケード(decade)
)の信号電圧の上昇増大が行なわれる。実際上振幅特性
カーブのそのような基本的経過が、自己減磁の作用、ヘ
ッド−テープ−(位rt)vI4整誤差、不十分なチー
ノーヘッド接触状態によるS/N比損失の影響を受ける
。生成振幅周波数特性は下限遮断周波数の周波数の10
倍ごとに20 dB (20dB /ディケード(de
cade ) )の上昇を呈し、その後、種々の損失係
数が作用して、当該上昇が低速化されて信号電圧の最大
値に達するようになる。しかる後、信号電圧は先ず、は
ぼ20 dBで下降し、而して、比較的高い、且最高の
周波数に向って周波数の10倍ごとに60 dBで降下
する。生成信号電圧カーブの基本的経過を第1図に示す
。
からの信号の再生の際理論的には周波数の10倍ごとに
20 dB (20dBzデイケード(decade)
)の信号電圧の上昇増大が行なわれる。実際上振幅特性
カーブのそのような基本的経過が、自己減磁の作用、ヘ
ッド−テープ−(位rt)vI4整誤差、不十分なチー
ノーヘッド接触状態によるS/N比損失の影響を受ける
。生成振幅周波数特性は下限遮断周波数の周波数の10
倍ごとに20 dB (20dB /ディケード(de
cade ) )の上昇を呈し、その後、種々の損失係
数が作用して、当該上昇が低速化されて信号電圧の最大
値に達するようになる。しかる後、信号電圧は先ず、は
ぼ20 dBで下降し、而して、比較的高い、且最高の
周波数に向って周波数の10倍ごとに60 dBで降下
する。生成信号電圧カーブの基本的経過を第1図に示す
。
実施例
本発明の実施例が図示してあシ、以下詳細に説明する。
第6図はビデオ再生磁気へツーと、再生プリアンプとか
ら成る系31の信号処理回路のブロック接続図である。
ら成る系31の信号処理回路のブロック接続図である。
所要の信号等化は6段に亘9等化器段32〜34にて行
なわれる。その場合、プリアンプに直ぐ後直接続された
第1の段32にて、糸31の群伝播時間の等化が、また
、後続の段33にて、90°位相回転を伴な56分によ
る振幅叫化が、また、最終段34にて終端振幅等化が行
なわれる。
なわれる。その場合、プリアンプに直ぐ後直接続された
第1の段32にて、糸31の群伝播時間の等化が、また
、後続の段33にて、90°位相回転を伴な56分によ
る振幅叫化が、また、最終段34にて終端振幅等化が行
なわれる。
再生アンプへの再生磁気へツーの結合の手法には第4図
の電気等価回路構成が基礎となっている。文献、例えば
雑誌フレクヴエンツ(Frequenz )第68号(
1984年)、第12巻、第606〜312頁に既に詳
述されているように、等価回路栴成中では再生ヘッド4
1は信号源UBと直列のインダクタンスLHと、同様に
それと直列の抵抗RHと、上記(JS、 LH,RHの
直列接続体に並列の巻線−、スイッチング(配線)容量
CHとから成る減衰(制動)される並列振動回路として
見做され得る。再生プリアンプ42はそれの、入力抵抗
R1及びこれに並列の人力容量を有する人力インーーダ
ンスと、増幅に−Avとによって完全に表わされている
。US工は再生プリアンプ42の出力側における信号電
圧を示す。
の電気等価回路構成が基礎となっている。文献、例えば
雑誌フレクヴエンツ(Frequenz )第68号(
1984年)、第12巻、第606〜312頁に既に詳
述されているように、等価回路栴成中では再生ヘッド4
1は信号源UBと直列のインダクタンスLHと、同様に
それと直列の抵抗RHと、上記(JS、 LH,RHの
直列接続体に並列の巻線−、スイッチング(配線)容量
CHとから成る減衰(制動)される並列振動回路として
見做され得る。再生プリアンプ42はそれの、入力抵抗
R1及びこれに並列の人力容量を有する人力インーーダ
ンスと、増幅に−Avとによって完全に表わされている
。US工は再生プリアンプ42の出力側における信号電
圧を示す。
その場合、再生磁気ヘッド及び再生プリアンプ41.4
2(第4図)に相応する系31(第3図)の増幅度は次
式で表わされ得る。
2(第4図)に相応する系31(第3図)の増幅度は次
式で表わされ得る。
その場合、所要の全帯域幅5 Q MHzにわたっての
増幅1iAvに対する25〜35 dBの値が唯1つの
少ノイズのトランジスタ段で達成され得る。
増幅1iAvに対する25〜35 dBの値が唯1つの
少ノイズのトランジスタ段で達成され得る。
第3図の3段の再生等止器構造の第1段32において、
次のような場合には増幅された信号USIは最小位相誤
差に等化され得る、即ちそれの等化伝達関数H3□(1
)に対して下式が成立つ場合上述のように最小誤差に等
化され得るのである。
次のような場合には増幅された信号USIは最小位相誤
差に等化され得る、即ちそれの等化伝達関数H3□(1
)に対して下式が成立つ場合上述のように最小誤差に等
化され得るのである。
もって、再生磁気ヘッド41の、その複素インピーダン
スを以ての、再生プリアンプ42の入力側への結合によ
シ生じる一切の位相誤差が最適に等化されることが達成
される。更にそのような等化過程により幾らかの振幅強
調(上昇)が得られる。確められ(検証され)た場合で
は有意の周波数領域内で同時の群伝播時間等化i1.4
nsのもとで、下限、上限帯域遮断周波数値の闇でほぼ
1QdBの振幅上昇(増大)が生じる。第5図は5g1
の等信器段32の振幅周波数特性及び群伝播時間の経過
を示す。
スを以ての、再生プリアンプ42の入力側への結合によ
シ生じる一切の位相誤差が最適に等化されることが達成
される。更にそのような等化過程により幾らかの振幅強
調(上昇)が得られる。確められ(検証され)た場合で
は有意の周波数領域内で同時の群伝播時間等化i1.4
nsのもとで、下限、上限帯域遮断周波数値の闇でほぼ
1QdBの振幅上昇(増大)が生じる。第5図は5g1
の等信器段32の振幅周波数特性及び群伝播時間の経過
を示す。
第6図は等化さるべき再生系の上述の解析に従って設計
された等信器段32(第6図)に相応する位相等化用回
路装置を示す。その場合、再生プリアンプ62の結合さ
れたビデオ−再生磁気ヘッド61の等価回路構成は第4
図のそれに相応する。再生磁気ヘッド61と、結合され
た再生プリアンプ62とから成る装置構成体の位相周波
数特性に対して相互の周波数特性を得るため差動アンゾ
ロ3の反転入力側が再生プリアンプ62の入力インピー
ダンスの擬似回路素子を介してそれの出力側に接続され
ている。この入力インピーダンスは第4図に相応して入
力抵抗R1と入力容量Ciとの並列接続体から成る。
された等信器段32(第6図)に相応する位相等化用回
路装置を示す。その場合、再生プリアンプ62の結合さ
れたビデオ−再生磁気ヘッド61の等価回路構成は第4
図のそれに相応する。再生磁気ヘッド61と、結合され
た再生プリアンプ62とから成る装置構成体の位相周波
数特性に対して相互の周波数特性を得るため差動アンゾ
ロ3の反転入力側が再生プリアンプ62の入力インピー
ダンスの擬似回路素子を介してそれの出力側に接続され
ている。この入力インピーダンスは第4図に相応して入
力抵抗R1と入力容量Ciとの並列接続体から成る。
史に差khrンプ63の出力側は反転入力側に接続され
ている。帰還結合分岐は第4図の電気等価回路構成の入
力回路の擬似回路素子、図示の央m例では寿生磁気へ。
ている。帰還結合分岐は第4図の電気等価回路構成の入
力回路の擬似回路素子、図示の央m例では寿生磁気へ。
ラドのインダクタンスLHと損失抵抗RHの直列接続体
と、再生プリアンプの人力抵抗Riと、スイッチング−
1人力容量(4(、C4の合成抵抗(CH+ C工)と
の並列接続体とから取る。差動アンプ63の非反転入力
側は固定電位におかれている。信号等化用回路装置の増
幅度AV2は次の通シである。
と、再生プリアンプの人力抵抗Riと、スイッチング−
1人力容量(4(、C4の合成抵抗(CH+ C工)と
の並列接続体とから取る。差動アンプ63の非反転入力
側は固定電位におかれている。信号等化用回路装置の増
幅度AV2は次の通シである。
AV2≧1
損失抵抗RHの値は周波数に依存して変化する。
従って、第7図の信号等化用回路装置は次のように変形
されるとよい。その場合、再生プリアンプの出力側への
差動アンプの結合が第6図のそのような結合と同じよう
に行なわれる。また、それの非反転入力側は第6図にお
けるように固定電位におかれている。差動アンプ73の
出力側からそれの入力端への帰還分岐は2つの並列接続
回路から成る1つの直列接続体から構成される。第1の
並列接続回路中には第6図の回路装置におけると同じよ
うに再生プリアンプの人力抵抗Riの擬似回路素子と合
成容量cH。
されるとよい。その場合、再生プリアンプの出力側への
差動アンプの結合が第6図のそのような結合と同じよう
に行なわれる。また、それの非反転入力側は第6図にお
けるように固定電位におかれている。差動アンプ73の
出力側からそれの入力端への帰還分岐は2つの並列接続
回路から成る1つの直列接続体から構成される。第1の
並列接続回路中には第6図の回路装置におけると同じよ
うに再生プリアンプの人力抵抗Riの擬似回路素子と合
成容量cH。
C工(CH+ C工)が設けられている。第2並列接f
ljclill!J路中には損失抵抗(第6図中のRH
)は外生磁気へツPのインダクタンスLHに直列の部分
抵抗Rf(Sと、この直列接続回路に並列の部分抵抗R
IPとによって擬似形成されている。その場合インダク
タンスL)(は有利に損失の少ない(少損失の)コイル
によつ1実現される。
ljclill!J路中には損失抵抗(第6図中のRH
)は外生磁気へツPのインダクタンスLHに直列の部分
抵抗Rf(Sと、この直列接続回路に並列の部分抵抗R
IPとによって擬似形成されている。その場合インダク
タンスL)(は有利に損失の少ない(少損失の)コイル
によつ1実現される。
第8図の回路装置はそれの電気特性の点で第7図のそれ
に相応しているが、負帰還なしてのアンプとしての実現
回路構成は回路の安定性に寄与する。
に相応しているが、負帰還なしてのアンプとしての実現
回路構成は回路の安定性に寄与する。
人力部として作用する差動アンプは2つのNpN )ラ
ンゾスタ81.82から成シ、それのエミッタは夫々電
圧源−〇Bと接続されている。
ンゾスタ81.82から成シ、それのエミッタは夫々電
圧源−〇Bと接続されている。
トランジスタ810ベースは結合コンデンサ83を介し
て回路入力端84、即ち(図示されていない)再生プリ
アンプの出力側と接続されている。両トランジスタ81
.82のベースはベース抵抗85.86を介してアース
に接続されている。トランジスタ81のコレクタには直
接+UBが加わり、一方、トランジスタ82のコレクタ
は所望の特性カーブの実現のため受動素子から成る回路
装[(−これはまさに第7図中の差動アンプ73の爆速
分岐中の2つの並列接続回路に相応する)を介して、正
の電圧源+6Bと接続されている。上記の2つの並列接
続回路から成る直列接続体は第1の並列分岐(この中v
cは合成容it CH+ Ciと損失抵抗RHPが設け
られている)と、第2並列分岐とから成)この第2並列
分岐はへラドインダクタンスLHN入力抵抗Riの擬似
回路素子及び損失抵抗RHsの第2部分tiする。抵抗
RiとインダクタンスLHとの間、並びに合成容量CH
+ C工と部分抵抗RHPとの間にて2つの並列分岐は
当該両分岐の直列接続体の実現のため相互に結合されて
いる。
て回路入力端84、即ち(図示されていない)再生プリ
アンプの出力側と接続されている。両トランジスタ81
.82のベースはベース抵抗85.86を介してアース
に接続されている。トランジスタ81のコレクタには直
接+UBが加わり、一方、トランジスタ82のコレクタ
は所望の特性カーブの実現のため受動素子から成る回路
装[(−これはまさに第7図中の差動アンプ73の爆速
分岐中の2つの並列接続回路に相応する)を介して、正
の電圧源+6Bと接続されている。上記の2つの並列接
続回路から成る直列接続体は第1の並列分岐(この中v
cは合成容it CH+ Ciと損失抵抗RHPが設け
られている)と、第2並列分岐とから成)この第2並列
分岐はへラドインダクタンスLHN入力抵抗Riの擬似
回路素子及び損失抵抗RHsの第2部分tiする。抵抗
RiとインダクタンスLHとの間、並びに合成容量CH
+ C工と部分抵抗RHPとの間にて2つの並列分岐は
当該両分岐の直列接続体の実現のため相互に結合されて
いる。
両トランジスタ81.82のエミッタは夫々エミッタ抵
抗87.88を介して給it圧源の負端子、即ち−U1
3と接続されている。更に両トランジスタ81.82の
エミッタは再生プリアンプの入力インピーダンスの擬似
回路素子により相互に接続さnている。このような人力
インピーダンスの擬似回路素子は人力抵抗R1と人力容
iiC工との並列接続体から成る。
抗87.88を介して給it圧源の負端子、即ち−U1
3と接続されている。更に両トランジスタ81.82の
エミッタは再生プリアンプの入力インピーダンスの擬似
回路素子により相互に接続さnている。このような人力
インピーダンスの擬似回路素子は人力抵抗R1と人力容
iiC工との並列接続体から成る。
両トランジスタ81.82から形成された、差動アンプ
−人力段の出力側にはアンプ段が接続されている。すな
わち別のNpN −トランジスタ90がトランジスタ8
2のコレクタに接続されていて、その際、トランジスタ
90のベースはトランジスタ82のコレクタと導電的に
接続されている。更にトランジスタ90のコレクタは電
圧源正端子中〇Bに導電的に接続されている。
−人力段の出力側にはアンプ段が接続されている。すな
わち別のNpN −トランジスタ90がトランジスタ8
2のコレクタに接続されていて、その際、トランジスタ
90のベースはトランジスタ82のコレクタと導電的に
接続されている。更にトランジスタ90のコレクタは電
圧源正端子中〇Bに導電的に接続されている。
トランジスタ90のエミッタはエミッタ抵抗91t−介
してアースされている。それによ)信号出力側92から
上記エミッタからの出力信号が取出可能である。
してアースされている。それによ)信号出力側92から
上記エミッタからの出力信号が取出可能である。
そのようにして位相ひずみの除去のための信号等化の後
では後続の段によ)行なわれる過程としては9(j′の
位相回転を伴なう信号の積分と、それに後続する、条幅
周波数特性の純然たる等化を行なえばよい。
では後続の段によ)行なわれる過程としては9(j′の
位相回転を伴なう信号の積分と、それに後続する、条幅
周波数特性の純然たる等化を行なえばよい。
第2図は測定点MPにおける合成振幅周波数特性及び近
似化の様子を示す。破線のカーブは残シの等止器におけ
る所要の振幅等化の伝達関数を意味する逆の周波数特性
を示す。伝達関数HA(f )は第2図から求め得る。
似化の様子を示す。破線のカーブは残シの等止器におけ
る所要の振幅等化の伝達関数を意味する逆の周波数特性
を示す。伝達関数HA(f )は第2図から求め得る。
その場合、90回転を伴う振幅等化のためH′33(f
)について次の関係式 が成立ち、また、 位相リニヤな高周波強調(増大)には下式が成立つ、 H’54(f) = (1+bf”)、(1+cf”)
(3)伝達関数H’33(f)は所
要の積分器によって実現されこれは読出過程の際の微分
作用をキャンセルする。伝達ヒを1数H’34(f)は
異なったコーナー(基準)NfJ波数を有する2つの後
置接続のカスケード化された微分等止器から成る。
)について次の関係式 が成立ち、また、 位相リニヤな高周波強調(増大)には下式が成立つ、 H’54(f) = (1+bf”)、(1+cf”)
(3)伝達関数H’33(f)は所
要の積分器によって実現されこれは読出過程の際の微分
作用をキャンセルする。伝達ヒを1数H’34(f)は
異なったコーナー(基準)NfJ波数を有する2つの後
置接続のカスケード化された微分等止器から成る。
上記構造を広帯域信号の等化に適用する場合、伝達関数
H’33(f)を有する積分器の実現には著しく高い要
求が課せられるニ ー積分器はほぼ、(基の)周波数の103倍に亘って振
幅及び位相的に適合して動作しなければならない、 一積分器の振幅的動作領域は60 dBよシ犬でなけれ
ばならない。
H’33(f)を有する積分器の実現には著しく高い要
求が課せられるニ ー積分器はほぼ、(基の)周波数の103倍に亘って振
幅及び位相的に適合して動作しなければならない、 一積分器の振幅的動作領域は60 dBよシ犬でなけれ
ばならない。
上記の積分器への要求のもとて回路のノイズ最適化が行
なわれなけれはならないことは明らρ)である。ノイズ
の少ない広帯域アンプでは最も肩利な場合には4 Q
dBの、下限帯域遮断周波数値fu ” 50 KHz
における無負荷時増幅度が達せられる。それによシ、最
大信号周波数f5() ” 5 Q 厖zの際、積分器
が基の周波数の103倍に亘って動作する場合、−20
dBの振幅減少が生じる。要するに、このような積分段
はプリアンプの後置に達したS/N比をやはシ劣化させ
る。
なわれなけれはならないことは明らρ)である。ノイズ
の少ない広帯域アンプでは最も肩利な場合には4 Q
dBの、下限帯域遮断周波数値fu ” 50 KHz
における無負荷時増幅度が達せられる。それによシ、最
大信号周波数f5() ” 5 Q 厖zの際、積分器
が基の周波数の103倍に亘って動作する場合、−20
dBの振幅減少が生じる。要するに、このような積分段
はプリアンプの後置に達したS/N比をやはシ劣化させ
る。
このような理由によシ、所要の伝達関数H33(f)な
いしH34(f)は次のようにして実現される 式(4)の変形により下式が得られる 要するに伝達関数H33(f)によ)、伝送領域区域に
対する所要の90′回転が与えられる。
いしH34(f)は次のようにして実現される 式(4)の変形により下式が得られる 要するに伝達関数H33(f)によ)、伝送領域区域に
対する所要の90′回転が与えられる。
(4)式(よる実現形態との相違点とするところは積分
器に対して並列に微分器が設灯られておシ、この微分器
の作用はで=XJ1/bの際既に積分器のそれと同じ大
きさであり、帯域31!断限界(遮断周波数@)のほう
に向ってさらに上昇しつつけることである。それにより
、積分器への要求が比較的簡単なものとAるニ ー周波数領域5 Q KHz〜1Q MHzにおける積
分特性 一振幅についでの動作領域はぼ46dB構成菓子及び回
路設計の相応に入念な選定によって、再生信号のS/N
比が所要の積分器によって決定さnすに、−議的にプリ
アンプの領域にて決定されることが達成され得る。
器に対して並列に微分器が設灯られておシ、この微分器
の作用はで=XJ1/bの際既に積分器のそれと同じ大
きさであり、帯域31!断限界(遮断周波数@)のほう
に向ってさらに上昇しつつけることである。それにより
、積分器への要求が比較的簡単なものとAるニ ー周波数領域5 Q KHz〜1Q MHzにおける積
分特性 一振幅についでの動作領域はぼ46dB構成菓子及び回
路設計の相応に入念な選定によって、再生信号のS/N
比が所要の積分器によって決定さnすに、−議的にプリ
アンプの領域にて決定されることが達成され得る。
伝達関数H34(f)を用いての終段振幅等化段は従来
技術に従って実現され得る: 式(5)の変形によ)次式が与えられるH34(f)
= 1− (j tE f >=(jJF f)
(7)こnにより、直ちに所望の伝達関数の実現が
可能となる:伝達関数j Jr f f夫々有する2つ
のカスケード化微分段によシ、定数と共い、高周波数に
対する上昇(強調)が与えられる。
技術に従って実現され得る: 式(5)の変形によ)次式が与えられるH34(f)
= 1− (j tE f >=(jJF f)
(7)こnにより、直ちに所望の伝達関数の実現が
可能となる:伝達関数j Jr f f夫々有する2つ
のカスケード化微分段によシ、定数と共い、高周波数に
対する上昇(強調)が与えられる。
発明の効果
本発明により、所要の広帯域信号等化を行なわせ同時に
S/N比を大して感化させない等化器構造を実現できる
利点が得られる。
S/N比を大して感化させない等化器構造を実現できる
利点が得られる。
第1図は再生ノリアンプの出力側における生成振幅−周
波″ei特性経過を示す線図1、第2回は残品等化の決
定のためのざ一ド巌図、第3図は信号処理用回路装菫の
ブロック接続図、第4図に再生−磁気ヘッド及び再生−
プリアンプの等価口路図、第5図は等化伝達関数H:+
2(f)の群伝播時間及び振幅周波数特性の特性図、第
6図は再生プ’J 7ンノの後の群伝播時間等化用回路
装置の回路図、第7図は群伝播時間等化用回路装置の回
路図、第8図は第7図の装置の具体的回路構成図である
。 31・・・再生磁気ヘッド−プリアンプ−系、32〜3
4・・・等化器段、 FIG、 1 FI[3,2 Fl(3,3 FIG、5 FIG、 6
波″ei特性経過を示す線図1、第2回は残品等化の決
定のためのざ一ド巌図、第3図は信号処理用回路装菫の
ブロック接続図、第4図に再生−磁気ヘッド及び再生−
プリアンプの等価口路図、第5図は等化伝達関数H:+
2(f)の群伝播時間及び振幅周波数特性の特性図、第
6図は再生プ’J 7ンノの後の群伝播時間等化用回路
装置の回路図、第7図は群伝播時間等化用回路装置の回
路図、第8図は第7図の装置の具体的回路構成図である
。 31・・・再生磁気ヘッド−プリアンプ−系、32〜3
4・・・等化器段、 FIG、 1 FI[3,2 Fl(3,3 FIG、5 FIG、 6
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、磁気テープ上に記録された広帯域ビデオ信号の再生
の際の等化回路装置において、 次の等化器段の縦続接続体を具備する即ち、 a)再生磁気ヘッド−再生プリアンプ−系の群伝播時間
等化のための再生プリアンプの出力側における第1の等
化器段(32)、 b)90°位相回転を伴なう振幅等化のための後続段(
33) c)高周波損失の補償用の終段(34)を具備すること
を特徴とする等化回路装置。 2、再生磁気ヘッドと再生プリアンプとから成る系(3
1)の位相−周波数特性に対して逆の位相特性を有する
特許請求の範囲第1項記載の回路装置。 3、差動アンプ(63)から成る等化器段(32)を有
し、該差動アンプの非反転入力側は固定電位におかれ、
それの反転入力側は再生プリアンプ(42、62)の入
力インピーダンスの擬似回路素子を介して当該差動アン
プの出力側と接続とされており、当該差動アンプの出力
側は再生磁気ヘッド−再生プリアンプ−系の結合インピ
ーダンスの擬似回路素子を介してそれの反転入力側に帰
還結合されている特許請求の範囲第1項記載の回路装置
。 4、差動アンプ(63)の帰還分岐は再生磁気ヘッドの
インダクタンスL_H及び損失抵抗R_Hの擬似回路素
子と、並列接続回路との直列接続体を具備し前記並列接
続回路は再生プリアンプの入力抵抗R_iの擬似回路素
子と、磁気ヘッドの個別容量及び再生プリアンプの入力
容量の合成容量(C_H+C_i)との並列接続により
構成されている特許請求の範囲第3項記載の回路装置。 5、差動アンプ(73)の帰還分岐中にて損失抵抗が、
インダクタンスL_Hに直列の部分R_H_Sと、当該
直列接続体に並列の部分R_H_Pとによって実現され
ている特許請求の範囲第4項記載の回路装置。 6、所要の90°位相回転を行なわせるため反転積分器
と、信号加算段の後続する非反転微分器との並列接続体
を用いる特許請求の範囲第1項記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863615467 DE3615467A1 (de) | 1986-05-07 | 1986-05-07 | Schaltungsanordnung zur entzerrung |
DE3615467.9 | 1986-05-07 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62285588A true JPS62285588A (ja) | 1987-12-11 |
JP2604373B2 JP2604373B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=6300352
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62109943A Expired - Fee Related JP2604373B2 (ja) | 1986-05-07 | 1987-05-07 | 等化回路装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4789908A (ja) |
JP (1) | JP2604373B2 (ja) |
DE (1) | DE3615467A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3903165A1 (de) * | 1989-02-03 | 1990-08-09 | Thomson Brandt Gmbh | Magnetbandgeraet zur digitalen aufzeichnung und wiedergabe von audio- bzw. videosignalen |
JPH02239474A (ja) * | 1989-02-03 | 1990-09-21 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | オーデイオまたはビデオ信号のデイジタル記録および再生用の装置 |
JP3746188B2 (ja) * | 2000-07-19 | 2006-02-15 | アルプス電気株式会社 | 磁気記録再生装置及びフレキシブル基板 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52107816A (en) * | 1976-03-05 | 1977-09-09 | Nakamichi Kenkyusho | Circuit for reproducing tape recorder |
US4093965A (en) * | 1976-08-16 | 1978-06-06 | Bell & Howell Company | Speed-switchable readback signal equalization and direct-current restoration |
JPS56119908A (en) * | 1980-02-25 | 1981-09-19 | Hitachi Ltd | Regenerative amplifying circuit |
US4314288A (en) * | 1980-08-29 | 1982-02-02 | Ampex Corporation | Amplitude and phase equalizer |
-
1986
- 1986-05-07 DE DE19863615467 patent/DE3615467A1/de active Granted
-
1987
- 1987-05-05 US US07/046,997 patent/US4789908A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-05-07 JP JP62109943A patent/JP2604373B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4789908A (en) | 1988-12-06 |
JP2604373B2 (ja) | 1997-04-30 |
DE3615467A1 (de) | 1987-11-12 |
DE3615467C2 (ja) | 1992-06-11 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |