JP2604373B2 - 等化回路装置 - Google Patents
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- JP2604373B2 JP2604373B2 JP62109943A JP10994387A JP2604373B2 JP 2604373 B2 JP2604373 B2 JP 2604373B2 JP 62109943 A JP62109943 A JP 62109943A JP 10994387 A JP10994387 A JP 10994387A JP 2604373 B2 JP2604373 B2 JP 2604373B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
- H04N5/9315—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal the level control being frequency dependent
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は磁気テープ上に記録された広帯域ビデオ信号
例えばデジタルコード化されたビデオ信号の再生の際の
等化回路装置に関する。
例えばデジタルコード化されたビデオ信号の再生の際の
等化回路装置に関する。
従来の技術 デジタルコード化されたビデオ信号の磁気記憶の場
合、伝送される信号の広帯域特性のため再生側の信号処
理手段は信号伝送の品質、すなわち達成可能なピツト誤
り率に対して重大な影響を及ぼす。
合、伝送される信号の広帯域特性のため再生側の信号処
理手段は信号伝送の品質、すなわち達成可能なピツト誤
り率に対して重大な影響を及ぼす。
アナログ技術でビデオ信号の磁気記憶の際直流電圧値
の除去のため当該ビデオ信号はほぼ14MHzの帯域幅でほ
ぼ500KHzの下限遮断周波数のFM変調信号として記録され
るのに対し、デジタルコード化ビデオ信号の処理の場合
は伝送チヤネルの帯域幅に対する要求がより一層大にな
る。現在の記録標準方式では上限と下限遮断周波数の比
はほぼ300であり、記録チヤネルごとの信号帯域幅は50M
Hzである。それにより下限遮断周波数166KHzが生じる。
このことの意味するのは場合により余裕を含めて、（基
の）周波数の103倍に亘つての信号処理をし得る必要性
があることである。
の除去のため当該ビデオ信号はほぼ14MHzの帯域幅でほ
ぼ500KHzの下限遮断周波数のFM変調信号として記録され
るのに対し、デジタルコード化ビデオ信号の処理の場合
は伝送チヤネルの帯域幅に対する要求がより一層大にな
る。現在の記録標準方式では上限と下限遮断周波数の比
はほぼ300であり、記録チヤネルごとの信号帯域幅は50M
Hzである。それにより下限遮断周波数166KHzが生じる。
このことの意味するのは場合により余裕を含めて、（基
の）周波数の103倍に亘つての信号処理をし得る必要性
があることである。
発明の目的 従つて本発明の目的とするところは所要の広帯域信号
等化を行なわせ同時にS/N比を大して悪化させない等化
器構成（構造）を実現することにある。
等化を行なわせ同時にS/N比を大して悪化させない等化
器構成（構造）を実現することにある。
発明の構成 上記課題の解決は請求範囲１の特許事項により達成さ
れる。その請求の範囲１の回路装置の実施態様は従属請
求項に記載されている。要するに、本発明では先ず第一
に、再生磁気ヘッド及び再生プリアンプから成る系を介
して伝播する際の群伝播時間から生じるひずみの除去
（等化）のため再生プリアンプの出力側における等化回
路段（ひずみ除去回路段）を設けること、そして、次い
で、後続の回路段において、積分及びそれに関連しての
90゜の位相回転により振幅補正を行わせる構成を設けた
こと、最終等化回路では高い周波数損失の補償を行わせ
るものである。
れる。その請求の範囲１の回路装置の実施態様は従属請
求項に記載されている。要するに、本発明では先ず第一
に、再生磁気ヘッド及び再生プリアンプから成る系を介
して伝播する際の群伝播時間から生じるひずみの除去
（等化）のため再生プリアンプの出力側における等化回
路段（ひずみ除去回路段）を設けること、そして、次い
で、後続の回路段において、積分及びそれに関連しての
90゜の位相回転により振幅補正を行わせる構成を設けた
こと、最終等化回路では高い周波数損失の補償を行わせ
るものである。
磁気記録担体、例えば磁気テープ上に広帯域信号の記
録技術にて、再生される信号の振幅も位相も信号周波数
に依存して変動することは永らく前から公知である。こ
の現象は振幅−周波数特性ないし位相−周波数特性と称
される。記録された信号にできるだけ精確に相応する信
号を磁気記録担体から取出すのに、振幅、位相変動の影
響を補償する必要がある。このことは一般に等化回路網
にて行なわれ、それら等化回路網のうち多数のものが公
知であり、これら等化回路網は再生ヘツドに後置接続さ
れて、相互の周波数特性により、信号特性カーブを平坦
化する。デジタルコード化されたビデオ信号の処理の際
の特別な広帯域性の条件により、適用さるべき等化器構
造に対する要求が厳しいものになる。
録技術にて、再生される信号の振幅も位相も信号周波数
に依存して変動することは永らく前から公知である。こ
の現象は振幅−周波数特性ないし位相−周波数特性と称
される。記録された信号にできるだけ精確に相応する信
号を磁気記録担体から取出すのに、振幅、位相変動の影
響を補償する必要がある。このことは一般に等化回路網
にて行なわれ、それら等化回路網のうち多数のものが公
知であり、これら等化回路網は再生ヘツドに後置接続さ
れて、相互の周波数特性により、信号特性カーブを平坦
化する。デジタルコード化されたビデオ信号の処理の際
の特別な広帯域性の条件により、適用さるべき等化器構
造に対する要求が厳しいものになる。
磁束変化に応動する磁気ヘツドを用いての磁気記録担
体からの信号の再生の際理論的には周波数の10倍ごとに
20dB（20dB/デイケード（decade））の信号電圧の上昇
増大が行なわれる。実際上振幅特性カーブのそのような
基本的経過が、自己減磁の作用、ヘツド−テープ−（位
置）調整誤差、不十分なテープ−ヘツド接触状態による
S/N比損失の影響を受ける。生成振幅周波数特性は下限
遮断周波数の周波数の10倍ごとに20dB（20dB/デイケー
ド（decade））の上昇を呈し、その後、種々の損失係数
が作用して、当該上昇が低速化されて信号電圧の最大値
に達するようになる。しかる後、信号電圧は先ず、ほぼ
20dBで下降し、而じて、比較的高い、且最高の周波数に
向つて周波数の10倍ごとに60dBで降下する。生成信号電
圧カーブの基本的経過を第１図に示す。
体からの信号の再生の際理論的には周波数の10倍ごとに
20dB（20dB/デイケード（decade））の信号電圧の上昇
増大が行なわれる。実際上振幅特性カーブのそのような
基本的経過が、自己減磁の作用、ヘツド−テープ−（位
置）調整誤差、不十分なテープ−ヘツド接触状態による
S/N比損失の影響を受ける。生成振幅周波数特性は下限
遮断周波数の周波数の10倍ごとに20dB（20dB/デイケー
ド（decade））の上昇を呈し、その後、種々の損失係数
が作用して、当該上昇が低速化されて信号電圧の最大値
に達するようになる。しかる後、信号電圧は先ず、ほぼ
20dBで下降し、而じて、比較的高い、且最高の周波数に
向つて周波数の10倍ごとに60dBで降下する。生成信号電
圧カーブの基本的経過を第１図に示す。
実施例 本発明の実施例が図示してあり、以下詳細に説明す
る。
る。
第３図はビデオ再生磁気ヘツドと、再生プリアンプと
から成る系31の信号処理回路のブロツク接続図である。
所要の信号等化は３段に亘り等化器段32〜34にて行なわ
れる。その場合、プリアンプに直ぐ後置接続された第１
の段32にて、系31の群伝播時間の等化が、また、後続の
段33にて、90゜位相回転を伴なう積分による振幅等化
が、また、最終段34にて終端振幅等化が行なわれる。
から成る系31の信号処理回路のブロツク接続図である。
所要の信号等化は３段に亘り等化器段32〜34にて行なわ
れる。その場合、プリアンプに直ぐ後置接続された第１
の段32にて、系31の群伝播時間の等化が、また、後続の
段33にて、90゜位相回転を伴なう積分による振幅等化
が、また、最終段34にて終端振幅等化が行なわれる。
再生アンプへの再生磁気ヘツドの結合の手法には第４
図の電気等価回路構成が基礎となつている。文献、例え
ば雑誌フレクヴエンツ（Frequenz）第38号（1984年）、
第12巻、第306〜312頁に既に詳述されているように、等
価回路構成中では再生ヘツド41は信号源USと直列のイン
ダクタンスLHと、同様にそれと直列の抵抗RHと、上記
US,LH,RHの直列接続体に並列の巻線−、スイツチング
（配線）容量CHとから成る減衰（制動）される並列振動
回路として見做され得る。再生プリアンプ42はそれの、
入力抵抗Ri及びこれに並列の入力容量を有する入力イン
ピーダンスと、増幅率AVによつて完全に表わされてい
る。US1は再生プリアンプ42の出力側における信号電圧
を示す。
図の電気等価回路構成が基礎となつている。文献、例え
ば雑誌フレクヴエンツ（Frequenz）第38号（1984年）、
第12巻、第306〜312頁に既に詳述されているように、等
価回路構成中では再生ヘツド41は信号源USと直列のイン
ダクタンスLHと、同様にそれと直列の抵抗RHと、上記
US,LH,RHの直列接続体に並列の巻線−、スイツチング
（配線）容量CHとから成る減衰（制動）される並列振動
回路として見做され得る。再生プリアンプ42はそれの、
入力抵抗Ri及びこれに並列の入力容量を有する入力イン
ピーダンスと、増幅率AVによつて完全に表わされてい
る。US1は再生プリアンプ42の出力側における信号電圧
を示す。
その場合、再生磁気ヘツド及び再生プリアンプ41,
（第４図）に相応する系31（第３図）の増幅度は次式で
表わされ得る。
（第４図）に相応する系31（第３図）の増幅度は次式で
表わされ得る。
その場合、所要の全帯域幅50MHzにわたつての増幅度A
Vに対する25〜35dBの値が唯１つの少ノイズのトランジ
スタ段で達成され得る。
Vに対する25〜35dBの値が唯１つの少ノイズのトランジ
スタ段で達成され得る。
第３図の３段の再生等化器構造の第１段32において、
次のような場合には増幅された信号US1は最小位相誤差
に等化され得る、即ちそれの等化伝達関数H32（ｔ）に
対して下式 が成立つ場合上述のように最小誤差に等化され得るので
ある。
次のような場合には増幅された信号US1は最小位相誤差
に等化され得る、即ちそれの等化伝達関数H32（ｔ）に
対して下式 が成立つ場合上述のように最小誤差に等化され得るので
ある。
もつて、再生磁気ヘツド41の、その複素インピーダン
スを以ての、再生プリアンプ42の入力側への結合により
生じる一切の位相誤差が最適に等化されることが達成さ
れる。更にそのような等化過程により幾らかの振幅強調
（上昇）が得らえる。確められ（検証され）た場合では
有意の周波数領域内で同時の群伝播時間等化11.4nsのも
とで、下限、上限帯域遮断周波数値の間でほぼ10dBの振
幅上昇（増大）が生じる。第５図は第１の等化器段32の
振幅周波数特性及び群伝播時間の経過を示す。
スを以ての、再生プリアンプ42の入力側への結合により
生じる一切の位相誤差が最適に等化されることが達成さ
れる。更にそのような等化過程により幾らかの振幅強調
（上昇）が得らえる。確められ（検証され）た場合では
有意の周波数領域内で同時の群伝播時間等化11.4nsのも
とで、下限、上限帯域遮断周波数値の間でほぼ10dBの振
幅上昇（増大）が生じる。第５図は第１の等化器段32の
振幅周波数特性及び群伝播時間の経過を示す。
第６図は等化さるべき再生系の上述の解析に従つて設
計された等化器段32（第３図）に相応する位相等化用回
路装置を示す。その場合、再生プリアンプ62の結合され
たビデオ−再生磁気ヘツド61の等価回路構成は第４図の
それに相応する。再生磁気ヘツド61と、結合された再生
プリアンプ62とから成る装置構成体の位相周波数特性に
対して相互の周波数特性を得るため作動アンプ63の反転
入力側が再生プリアンプ62の入力インピーダンスの疑似
回路素子を介してそれの出力側に接続されている。この
入力インピーダンスは第４図に相応して入力抵抗Riと入
力容量Ciとの並列接続体から成る。更に差動アンプ63の
出力側は反転入力側に接続されている。帰還結合分岐は
第４図の電気等価回路構成の入力回路の疑似回路素子、
図示の実施例では再生磁気ヘツドのインダクタンスLHと
損失抵抗RHの直列接続体と、再生プリアンプの入力抵抗
Ri、スイツチング−、入力容量CH、Ciの合成抵抗（CH＋
Ci）との並列接続体とから成る。差動アンプ63の非反転
入力側は固定電位におかれている。信号等化用回路装置
の増幅度AV2は次の通りである。
計された等化器段32（第３図）に相応する位相等化用回
路装置を示す。その場合、再生プリアンプ62の結合され
たビデオ−再生磁気ヘツド61の等価回路構成は第４図の
それに相応する。再生磁気ヘツド61と、結合された再生
プリアンプ62とから成る装置構成体の位相周波数特性に
対して相互の周波数特性を得るため作動アンプ63の反転
入力側が再生プリアンプ62の入力インピーダンスの疑似
回路素子を介してそれの出力側に接続されている。この
入力インピーダンスは第４図に相応して入力抵抗Riと入
力容量Ciとの並列接続体から成る。更に差動アンプ63の
出力側は反転入力側に接続されている。帰還結合分岐は
第４図の電気等価回路構成の入力回路の疑似回路素子、
図示の実施例では再生磁気ヘツドのインダクタンスLHと
損失抵抗RHの直列接続体と、再生プリアンプの入力抵抗
Ri、スイツチング−、入力容量CH、Ciの合成抵抗（CH＋
Ci）との並列接続体とから成る。差動アンプ63の非反転
入力側は固定電位におかれている。信号等化用回路装置
の増幅度AV2は次の通りである。
AV2≧１ 損失抵抗RHの値は周波数に依存して変化する。
従つて、第７図の信号等化用回路装置は次のように変
形されるとよい。その場合、再生プリアンプの出力側へ
の差動アンプの結合が第６図のそのような結合と同じよ
うに行なわれる。また、それの非反転入力側は第６図に
おけるように固定電位におかれている。差動アンプ73の
出力側からそれの入力側への帰還分岐は２つの並列接続
回路から成る１つの直列接続体から構成される。第１の
並列接続回路中には第６図の回路装置におけると同じよ
うに再生プリアンプの入力抵抗Riの疑似回路素子と合成
容量CH,Ci（CH＋Ci）が設けられている。第２並列接続
回路中には損失抵抗（第６図中のRH）は再生磁気ヘツド
のインダクタンスLHに直列の部分抵抗RHSと、この直列
接続回路に並列の部分抵抗RHPとによつて模擬形成され
ている。その場合インダクタンスLHは有利に損失の少な
い（少損失の）コイルによつて実現される。
形されるとよい。その場合、再生プリアンプの出力側へ
の差動アンプの結合が第６図のそのような結合と同じよ
うに行なわれる。また、それの非反転入力側は第６図に
おけるように固定電位におかれている。差動アンプ73の
出力側からそれの入力側への帰還分岐は２つの並列接続
回路から成る１つの直列接続体から構成される。第１の
並列接続回路中には第６図の回路装置におけると同じよ
うに再生プリアンプの入力抵抗Riの疑似回路素子と合成
容量CH,Ci（CH＋Ci）が設けられている。第２並列接続
回路中には損失抵抗（第６図中のRH）は再生磁気ヘツド
のインダクタンスLHに直列の部分抵抗RHSと、この直列
接続回路に並列の部分抵抗RHPとによつて模擬形成され
ている。その場合インダクタンスLHは有利に損失の少な
い（少損失の）コイルによつて実現される。
第８図の回路装置はそれの電気特性の点で第７図のそ
れに相応しているが、負帰還なしでのアンプとしての実
現回路構成は回路の安定性に寄与する。
れに相応しているが、負帰還なしでのアンプとしての実
現回路構成は回路の安定性に寄与する。
入力部として作用する差動アンプは２つのNPNトラン
ジスタ81,82から成り、それのエミツタは夫々電圧源−U
Bと接続されている。トランジスタ81のベースは結合コ
ンデンサ83を介して回路入力側84、即ち（図示されてい
ない）再生プリアンプの出力側と接続されている。両ト
ランジスタ81,82のベースはベース抵抗85,86を介してア
ースに接続されている。トランジスタ81のコレクタには
直接＋UBが加わり、一方、トランジスタ82のコレクタは
所望の特性カーブの実現のため受動素子から成る回路装
置（これはまさに第７図中の差動アンプ73の帰還分岐中
の２つの並列接続回路に相応する）を介して、正の電圧
源＋UBと接続されている。上記の２つの並列接続回路か
ら成る直列接続体は第１の並列分岐（この中には合成容
量CH＋Ciと損失抵抗RHPが設けられている）と、第２並
列分岐とから成りこの第２並列分岐はヘツドインダクタ
ンスLH、入力抵抗Riの疑似回路素子及び損失抵抗RHSの
第２部分を有する。抵抗RiとインダクタンスLHとの間、
並びに合成容量CH＋Ciと部分抵抗RHPとの間にて２つの
並列分岐は当該両分岐の直列接続体の実現のため相互に
結合されている。
ジスタ81,82から成り、それのエミツタは夫々電圧源−U
Bと接続されている。トランジスタ81のベースは結合コ
ンデンサ83を介して回路入力側84、即ち（図示されてい
ない）再生プリアンプの出力側と接続されている。両ト
ランジスタ81,82のベースはベース抵抗85,86を介してア
ースに接続されている。トランジスタ81のコレクタには
直接＋UBが加わり、一方、トランジスタ82のコレクタは
所望の特性カーブの実現のため受動素子から成る回路装
置（これはまさに第７図中の差動アンプ73の帰還分岐中
の２つの並列接続回路に相応する）を介して、正の電圧
源＋UBと接続されている。上記の２つの並列接続回路か
ら成る直列接続体は第１の並列分岐（この中には合成容
量CH＋Ciと損失抵抗RHPが設けられている）と、第２並
列分岐とから成りこの第２並列分岐はヘツドインダクタ
ンスLH、入力抵抗Riの疑似回路素子及び損失抵抗RHSの
第２部分を有する。抵抗RiとインダクタンスLHとの間、
並びに合成容量CH＋Ciと部分抵抗RHPとの間にて２つの
並列分岐は当該両分岐の直列接続体の実現のため相互に
結合されている。
両トランジスタ81,82のエミツタは夫々エミツタ抵抗8
7,88を介して給電電圧源の負端子、即ち−UBと接続され
ている。更に両トランジスタ81,82のエミツタは再生プ
リアンプの入力インピーダンスの疑似回路素子により相
互に接続されている。このような入力インピーダンスの
疑似回路素子は入力抵抗Riと入力容量Ciとの並列接続体
から成る。
7,88を介して給電電圧源の負端子、即ち−UBと接続され
ている。更に両トランジスタ81,82のエミツタは再生プ
リアンプの入力インピーダンスの疑似回路素子により相
互に接続されている。このような入力インピーダンスの
疑似回路素子は入力抵抗Riと入力容量Ciとの並列接続体
から成る。
両トランジスタ81,82から形成された差動アンプ−入
力段の出力側にはアンプ段が接続されている。すなわち
別のNpN−トランジスタ90がトランジスタ82のコレクタ
に接続されていて、その際、トランジスタ90のベースは
トランジスタ82のコレクタと導電的に接続されている。
更にトランジスタ90のコレクタは電圧源正端子＋UBに導
電的に接続されている。トランジスタ90のエミツタはエ
ミツタ抵抗91を介してアースされている。それにより信
号出力側92から上記エミツタからの出力信号が取出可能
である。
力段の出力側にはアンプ段が接続されている。すなわち
別のNpN−トランジスタ90がトランジスタ82のコレクタ
に接続されていて、その際、トランジスタ90のベースは
トランジスタ82のコレクタと導電的に接続されている。
更にトランジスタ90のコレクタは電圧源正端子＋UBに導
電的に接続されている。トランジスタ90のエミツタはエ
ミツタ抵抗91を介してアースされている。それにより信
号出力側92から上記エミツタからの出力信号が取出可能
である。
そのようにして位相ひずみの除去のための信号等化の
後では後続の段により行なわれる過程としては90゜の位
相回転を伴なう信号の積分と、それに後続する、振幅周
波数特性の純然たる等化を行なえばよい。
後では後続の段により行なわれる過程としては90゜の位
相回転を伴なう信号の積分と、それに後続する、振幅周
波数特性の純然たる等化を行なえばよい。
第２図は測定点MPにおける合成振幅周波数特性及び近
似化の様子を示す。破線のカーブは残りの等化器におけ
る所要の振幅等化の伝達関数を意味する逆の周波数特性
を示す。伝達関数HA（ｆ）は第２図から求め得る。
似化の様子を示す。破線のカーブは残りの等化器におけ
る所要の振幅等化の伝達関数を意味する逆の周波数特性
を示す。伝達関数HA（ｆ）は第２図から求め得る。
その場合、90゜回転を伴う振幅等化のためＨ′
33（ｆ）について次の関係式 が成立ち、また、 位相リニアな高周波強調（増大）には下式が成立つ、 Ｈ′34（ｆ）＝（１＋bf2）．（１＋cf2） （３） 伝達関数Ｈ′33（ｆ）は所要の積分器によつて実現さ
れこれは読出過程の際の微分作用をキヤンセルする。伝
達関数Ｈ′34（ｆ）は異なつたコーナー（基準）周波数
を有する２つの後置接続のカスケード化された微分等化
器から成る。
33（ｆ）について次の関係式 が成立ち、また、 位相リニアな高周波強調（増大）には下式が成立つ、 Ｈ′34（ｆ）＝（１＋bf2）．（１＋cf2） （３） 伝達関数Ｈ′33（ｆ）は所要の積分器によつて実現さ
れこれは読出過程の際の微分作用をキヤンセルする。伝
達関数Ｈ′34（ｆ）は異なつたコーナー（基準）周波数
を有する２つの後置接続のカスケード化された微分等化
器から成る。
上記構造を広帯域信号の等化に適用する場合、伝達関
数Ｈ′33（ｆ）を有する積分器の実現には著しく高い要
求が課せられる： −積分器はほぼ、（基の）周波数の103倍に亘つて振幅
及び位相的に適合して動作しなければならない、 −積分器の振幅的動作領域は60dBより大でなければなら
ない。
数Ｈ′33（ｆ）を有する積分器の実現には著しく高い要
求が課せられる： −積分器はほぼ、（基の）周波数の103倍に亘つて振幅
及び位相的に適合して動作しなければならない、 −積分器の振幅的動作領域は60dBより大でなければなら
ない。
上記の積分器への要求のもとで回路のノイズ最適化が
行なわれなければならないことは明らかである。ノイズ
の少ない広帯域アンプでは最も有利な場合には40dBの、
下限帯域遮断周波数値fu＝50KHzにおける無負荷時増幅
度が達せられる。それにより、最大信号周波数fso＝50M
Hzの際、積分器が基の周波数の103倍に亘つて動作する
場合、−20dBの振幅減少が生じる。要するに、このよう
な積分段はプリアンプの後既に達したS/N比をやはり劣
化させる。
行なわれなければならないことは明らかである。ノイズ
の少ない広帯域アンプでは最も有利な場合には40dBの、
下限帯域遮断周波数値fu＝50KHzにおける無負荷時増幅
度が達せられる。それにより、最大信号周波数fso＝50M
Hzの際、積分器が基の周波数の103倍に亘つて動作する
場合、−20dBの振幅減少が生じる。要するに、このよう
な積分段はプリアンプの後既に達したS/N比をやはり劣
化させる。
このような理由により、所要の伝達関数H33（ｆ）な
いしH34（ｆ）は次のようにして実現される H34（ｆ）＝１＋cf2 （５） 式（４）の変形により下式が得られる 要するに伝達関数H33（ｆ）により、伝送領域区域に対
する所要の90゜回転が与えられる。（４）式による実現
形態との相違点とするところは積分器に対して並列に微
分器が設けられており、この微分器の作用は の際既に積分器のそれと同じ大きさであり、帯域遮断限
界（遮断周波数値）のほうに向つてさらに上昇しつづけ
ることである。それにより、積分器への要求が比較的簡
単なものとなる： −周波数領域50KHz〜10MHzにおける積分特性 −振幅についての動作領域ほぼ46dB 構成素子及び回路設計の相応に入念な選定によつて、
再生信号のS/N比が所要の積分器によつて決定されず
に、一議的にプリアンプの領域にて決定されることが達
成され得る。
いしH34（ｆ）は次のようにして実現される H34（ｆ）＝１＋cf2 （５） 式（４）の変形により下式が得られる 要するに伝達関数H33（ｆ）により、伝送領域区域に対
する所要の90゜回転が与えられる。（４）式による実現
形態との相違点とするところは積分器に対して並列に微
分器が設けられており、この微分器の作用は の際既に積分器のそれと同じ大きさであり、帯域遮断限
界（遮断周波数値）のほうに向つてさらに上昇しつづけ
ることである。それにより、積分器への要求が比較的簡
単なものとなる： −周波数領域50KHz〜10MHzにおける積分特性 −振幅についての動作領域ほぼ46dB 構成素子及び回路設計の相応に入念な選定によつて、
再生信号のS/N比が所要の積分器によつて決定されず
に、一議的にプリアンプの領域にて決定されることが達
成され得る。
伝達関数H34（ｆ）を用いての終段振幅等化段は従来
技術に従つて実現され得る： 式（５）の変形により次式が与えられる これにより、直ちに所望の伝達関数の具体的実現が可能
となる：伝達関数 を夫々有する２つのカスケード化微分段により、定数と
共に、高周波数に対する上昇（強調）が与えられる。
技術に従つて実現され得る： 式（５）の変形により次式が与えられる これにより、直ちに所望の伝達関数の具体的実現が可能
となる：伝達関数 を夫々有する２つのカスケード化微分段により、定数と
共に、高周波数に対する上昇（強調）が与えられる。
図９は図３の回路33及び34の前述の具体的実施例を示
し、当該回路の始端は図３の回路点MPであり、該回路点
は例えば図８の回路の出力側92である。
し、当該回路の始端は図３の回路点MPであり、該回路点
は例えば図８の回路の出力側92である。
図９に示すように式（４）及び（６）による伝達関数
H33を形成するため反転積分器133及び微分器233が設け
られている。同様に、伝達関数H34を形成するため式
（７）による回路334のほかにカスケードが接続された
積分器134及び234が設けられている。
H33を形成するため反転積分器133及び微分器233が設け
られている。同様に、伝達関数H34を形成するため式
（７）による回路334のほかにカスケードが接続された
積分器134及び234が設けられている。
勿論能動的及び受動的の積分及び微分回路が広汎に種
々に公知である。勿論そのような回路に対するスペース
を節減するため抵抗−容量回路網及びトランジスタを用
いた能動的回路（それらは信号レベルを所期のように保
つのに有用である）を使用することが慣用である。
々に公知である。勿論そのような回路に対するスペース
を節減するため抵抗−容量回路網及びトランジスタを用
いた能動的回路（それらは信号レベルを所期のように保
つのに有用である）を使用することが慣用である。
図16は目下有利に使用される図９の典型的実施例であ
る。種々の回路ブロックの動作を既に説明してあり、図
10に示す回路接続は大部分説明を要しない明らかな事項
である。
る。種々の回路ブロックの動作を既に説明してあり、図
10に示す回路接続は大部分説明を要しない明らかな事項
である。
図10は、加算接続部（又は回路）101と分岐点110（こ
こから回路134及び334は回路入力の供給を受ける）との
間に挿入されたアンプ105を示す。アンプ105と同様のア
ンプ106は加算接続部（又は回路）の出力側と、回路全
体の出力側との間に設けられており、上記の回路全体の
出力側からは、図９に示すように、電圧信号Us4が送出
される。このUs4もまた図３における出力と見做され
る。134と234はエミッタ結合されたトランジスタ対を使
用した抵抗−容量能動回路網を示す。
こから回路134及び334は回路入力の供給を受ける）との
間に挿入されたアンプ105を示す。アンプ105と同様のア
ンプ106は加算接続部（又は回路）の出力側と、回路全
体の出力側との間に設けられており、上記の回路全体の
出力側からは、図９に示すように、電圧信号Us4が送出
される。このUs4もまた図３における出力と見做され
る。134と234はエミッタ結合されたトランジスタ対を使
用した抵抗−容量能動回路網を示す。
能動的積分回路網は市販の能動回路網を利用し、該回
路網は、幾つかの付加抵抗及びフィードバック回路103,
104で補充され、また、出力トランジスタが後続する。
路網は、幾つかの付加抵抗及びフィードバック回路103,
104で補充され、また、出力トランジスタが後続する。
図10はまた補償遅延回路103,104を示し、該回路は夫
々、２つの回路分岐（これらは後続する加算接続部又は
回路内に再結合される）の伝播時間を平衡するために使
用される。それら回路分岐は通常簡単化のため図には示
されていないが広帯域回路では必要であるものと解され
る。図10の入力側には回路点MPに先行する回路が図８に
示すような回路であることが示されている。
々、２つの回路分岐（これらは後続する加算接続部又は
回路内に再結合される）の伝播時間を平衡するために使
用される。それら回路分岐は通常簡単化のため図には示
されていないが広帯域回路では必要であるものと解され
る。図10の入力側には回路点MPに先行する回路が図８に
示すような回路であることが示されている。
発明の効果 本発明により所要の広帯域信号等化を行わせ同時にS/
N比を大して悪化させない等化器構造を実現できる利点
が得られる。
N比を大して悪化させない等化器構造を実現できる利点
が得られる。
第１図は再生プリアンプの出力側における生成振幅−周
波数特性経過を示す線図、第２図は残品等化の決定のた
めのボード線図、第３図は信号処理用回路装置のブロッ
ク接続図、第４図は再生−磁気ヘッド及び再生−プリア
ンプの等化回路図、第５図は等化伝達関数H32（ｆ）の
群伝播時間及び振幅周波数特性の特性図、第６図は再生
プリアンプの後ろ群伝播時間等化用回路装置の回路図、
第７図は群伝播時間等化用回路装置の回路図、第８図は
第７図の装置の具体的回路構成図、第９図は、広帯域で
の低ノイズの要求向けの回路解析により開発発展された
図３の最後の２つの回路段のブロック回路図、第10図は
第９図の回路の具体的回路構成図である。 31……再生磁気ヘツド−プリアンプ−系、 32…34……等化器段、
波数特性経過を示す線図、第２図は残品等化の決定のた
めのボード線図、第３図は信号処理用回路装置のブロッ
ク接続図、第４図は再生−磁気ヘッド及び再生−プリア
ンプの等化回路図、第５図は等化伝達関数H32（ｆ）の
群伝播時間及び振幅周波数特性の特性図、第６図は再生
プリアンプの後ろ群伝播時間等化用回路装置の回路図、
第７図は群伝播時間等化用回路装置の回路図、第８図は
第７図の装置の具体的回路構成図、第９図は、広帯域で
の低ノイズの要求向けの回路解析により開発発展された
図３の最後の２つの回路段のブロック回路図、第10図は
第９図の回路の具体的回路構成図である。 31……再生磁気ヘツド−プリアンプ−系、 32…34……等化器段、
Claims (6)
- 【請求項１】再生装置により磁気テープ記録から再生さ
れる広帯域信号からひずみ除去（等化）を行う装置であ
って、前記再生装置は磁気ヘッド、信号ピックアップ手
段及び前記ピックアップ手段の出力を増幅するためのプ
リアンプを有している当該等化回路装置において、前記
信号のひずみの補償除去を行うため及びその出力側に第
１の部分的に等化された信号を送出するため前記プリア
ンプに接続された入力側を有している第１回路段を有
し、前記信号のひずみは前記ピックアップ手段と前記プ
リアンプを通る信号の群伝播時間ひずみにより惹起され
たものであり、 前記第１回路段の前記出力に接続された入力側を有して
いて、信号振幅ひずみの低減を行わせ、かつ同時に90゜
の位相回転を行わせ、そして、それの出力側に第２の部
分的に等化された信号を形成するための第２の回路段を
有し、 第２回路段の出力側に接続された入力側を有していて直
線的位相特性を以て高周波信号の補償を行わせるための
第３回路段を有することを特徴とする等化回路装置。 - 【請求項２】前記の第１回路段は反転、非反転入力側及
び帰還結合路を有する差動アンプが設けられており、該
差動アンプの非反転入力側は固定電位におかれ、それの
反転入力側は前記−プリアンプ（42,62）の入力インピ
ーダンスの疑似回路素子を介して当該差動アンプの出力
側と導電的に接続されており、前記帰還結合路は当該差
動アンプの出力側からピックアップ手段−プリアンプ−
系の結合インピーダンスの疑似回路素子を介してそれの
反転入力側に帰還結合されており、それにより前記第１
回路段の有する周波数に対する位相特性（位相−周波数
特性）は前記のピックアップ及びプリアンプ系の周波数
に対する位相特性と実質的に逆である、特許請求の範囲
第１項記載の回路装置。 - 【請求項３】前記差動アンプ（63）の前記帰還結合路
は、直列に接続された前記のピックアップ手段の損失抵
抗（RH）を表わす抵抗と、前記ピックアップ手段のイン
ダクタンスを表わすインダクタンス（LH）と、並列接続
体とを有し、該並列接続体は、一方の並列分岐中に前記
プリアンプの入力抵抗（Ri）を表わす抵抗を有し、他方
の並列分岐中に、前記ピックアップ手段の容量（CH）と
前記プリアンプの入力容量（Ci）との和を表わす容量を
有している、特許請求の範囲第２項記載の装置。 - 【請求項４】前記差動アンプ（73）の前記帰還結合路
は、直列に接続された第１の並列接続体と第２の並列接
続体とを有し、前記の第１の並列接続体は、第１抵抗
（RHP）及び該第１抵抗と分路接続された第２抵抗
（RHS）とインダクタンス（LH）との直列回路を有し、
前記第１並列接続体は前記ピックアップ手段のインダク
タンス及び抵抗を表わしており、前記第２並列接続体
は、一方の並列分岐中に前記プリアンプの入力抵抗（R
i）を表わす抵抗を有し、他方の並列分岐中に前記ピッ
プアップ手段の容量（CH）と前記プリアンプの入力容量
（Ci）との和を表わす容量を有している、特許請求の範
囲第２項記載の装置。 - 【請求項５】前記第１回路段はエミッタ結合形差動アン
プ（81〜88）を有し、ここで、エミッタ結合は、前記プ
リアンプの入力抵抗を表わす抵抗とこれに並列な容量
（Ci）とにより形成されるものであり、前記の並列な容
量は前記のプリアンプの入力容量を表わしており、ま
た、エミッタ結合トランジスタの出力トランジスタ対は
コレクタ負荷インピーダンスを有し、該コレクタ負荷イ
ンピーダンスは、第１、第２並列接続体を有し、前記第
１並列接続体は、第１抵抗（RHP）及びこれに分路接続
された第２抵抗（RHS）とインダクタンス（LH）との直
列回路を有していて、前記ピックアップ手段のインダク
タンス及び抵抗を表わしており、第２並列接続体は、一
方の並列分岐中に前記プリアンプの入力抵抗（Ri）を表
わす抵抗を有し、他方の並列分岐中に前記ピックアップ
手段の容量（CH）と前記プリアンプの入力容量（Ci）と
の和を表わす容量を有しており、前記出力トランジスタ
の入力コレクタは第２出力トランジスタの制御電極に接
続されている、特許請求の範囲第１項記載の装置。 - 【請求項６】前記第２回路段は、該第２回路段の入、出
力間に接続された反転積分器と非反転微分器との並列接
続体を有し、前記の積分器及び微分器の夫々の出力側は
算術的に加算されて、当該第２回路段の前記出力側に前
記の第２の部分的に等化された信号を形成するように構
成されている、特許請求の範囲第１項記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3615467.9 | 1986-05-07 | ||
| DE19863615467 DE3615467A1 (de) | 1986-05-07 | 1986-05-07 | Schaltungsanordnung zur entzerrung |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62285588A JPS62285588A (ja) | 1987-12-11 |
| JP2604373B2 true JP2604373B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=6300352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62109943A Expired - Fee Related JP2604373B2 (ja) | 1986-05-07 | 1987-05-07 | 等化回路装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4789908A (ja) |
| JP (1) | JP2604373B2 (ja) |
| DE (1) | DE3615467A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3903165A1 (de) * | 1989-02-03 | 1990-08-09 | Thomson Brandt Gmbh | Magnetbandgeraet zur digitalen aufzeichnung und wiedergabe von audio- bzw. videosignalen |
| JPH02239474A (ja) * | 1989-02-03 | 1990-09-21 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | オーデイオまたはビデオ信号のデイジタル記録および再生用の装置 |
| JP3746188B2 (ja) * | 2000-07-19 | 2006-02-15 | アルプス電気株式会社 | 磁気記録再生装置及びフレキシブル基板 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52107816A (en) * | 1976-03-05 | 1977-09-09 | Nakamichi Kenkyusho | Circuit for reproducing tape recorder |
| US4093965A (en) * | 1976-08-16 | 1978-06-06 | Bell & Howell Company | Speed-switchable readback signal equalization and direct-current restoration |
| JPS56119908A (en) * | 1980-02-25 | 1981-09-19 | Hitachi Ltd | Regenerative amplifying circuit |
| US4314288A (en) * | 1980-08-29 | 1982-02-02 | Ampex Corporation | Amplitude and phase equalizer |
-
1986
- 1986-05-07 DE DE19863615467 patent/DE3615467A1/de active Granted
-
1987
- 1987-05-05 US US07/046,997 patent/US4789908A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-05-07 JP JP62109943A patent/JP2604373B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4789908A (en) | 1988-12-06 |
| DE3615467A1 (de) | 1987-11-12 |
| DE3615467C2 (ja) | 1992-06-11 |
| JPS62285588A (ja) | 1987-12-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |