JPS62249576A - ビデオ信号再生増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＶＴＲのビデオ信号再生増幅回路に係りとくに
、再生磁気ヘッド回路の共振ピークの抑圧差に信号の低
雑音増幅に好適なビデオ信号再生増幅回路に関する。

〔従来の技術〕

従来のＶＴＲ再生用増幅回路は特公昭６０−４２６４６
号の第３図に示すように負帰還増幅器が使用されている
。この回路は上記公告公報の第１図に示されている通常
の増幅回路に比べて抵抗素子が発生する熱雑音の影響が
少いという利点のため広く利用されている。しかし、こ
の回路で・熱雑音の影響値（入力換算値）を低減するた
めには広帯域のビデオ増幅回路の利得を高めねばならず
、実際的ではなかった。

以下上記従来のビデオ信号再生増幅回路を第２図、第３
図に示し、これを説明する。

第２図、第３図において、Ｌは利得Ａの増幅器１の入力
から、回転トランスを介して再生用磁気ヘッドを見たと
きの等価インダクタンスである。

また、ν、はインダクタンスＬの一端に換算された信号
電圧源である。ｉ、およびｅ％２は夫々、抵抗Ｒ１およ
びＲ１の発生する熱雑音を表わし、周知のように抵抗値
の平方根に比例した大きさをもつ。

容量ＣＩは漂遊容量を含み、容量Ｃ２とインダクタンス
Ｌの共振周波数ω。がほぼビデオ帯域の高域遮断周波数
を与える。抵抗Ｒ１は通過特性の高域に適当な制御（ダ
ンピング）がかかるようにその抵抗値が設定される。た
とえば、インダクタンスＬがの場合、抵抗Ｒ３は略３７
０Ωになる。第３図では抵抗Ｒ６の一端は増幅器１の出
力に接続されている。

このような負帰還抵抗Ｒ２は、ミラー効果に従って（１
−Ａ）分のＩＫ抵抗値が低くなって増幅器１の入力側に
換算され、等価回路としては第２図と同様になる。した
がって、第３図の回路が、第２図の回路と同等の特性と
するためには とする必要がある。一方、抵抗Ｒ１およびＲ７には夫々
・熱雑音Ｃ１およびｇｌｌｌが附随して発生し、これら
は、それぞれ Ｎ　冨　１３０ Ｒの単位はオーム と理論的に与えられる。

式（１）のように設定したとき、信号ｖ１から増幅器１
の入カシｔまでの伝達特性Ｇは で与えられ、ともにひとしい。また、増幅器の入力電圧
Ｖ、は ｖｌ””Ｇ（ｖＩ＋Ａ＃ｓ）　　・・曲・・曲・・・・
開・・・・（４）となる。ｅ・はｅ・、（第２図）・ま
たはぎ・、（第３図）に対応する。したがって、ｋ＃ｓ
が小さい程、入力電圧Ｖ、中に占める雑音の割り合が少
くなりガ（信号対雑音比）は向上することになる。

第２図では 第５図では となる。即ち、第６図の回路の雑音レベルは第２図の回
路に比べてＦ７分のＩＶＣ低減されることになる。

このため、現在では、第３図の回路が、広く普及してい
る。

第４図は、第３図の回路の抵抗Ｒ２の熱雑音６゜と増幅
器１の内部雑音ｅ１．のスペクトル例である。

双方共、増幅器入力電圧Ｖ、のレベルを相対値で描いで
ある。抵抗Ｒ１は１５にΩ・増幅器１の利得Ａは５２ｄ
、Ｅ、また雑音ｔ＋％３は０−６３Ｖ々Ｔ、でこれは良
質の低雑音トランジスタの雑音レベルである。第４図を
みると、低周波数帯では内部雑音ｅ、、が、また高周波
数帯では熱雑音ｃ、、が支配的となっている。全帯域で
の雑音の大きさは高域成分で支配されるので全体として
熱雑音’％ｔ％即ち、抵抗Ｒ１Ｏ熱雑音が若干・支配的
となっている。

この熱雑音ｅ、を成分は式（））より増幅率Ａを大きく
すると低減出来る。しかし、増幅率Ａはビデオ帯域内で
平坦な周波数特性を必要とするため、通常、帯域幅とし
て１．ＬＭ＃ｚ以上必要である。実際問題として、この
ような広帯域増幅器１の利得を高くし、抵抗Ｒ，ＶＣよ
る負帰還を安定に施すことには困難なことが多く、実際
的ではない。このような実情から、現在のＶＴＲ再生用
増幅回路では、抵抗の熱雑音を充分忙低減出来ないでい
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上のよ５１Ｃ従来のビデオ信号再生増幅回路はヘッド
回路のＱを制動するダンビ／グ抵抗の熱雑音を充分に低
減できないという問題点がある。

本発明の目的は雑音の少ないビデオ信号再生増幅回路を
得るものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、コンデ／すを用いて制御を掛けることにより
、熱雑音を除去するものでおる。原理的に、コンデ／す
やインダクタンスは雑音を発生しない。したがって、こ
れらを用いた制動には雑音が附加されない。

〔作用〕

以下本発明を第１図により説明する。第１図は本発明の
基本構成でおる。第１図に示す回路は第３図の回路の抵
抗Ｒ３の替りに容量Ｃ３が用いられている。一般に抵抗
をコンデンサに替えれば伝達特性が変化する。そこで、
本発明では同等の伝達特性を得るため、増幅器１の利得
Ａの周波数特性を第３図の場合と比べて、特徴的に変え
ている。

第１図において、容量Ｃ２のインピーダンスは、ミラー
効果により、増幅器の入力側にインピーダンスＺｉとし
て または第３図と同等になるためには、 ＺＬ　：ＲＩ　　・−・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（９）である必要がある。このた
め、増幅率Ａになる特性を与えれば となり、インピーダンスＺｉは抵抗性となるので、これ
を抵抗Ｒ，に等しく設定すれば良いことになる。

式（ＩＱの増幅率Ａは、完全な積分特性で、周波数ωが
低くなる程、増大する。このような理想的な積分回路は
現実的に製作出来ない。しかし、制動を必要とする共振
周波数は高域周波数であり、この帯域の中で増幅率Ａが
近似的に式α曙となればよいので、実際には ｗ。

ω１は高域遮断周波数 とすればよく、以下、実施例にて述べるよつ１１Ｃ極め
て簡単な構成の増幅回路で充分な特性が得られ第３図の
回路と比べて回路構成も簡略化される。

〔実施例〕

第５図は本発明の一実施例を示す回路図である。

式αりに相当する一次遅れ特性は抵抗Ｒ４と容量Ｃ８で
与えられ、ハ（−ω１／２π）は略８００ＡＨｚである
。

第６図は、比較のため用いた従来回路である。

第７図は入力信号ｖ１から増幅器人力Ｖ、までの伝達特
性である。特性曲線１０は本発明のもの、曲線１１は従
来回路のものである。曲線の形状は両者共金くひとしい
。即ち、本発明を用いて、必要な伝達特性が得られるこ
とは明らかである。また、特性１０は特性１１と較べて
利得が略１ｄＢ増加している。この原因は、第６図に示
す回路では信号υ、がコイルの損失抵抗Ｒ３と帰還抵抗
Ｒ１とで分圧されるからである。これに比べ第５図に示
す回路では周波数ｆ、より低い帯域で増幅率Ａ、が平坦
な周波数特性をもつため、容量Ｃ１は静電容量として増
幅器入力に等価的に入る。従って第６図の回路の場合の
ような信号の分圧が発生しない。この効果は単に利得増
加に止まらず、増幅器の内部雑音の影響を低減する。即
ち、入力信号Ｖ、に発生した入力信号ｖ１構成の上に増
幅器内部雑音が乗るのであるから、入力信号成分が１ｄ
Ｂ増加すると、増幅器内部雑音に対するＳ／Ｎ（信号対
雑音比）は１ｄＪ改善されることになる。

現在のＶＴＲではＳ／ｖとしては限界に来ており・上記
した、僅か１ｅＬＢ程度の増幅器のＳ／Ｎの改善も効果
を発揮するのである。

抵抗素子の熱雑音建ついては、既に第４図を用いて説明
した通りで、第６図では熱雑音６．成分が発生し、第５
図では、これが零となる。増幅回路のＳ／Ｎに換算する
と、本発明によってＳ／Ｎが略５ｃＬＥ以上改善される
ことになる。

第８図は、第５図と第６図に用いた増幅器の利得周波数
特性を比較したものである。増幅器の入力電圧Ｖ、の周
波数特性は共九等しい。第８図で特性１５は本発明、特
性１６は従来の回路であり、そのＧＢ積（利得・帯域幅
積）で比較すると特性１６の３２　ｅＬＢ−ＭＨｚに対
し、本発明の特性１５は略１９ｄＥ−ＪｆＨｚであり、
従来回路の略１７分の１になり、その分だけダンピング
特性の補償に要する回路構成が簡単になることを意味す
る。実際には本発明はトランジメタ１石の増幅回路で足
りることになる。

第９図は本発明の他の実施例の構成図、第１０図はその
具体的回路例である。

第９図において１′は第５図の増幅器１と抵抗及び容量
Ｒ，，Ｃｓより成る低域通過フィルタを含む増幅回路で
ある。この増幅回路１′と容量Ｃ１の作用により、ビデ
オ増幅器５の入力電圧Ｖ、には適正なダンピング特性が
与えられるので、ビデオ増幅器５により増幅された出力
信号も適正なものになる。

第１０図では、トランジスタＱ、で構成された増幅回路
が第５図の増幅器１に該当し、抵抗Ｒ４と容量Ｃ５で低
域通過特性を与え、容量Ｃ！でフィードバックをかけて
いる。この結果、得られた入力信号電圧ν、はトランジ
スタＱｚｔおよびトランジスタＱ。

段で増幅され、出力ｖ０を発生する。トランジスタＱｔ
　、Ｑｓ段はビデオ増幅器５に該当する。

第９図を見ると従来方法忙較べて回路構成が複雑化する
ように見えるが、第１０図から理解出来るように、その
程度はトランジスター石程度であり問題にならない。ま
た、実際の設計上は第５図の回路に較べて、いくつかの
利点をもっている。その第１は、容量Ｃ１を増幅回路の
後段に接続する必要がないため、フィードバックループ
の面積が少く、各種の誘導障害の少ない安定な補償が実
現出来ることである。第２の利点は、集積回路化（ＩＣ
化）する場合、信号入力端の極く近傍で補償を施せるの
で、残余の回路内に布線を通過させずに済み、パターン
設計が容易である点である。第６は増幅回路が夫々、独
立に設計出来るため、設計の自由度が大きいことである
。

〔発明の効果〕

本発明によれば、 （１）　　共振特性の制動用抵抗素子が除去できるので
その熱雑音の無い増幅回路が得られる。

（２）　　同制動用抵抗素子による入力信号の減衰がな
いので、増幅回路の内部雑音の影響を軽減できる。

（３）　　増幅回路のＧ−Ｂ積を大幅に低くできるので
回路構成を簡略化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のビデオ信号再生増幅回路の回路図、第
２図、第３図は従来の再生増幅回路の回路図、第４図は
第５図の雑音スペクトラム図、第５図は本発明の一実施
例を示す回路図、第６図は従来の回路図、第７図は第５
図と第６図の利得周波数特性図、第８図は第５図と第６
図に用いた増幅器の利得周波数特性図、第９図、第１０
図は本発明の他の実施例の回路図である。 Ａ、Ａ、、Ａ、は増幅器の電圧利得 ”＋　ｌ　ｅＩＩ！　ハ夫ｋ、Ｒｓ　、Ｒｔ　Ｏ熱’Ａ
音Ｖ、は入力信号 Ａ１′は第５図のＡ、とＲ４ｒＣ８を含めた増幅回路代
理人　弁理士　小　川　勝　男 弔　１　口 ｃ′！。 ≧　２図 篤　　３　叱 ≧４回 円楽教〔Ｍ）（χ〕 ヌ　５　フ 羞　ム図 真　７　口 ＠　　＝１６　　＠　　（ＭＨｔコ Ｌ　９　図 β　１０　回

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、磁気記録媒体からビデオ信号を再生するため磁気ビ
   デオヘッド回路と、該磁気ビデオヘッド回路に接続され
   該磁気ビデオヘッド回路の出力を増幅する前置増幅回路
   を備えたビデオ信号再生装置において該前置増幅回路の
   出力を２分しその一方の出力の通常帯域特性を該ヘッド
   回路の共振ピークがその帯域外に存在するようにし同時
   に該共振ピークを中心とする帯域では一次遅れの減衰特
   性を与え、かつ、該前置増幅回路の出力から同入力に静
   電容量性素子による負帰還ループを構成し、少くとも該
   共振ピーク附近の周波数帯で該前置増幅回路の入力イン
   ピーダンスを該ヘッド回路の出力インピーダンスに比し
   て、低い抵抗値を設定して、該ビデオ信号の再生に好ま
   しい周波数範囲に渡って比較的平坦な応答を与えるよう
   になしたことを特徴とするビデオ信号再生増幅回路。 ２、該前置増幅回路の入力が供給される第２の増幅回路
   を設け、該ヘッド回路の出力信号を該第２の増幅回路で
   増幅することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
   されたビデオ信号再生増幅回路。