DE2405537A1

DE2405537A1 - Verstaerker mit erstem und zweitem verstaerkerteil

Info

Publication number: DE2405537A1
Application number: DE19742405537
Authority: DE
Inventors: Carl Robert Battjes
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1973-02-12
Filing date: 1974-02-06
Publication date: 1974-09-05
Also published as: US3868580A; JPS5415743B2; JPS5041456A; GB1462395A; CA1005866A; NL7401635A; FR2217858A1

Description

DiPL-ING. KLAUS NEUBECKER

Patentanwalt
4 Düsseldorf 1 · Schadowplatz 9

•Düsseldorf, 5. Feb. 1974

PF 1972
7413

Tektronix, Inc.

Beaverton, Oregon, V. St. A.

Verstärker mit erstem und zweitem
Verstärkerteil

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit einem in Reihe zwischen ein erstes und ein zweites Speiseenergiepotential geschalteten ersten und zweiten Verstärkerteil und einem dazwischen angeordneten, mit einer Last verbundenen Ausgang, wobei beide Verstärkerteile Halbleiterschaltelemente eines einzigen Leitfähigkeitstyps enthalten.

Es wurde schon früh in der Entwicklung der Transistoren erkannt, daß das Leistungsverhalten komplementärer Verstärker sich gegenüber anderen Verstärkertypen als äußerst vortelhaft erweist, da komplementäre Verstärker bei verhältnismäßig niedrigen Ruheströmen arbeiten, aber dennoch bei Bedarf große Lastströme beider Polaritäten abgeben können, Komplementäre Verstärker, wie sie etwa in den US-PSen 2,266.818 und 2,791.644 als repräsentativen Druckschriften erläutert sind, enthalten zwei Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps, nämlich einen pnp-Transistor sowie einen npn-Transistor. Diese Verstärker ließen sich betreiben, indem das Ausgangssignal entweder von einem Paar direkt miteinander verbundener Kollektoren oder von einem Paar direkt miteinander verbundener Emitter abgenommen wurde, je nach der Impedanz und den Verstärkungsanforderungen der Schaltung. Das

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Telegramme Custopat

Eingangssignal konnte der Basis eines oder beider Transistoren zugeführt werden.

Es sind eine Vielzahl von Verbesserungen an solchen komplementären Verstärkern vorgenommen worden. Besonders sei in diesem Zusammenhang die Verwendung einer aktiven bzw. positiven Rückkopplung erwähnt, um für eine genaue überwachung großer Spannungsschwankungen zu sorgen, dennoch aber den stehenden Strom und den Leistungsverbrauch zu wahren. Ein solcher Verstärker, wie er in der üS-PAtentanmeldung Ser. No. 844,370 vom 24. 7. 69 erläutert wird, ist in der Lage, einen ausreichenden Verschiebungsstrom für die Ladung der Kapazität zu liefern, wie sie durch die Ablenkplatten einer Kathodenstrahlröhre gegeben ist. Für IC-Anwendungen in schnell arbeitenden Oszillographen stellte jedoch das inhärente langsame Ansprechverhalten des pnp-Transistors in einem Integrierten Schaltkreis (IC) einen begrenzenden Faktor dar.

Bei einem früheren Versuch, eine Schaltung nur aus npn-Schaltelementen aufzubauen, die dann gleichzeitig in der Lage ist, große Lastströme einer der beiden Polaritäten zu liefern, wurde eine Rückkopplungs-Verstärkeranordnung mit einem Emitterfolger-Ausgang und einer in Sperrichtung angeschlossenen Diode vorgesehen, wobei der Emitterfolger eine Strompolarität lieferte, während die Diode die andere Polarität lieferte. Der Hauptnachteil dieser Anordnung besteht darin, daß sich während der Schaltzeit der Bauelemente, wenn die Polarität sich ändert, eine Totzone ergibt. Die sich aus dieser Totzone ergebende Abweichung einer Kurvenform kann in Präzisionsinstrumenten, wo verzerrungsfreie Kurvengenauigkeit erforderlich ist, nicht toleriert werden. Der zweite Nachteil eines solchen Aufbaus besteht in dem übermäßigen Leistungsverbrauch infolge des Widerstands-Rückkopplungsnetzwerks.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist es daher, einen ausschließlich aus npn-Bauelernenten aufgebauten Verstärker zu schaffen, der die vorteilhaften Eigenschaften typischer komplementärer Verstärker und demgegenüber erhöhte Bandbreiten-Qualitäten hat, wenn er in IC-Form aufgebaut wird. Leistungs- und Stromkapazitäten sollen

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für die Speisung einer Verschiebungsstromlast beibehalten werden. Ferner soll es möglich sein, den dynamischen Spannungsausgangsbereich ohne Verzerrung zu erhöhen, indem weitere Transistoren "gestapelt" werden. Außerdem soll der Verstärker im wesentlichen Konstantetrom- und Konstantleistungs-Verhalten haben, dennoch aber in der Lage sein, große Lastströme mit einer der beiden Polaritäten zu liefern. Außerdem soll der Verstärker große, schnelle Spannungsänderungen wirksam und genau an kapazitive Lasten ohne Totbandverzerrung abgeben können. Auch soll der Verstärker auf Signale großer Amplitude unter Aufrechterhaltung eines im wesentlichen niedrigen Ruhestroms ansprechen oder bei hohen Signalgeschwindigkeiten und bei gleichem Ruhestrom arbeiten können.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein Verstärker der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Verstärkerteil eine Kopplungseinrichtung aufweisen, so daß beide Verstärkerteile eine im wesentlichen kontinuierliche Ausgangskurvenform abgeben können, während sie alternativ auf Eingangssignale entgegengesetzter Polarität ansprechen, wobei der eine der Verstärkerteile in Abhängigkeit von einem Eingangssignal einer Polarität Strom zu der Last führt und der andere der Verstärkerteile in Abhängigkeit von einem Eingangssignal entgegengesetzter Polarität Strom von der Last führt.

Ferner ist ein Verstärker entsprechenderer weiteren Alternative der Erfindung gekennzeichnet durch einen ersten Verstärkerteil zur Abgabe eines Stroms in einer Richtung zu einer Last in Abhängigkeit von einer Polarität eines Eingangssignals; einen zweiten Verstärkerteil zur Abgabe eines Stroms in entgegengesetzter Richtung zu einer Last in Abhängigkeit von der entgegengesetzten Polarität eines Eingangssignals; eine "Bootstrap"-Einrichtung zum Anheben des zweiten Verstärkerteils auf einen Arbeitspunkt oberhalb des ersten Verstärkerteils; sowie durch eine Steuereinrichtung zur Wahl des Laststromwegs über einen der beiden Verstärkerteile.

Ein solcher mit kostanter Leistung betriebener "Bootstrap"-Ver-

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stärker vermeidet die vorstehenden Nachteile und sorgt zusätzlich für weitere Vorzüge. Er ist durchweg aus aktiven npn-Bauelementen aufgebaut und umfaßt eine nicht festgelegte Stromquelle sowie einen Steuerkreis für den Ausgangsstrom. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält außerdem Transistoren, die in der allgemein bekannten "Totempfahl"-Zuordnung geschaltet sind, um eine Spannungsschwankung zu erhalten, die größer als normale Kollektor-ZBasisdurchbruchsspannungen sind, ferner ein aktives Rückkopplungsnetzwerk zur Verringerung des Ausgangs-Standstroms und der Ausgangssignal-Stromschwankung. Der Verstärker hat verbesserte Bandbreiten-Qualitäten, arbeitet bei einem niedrigen Ruhestrom, verbraucht verhältnismäßig wenig Energie, sorgt wirksam und genau für große, rasche Spannungsänderungen für kapazitive Lasten und liefert bei Bedarf große Lastströme beider Polaritäten.

Die Stromquelle hält die hohe Schwenkfrequenz über einen großen Teil des dynamischen Bereichs des Verstärkers, indem ein nahezu konstanter Strom geliefert wird, selbst bei Annäherung an die Bereichsgrenzen. Wegen der Konstantstromquelle kann der Verstärker leicht so erweitert werden, daß auch größere SpannungsSchwankungen bewältigt werden können, indem zusätzliche Transistoren in"Totempfahl"-Art aufgestockt werden. Der Strom-Steuerkreis baut am Ausgang einen konstanten Ruhestrom auf und schafft einen Pfad für große Hochzieh- und Herabzieh-Ströme ohne Totzonen-Verzerrung. Das aktive Rückkopplungsnetzwerk der bevorzugten Ausführungsform verringert sowohl die Ausgangsbelastung als auch die Verlustleistung. Da der Verstärker nach der vorliegenden Erfindung durchweg aus aktiven npn-Bauelementen aufgebaut ist, läßt er sich in einem monolithischen Standard-Integrierten Schaltkreis verwirklichen, um weitere Vorteile zu erzielen.

Weitere erfindungswesentliche Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der

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- 5 Zeichnung zeigen:

Fig. 1 schematisch den grundsätzlichen Schaltungsaufbau eines mit konstanter Energie versorgten "Bootstrap"-Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 schematisch die bevorzugte Ausführungsform nach der Erfindung; und

Fig. 3 eine andere Ausführungsmöglichkeit des Stromsteuerungs-Schaltungsteils des bevorzugten Ausführungsbeispiels.

Im einzelnen zeigt Fig. 1 eine mit konstanter Energie versorgte Bootstrap-Verstärkerschaltung nach der Erfindung mit fünf Transistoren 10, 12, 14, 16 und 18, die vorzugsweise alle vom npn-Typ sind und von denen vier in Emitter-/Kollektor-Zuordnung in Reihe zwischen ein geeignetes positives Potential und ein geeignetes Rückführniveau geschaltet sind, um so einen ersten Leitpfad zu bilden. Der Kollektor des Transistors 10 ist mit dem positiven Potential verbunden, während sein Emitter am Kollektor des Transistors 12 liegt. Der Emitter des Transistors 12 ist mit dem Kollektor des Transistors 14 verbunden, dessen Emitter mit dem Transistor 16 in Verbindung steht. Der Emitter des Transistors 16 ist an Masse bzw. das Rückführniveau angeschlossen. Zwischen den Emitter des Transistors 10 und den Kollektor des Transistors 18 ist ein Widerstand 20 geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen Widerstand 20 und dem Kollektor des Transistors 18 ist an die Basis des Transistors 12 angeschlossen. Die Basis und der Emitter des Transistors 18 sind mit der Basis bzw. dem Emitter des Transistors 14 verbunden.

Ein «weiter leitender Pfad mit einem Widerstand 22, einer Zener-Diode 24 und Widerständen 26, 28, wobei diese letztgenannten Elemente in Reihe zwischen ein positives Potential und ein negatives Speisepotential geschaltet sind, bildet einen Spannungsteiler, um die Arbeits-Vorspannung für die Transistoren des ersten leitenden Pfades zur Verfügung zu stellen. Der Verbin-

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dungspunkt zwischen dem Widerstand 22 und dem Kathodenanschluß der Zener-Diode 24 ist in geeigneter Weise an die Basis des Transistors 10 gelegt, während der Verbindungspunkt zwischen der Anode der Zener-Diode 24 und dem Widerstand 26 an die Basen der Transistoren 14 und 18 gelegt ist und der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 26 und 28 an der Basis des Transistors liegt.

Mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 26 und 28 ist eine Ein-r gangs-Stromquelle 30 verbunden, die insofern auch an der Basis des Transistors 16 liegt. Eine Ausgangsklemme 32 liegt am Verbindungspunkt zwischen Widerstand 26, Zener-Diode 24 und Basen der Transistoren 14 und 18, ferner dem Emitter des Transistors 12 sowie dem Kollektor des Transistors 14. Ein Kondensator 34 entspricht einer mit dem Schaltungsausgang verbundenen kapazitiven Last.

Im Ruhezustand arbeitet die Schaltung wie folgt. An der Zener-Diode 24 des zweiten, vorerwähnten leitenden Pfades wird ein konstanter Spannungsabfall aufgebaut, so daß eine konstante Spannungsdifferenz zwischen der Basis des Transistors 10 und dem Emitter des Transistors 12 aufrechterhalten wird. Diese konstante Spannungsdifferenz minus den Basis-Emitter-Spannungsabfällen der Transistoren 10 und 12 steht am Widerstand 20 an, so daß durch diesen ein konstanter Strom fließt, der in Fig. 1 als I₇₅- bezeichnet ist. Dieser Strom fließt im wesentlichen vollständig durch den Transistor 18. Der stehende Strom durch den Transistor 16, der gleich dem I__-Wert plus I__ multipliziert

IUl XUU

mit dem Emitterflächenverhältnis des Transistors 14 zu demjenigen des Transistors 18, ist, wird so auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten.

Wie für den einschlägigen Fachmann ohne weiteres verständlich, weist der Stromkreis von der Basis des Transistors 16 zum Kollektor des Transistors 14 eine verhältnismäßig hohe "Offene Schleife"-Verstärkung auf. Der Widerstand 26 liefert an die Basis des Transistors 16 einen großen negativen Rückkopplungs-

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wert. Berücksichtigt man die dynamische Arbeitsweise der Schaltung, so wird an der Basis des Transistors 16 durch Rückkopplungswirkung eine virtuelle Hasse aufrechterhalten. Es sei ein inkrementeller Zuwachs des Stroms I der Stromquelle 30 angenommen. Der erhöhte Strombedarf fließt durch den Widerstand 26, so daß an diesem ein inkrementeller SpannungsZuwachs erzeugt wird. Da ein Ende des Widerstands 26 an virtueller Masse festliegt, schwingt das andere Ende ins Positive. Da der Kollektor des Transistors 14, an den der Widerstand 26 angeschlossen ist, ins Positive schwingt, behält die Zener-Diode 24 ihren konstanten Spannungsabfall bei. Somit erfährt die Basis des Transistors 10 einen identischen inkrementellen SpannungsZuwachs, so daß die Transistoren 12, 14 und 18 in identischer Weise hochgezogen werden. Dieser Vorgang ist dem einschlägigen Fachmann als "bootstrapping" bekannt. Es läßt sich dann verstehen, daß die Spannung am Widerstand 20 und damit der Strom durch diesen Widerstand konstant bleiben. Durch das "bootstrapping"-Verhalten stellt der Widerstand 20 somit eine frei schwebende Stromquelle dar, die für positive Spannungen am Ausgang einen im wesentlichen konstanten Strom durch die Transistoren 14, 16 und 18 liefert, wobei entsprechende Änderungen rasch erfolgen können. Der zum raschen Laden des Last-Kondensators 34 auf seinen neuen Spannungswert erforderliche Strom wird über die Transistoren 10 und 12 gezogen, um das Schnell-Einschwing-Ansprechen des "Bootstrap"-Kreises zu verbessern, muß ein Kondensator 36 parallel zur Zener-Diode 24 geschaltet werden.

In gleicher Weise führt eine inkrementelle Abnahme des Eingangsstroms I_ zu einer inkrementellen Abnahme der Spannung am Widerstand 26. Der Kollektor des Transistors 14 wird dadurch nach unten gezogen, ebenso wie die Basis des Transistors 10. Wiederum wird der konstante Strom durch den Widerstand 20 aufrechterhalten, so daß ein im wesentlichen konstanter Strom auch durch die Transistoren 10, 12 und 18 aufrechterhalten wird. Der Last-Kondensator 34 wird über die Transistoren 14 und 16 rasch entladen. Die Ausgangsklemme kann rasch von einem Spannungsniveau zum anderen schwingen, ohne daß irgendeine Verzerrung

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- 8 hervorgerufen würde, wenn die Laststrom-Polarität umgekehrt wird,

Die Schaltung nach Fig. 1 verringert die effektive Transimpedanz des Verstärkers. Die Transimpedanz des Verstärkers ist als das Verhältnis der Änderung der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 32 zu einer Änderung des Eingangsstroms von der Stromquelle 30, die notwendig ist, um die eingetretene Ausgangsänderurig hervorzurufen, definiert. In der Schaltung nach Fig. 1 ist die Transimpedanz etwa gleich dem Widerstandswert des Widerstands 26, d, h., es ist Δε =-Zll_TMR~_c, was für die meisten

QuS .LJN £* O

Rückkopplungsverstärkerstufen der Fall ist.

Infolge der niedrigen leitenden Belastung an der Ausgangsklemme 32 und der Steuerung des Ladungsstroms durch den Transistor 12 an den Last-Kondensator 34 und des EntiadungsStroms über den Transistor 14 von dem Last-Kondensator 34 muß an den Verstärker weniger Standstrom geliefert werden, so daß somit auch der Leistungsverbrauch der Schaltung verringert wird. Die Leistungsbzw. Energie- und Stromeige^chaften werden bewahrt, um die Verschiebungsstrom-Last, die beispielsweise die Ablenkplatten oder das Hellsteuergitter einer Kathodenstrahlröhre enthalten, zu speisen.

Fig. 2 zeigt das bevorzugte Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, wobei gleiche Bauteile in Fig. 1 und 2 jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Wie ersichtlich, umfassen die durch die zusätzlichen Bauteile gewonnenen Vorteile eine Verringerung sowohl der Ausgangsbelastung als auch der Wärmeableitung, während andererseits die Voraussetzung dafür geschaffen wird, daß viel größere SpannungsSchwankungen verarbeitet werden können. Der passive Rückkopplungswiderstand wird daher durch ein aktives Rückkopplungsnetzwerk mit einem Transistor 40 und Widerständen 42, 44, 46 sowie 48 ersetzt. Das erwartete inkrementeelle Ansprechen istAE, _1β*Δΐ_τ,_τ R-,. Die Widerstände 42, 44 und

aus XrJ f

46 bilden einen Spannungsteiler, so daß eine Austastung der Ausgangsspannung E an der Ausgangsklemme 32 an der Basis des

el u S

Transistors 40 erscheint. Nimmt man beispielsweise ein Teiler-

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Verhältnis von 20:1 an, so ist die abgezapfte Spannungs-Austastung gleich E . Diese Austast-Spannung wird über die Basis-/

clUS

20

Emitterstrecke des Transistors 4O an einen Widerstand 48 übermittelt, dessen Wert dementsprechend als die gewünschte R^-Forderung, dividiert durch das Spannungsteilerverhältnis oder durch EL·, für dieses Beispiel,ausgewählt werden kann. Die Bandbreite

der Transimpedanz ist umgekehrt proportional der Quadratwurzel von R-,. Da außerdem der Wert des durch die Widerstände 42, 44 und 46 fließenden Stroms nur ausreichen muß, um die Zener-Diode 24 über dem Knie ihrer Arbeitskurve zu halten und erforderliche ' Transistor-Basisströme zu liefern, können die Widerstände so ausgewählt werden, daß sie verhältnismäßig hohe Werte aufweisen. Infolgedessen wird die Ausgangsstromentnahme verringert, was zu einer Verringerung der Verlustleistung führt. Da ferner die gewählten hohe Werte für die Widerstände 42, 44 bzw. 46 parallel zur Last angeordnet sind, erfährt auch die Ausgangsbelastung eine Verringerung.

Zusätzlich zu dem gerade beschriebenen aktiven Rückkopplungsnetzwerk werden verschiedene Transistoren und ihre zugehörigen Vorspannungswiderstände zugeschaltet, um die Verstärkerschaltung in die Lage zu versetzen, viel höhere Spannungsausschlage zu bewältigen. Die Transistoren 50, 52 und 54 sind zwischen die Emitter der Transistoren 14 und 18 sowie den Kollektor des Transistors 16 geschaltet. Die Transistoren 50 und 52 bilden ein Darlington-Paar, um den Spannungsbereich zu erhöhen, während die Belastung des den Rückkopplungszweig bildenden Spannungsteilers über den Frequenzbereich verringert wird. Die Basis des Transistors 50 ist in geeigneter Weise zwischen die Widerstände 42 und 44 geschaltet, um den Arbeitspunkt festzulegen. Der Widerstand 56 ist parallel zur Basis-/Emitterstrecke des Transistors 52 geschaltet, um die Durchbruchsspannung der Darlington-Scaltung zu erhöhen, indem ein Stromweg für den Transistor 52 Sperr-Basisstrom zur Verfügung gestellt wird, wenn der Wert BV_CEO des Transistors bei großen SpannungsSchwankungen überschritten wird, so daß die Spannung erhöht wird, die der Ver-

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- ίο -

stärker ohne Durchbruch ertragen kann. Die Transistoren 50 und 52 bilden den unteren Totempfahl-Aufbau. Der Transistor 54 ist als Stufe mit an Masse liegender Basis zwischen den Emitter des Transistors 52 und den Kollektor des Transistors 16 geschaltet, um die Miller-Effekte des Transistors 16 auf einem Minimum zu halten, so daß die Transistoren 16 und 54 als Kaskodenstufe arbeiten.

Die obere Totempfahl-Stufe mit den Transistoren 60, 62, 64 und 66 arbeiten in ähnlicher Weise wie zuvor für die untere Totempfahl-Stufe beschrieben. Widerstände 70 und 72 bilden einen Spannungsteiler, um die Arbeitspunkte der Transistoren 60, 62, 64 bzw. 66 festzulegen. Parallel zu den Basis-/Emitterstrecken der Transistoren 62 bzw. 66 sind Widerstände 74 bzw. 76 geschaltet, um die Durchbruchsspannung in ähnlicher Weise wie zuvor für den Transistor 52 im unteren Totempfahl-Aufbau zu erhöhen.

Dynamisch gesehen arbeitet die Schaltung wie für das vorstehende Ausführungsbeispiel erläutert, wobei die Zener =-Diode 24 die "Bootstrap"-Wirkung auf die Basis des Transistors 64 ausübt. Die frei schwebende Stromquelle mit dem Widerstand 20 hält einen konstanten Arbeitsstrom über den dynamischen Bereich des Verstärkers aufrecht. Die Transistoren 12, 14 und 18 bilden einen Strom-Steuerkreis bzw. eine Weiche, um einen Ladungs- und Entladungsweg für den Last-Kondensator 34 zu bilden. Ein Kondensator 80 ist zwischen den Kollektor des Transistors 14 und die Basis des Transistors 16 geschaltet, um eine optimale Dämpfung zu erzielen, wenn die Ausgangsspannung ein neues Niveau erreicht.

Diese Schaltung eignet sich insbesondere zur Herstellung in Form eines Integrierten Schaltkreises. Die Zener-Diode 24 kann durch Anschluß eines Transistors in der gezeigten Weise verwirklicht werden. Die einzigen externen Bauelemente, die außerhalb des Aufbaus des Integrierten Schaltkreises erforderlich sind, wären der Widerstand 48 und der Kondensator 80. Außer einer Einsparung an Kosten und Raumbedarf gegenüber einem Schaltungsaufbau mit diskreten Transistoren wird hier eine beträchtliche Verringerung

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der Streukapazitäten für die gesamte Schaltung verwirklicht.

Fig. 3 zeigt einen abweichenden Strom-Steuerkreisteil der bevorzugten Ausfuhrungsform, der auf Kosten des dynamischen Spannungsbereiches an der Ausgangsklemme 32 einen größeren Frequenzbereich mit verzerrungsfreier Amplitude zuläßt. Der Kollektor des Transistors 12 ist mit der oberen "Totempfahl"-Schaltung an der Stelle Y verbunden, und sein Emitter ist über den Punkt X mit der Ausgangsklemme 32 und den "Bootstrap"- und Rückkopplungskreisen verbunden. Die Basis des Transistors 18 liegt am Verbindungspunkt zweier Widerstände 82 und 84, deren andere Enden an den Kollektor bzw. Emitter des Transistors 18 angeschlossen sind. Ein konstanter Strom I_„ vom Widerstand 20 der Schaltung nach Fig. 2 speist in den Knotenpunkt E„ am Kollektor des Transistors 18 und der Basis des Transistors 12 ein. Ein Widerstand 86 ersetzt den Transistor 14 der Schaltung nach Fig. 2, und der Verbindungspunkt der Widerstände 84 und 86 sowie der Emitter des Transistors 18 sind über den Punkt Z mit dem unteren "Totempfahl^IL-Schaltkreis verbunden. Dieser Verbindungspunkt ist ebenfalls als Spannungsknoten E bezeichnet. Der Strom durch den Widerstand 84 und damit durch den Widerstand 82 wird auf einem konstanten Wert gehalten, wie er durch die Basis-/Emitterspannung des Transistors 18 festgelegt ist. Die Spannung am Transistor 18 oder E - E wird durch das Verhältnis von Widerstand 82 plus Widerstand 84 zu Widerstand 84, multipliziert .mit der Spannung V__ des Transistors 18 bestimmt. Somit arbeitet der Transistor 18 zusammen mit den Widerständen 82 und 84 als Batterie, die einen im wesentlichen konstanten E - E -Wert liefert. Der gewünschte Ruhestrom durch den Widerstand 86 ist gleich der Differenz zwischen E

und E. geteilt durch den Widerstandswert des Widerstands 86.

Die Steuerung des Transistors 12 wird durch Änderung der Spannung am Widerstand 86 erhalten, wenn sich der Strom des unteren "Totempfahli" ändert.

Der Vollständigkeit halber sei darauf hingewiesen, daß die Schaltung auch pnp-Transistoren enthalten kann, die mit in geeigneter Weise gewählten Speisespannungen arbeiten, und ebenso können

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weitere Transistoren "aufgestockt" werden, um die Spannungsschwankung zu erhöhen. Wenngleich die Schaltung als Verstärker beschrieben wurde, so ist es doch ebenso denkbar, daß sie wegen ihrer Stromführungseigenschaften sowie ihrer Eigenschaften hinsichtlich des dynamischen Spannungsbereiches als Schalter betrieben wird. Ebenso besteht, wenngleich es wünschenswert ist, kapazitive Lasten zu speisen, die Möglichkeit, Widerstandslasten und sogar induktive Lasten zu speisen, unter entsprechender Änderung im Stromversorgungsverhalten.

Die Erfindung stellt damit einen "bootstrapping"-Vernalten aufweisenden Verstärker mit einer durchweg dem npn-Leitungstyp angehörenden frei schwebenden Stromquelle, einem Ausgangsstrom-Steuerkreis sowie einem aktiven Rückkopplungsnetzwerk zur Verfügung, der in der Lage ist, kapazitive Lasten mit großen, schnellen Spannungsänderungen wirksam und genau zu versorgen. Der Verstärker nach der Erfindung kann somit, obwohl er mit niedrigen Ruheströmen arbeitet, bei Bedarf große Lastströme beider Polaritäten liefern. Da alle Transistoren einem Leitungstyp angehören und nur wenige zusätzliche Komponenten erforderlich sind, eignet sich der Schaltungsaufbau in besonderer Weise für die Herstellung in Form von Standard-Integrierten Schaltkreisen.

Patentansprüche;

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Claims

Patentansprüche :

y Verstärker mit einem in Reihe zwischen ein erstes und ein zweites Speiseenergiepotential geschalteten ersten und zweiten Verstärkerteil und einem dazwischen angeordneten, mit einer Last verbundenen Ausgang, wobei beide Verstärkerteile Halbleiterschaltelemente eines einzigen Leitfähigkeitstyps enthalten, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Verstärkerteil eine Kopplungseinrichtung aufweisen, so daß beide Verstärkerteile eine im wesentlichen kontinuierliche Ausgangskurvenform abgeben können, während sie alternativ auf Eingangssignale entgegengesetzter Polarität ansprechen, wobei der eine der Verstärkerteile in Abhängigkeit von einem Eingangssignal einer Polarität Strom zu der Last führt und der andere der beiden Verstärkerteile in Abhängigkeit von einem Eingangssignal entgegengesetzter Polarität Strom von der Last führt.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärkerteil mindestens eine an Masse liegende Emitterstufe und eine vom Ausgang zum Eingang gekoppelte negative Rückkopplungseinrichtung aufweist, wobei der Verstärkerteil so angeschlossen ist, daß er die Eingangssignale empfängt und in Abhängigkeit davon ein Ausgangsspannungssignal erzeugt, und daß der zweite Verstärkerteil mindestens eine gemeinsame Kollektorstufe aufweist, die so angeschlossen ist, daß sie das Ausgangsspannungssignal von dem ersten Verstärkerteil empfängt, um diesem Speiseenergie zuzuführen.
3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die negative Rückkopplungseinrichtung einen dritten Verstärkerteil mit einer Emitterfolgerstufe aufweist und daß der Eingang des dritten Verstärkerteils so angeschlossen ist, daß er das Ausgangssignal des ersten Verstärkerteils empfängt, und daß eine Impedanzeinrichtung vorgesehen ist, die den Ausgang des dritten Verstärkerteils mit dem Eingang des ersten Verstärkerteils koppelt.

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4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungseinrichtung eine "Bootstrap"-Einrichtung zur Kopplung des Ausgangsspannungssignals des Ausgangs mit dem Eingang des zweiten Verstärkerteils koppelt und daß eine Stromquelle zur Erzeugung eines im wesentlichen konstanten Stroms sowie eine Stromsteuereinrichtung zur Wahl des Ausgangsstromwegs zu der Last in Abhängigkeit von dem Ausgangsspannungssignal und dem im wesentlichen konstanten Strom vorgesehen sind.
5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Verstärkerteil einen oder mehrere den dynamischen Spannungsbereich vergrößernde, in Reihe geschaltete Transistoren aurweisen.
6. Verstärker, gekennzeichnet durch einen ersten Verstärkerteil zur Abgabe eines Stroms in einer Richtung zu einer Last in Abhängigkeit von einer Polarität eines Eingangssignals; einen zweiten Verstärkerteil zur Abgabe eines Stroms in entgegengesetzter Richtung zu einer Last in Abhängigkeit von der entgegengesetzten Polarität eines Eingangssignals; eine "Bootstrap"-Einrichtung zum Anheben des zweiten Verstärkerteils auf einen Arbeitspunkt oberhalb des ersten Verstärkerteils; sowie durch eine Steuereinrichtung zur Wahl des Laststromwegs über einen der beiden Verstärkerteile.
7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärkerteil mindestens eine an Masse angeschlossene Emitterstufe und eine vom Ausgang zum Eingang gekoppelte negative Rückkopplungseinrichtung aufweist, daß der Verstärkerteil so angeschlossen ist, daß er die Eingangssignale aufnimmt und in Abhängigkeit davon ein Ausgangssignal erzeugt, und daß der zweite Verstärkerteil mindestens eine gemeinsame Kollektorstufe aufweist.
8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die negative Rückkopplungseinrichtung einen dritten Verstärkerteil

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mit einer Emitterfolgerstufe und eine Impedanzeinrichtung aufweist, daß der Eingang des dritten Verstärkerteils so angeschlossen ist, daß er das Ausgangssignal des ersten Verstärkerteils aufnimmt, und daß die Impedanzeinrichtung zwischen den Ausgang des dritten Verstärkerteils und den Eingang des ersten Verstärkerteils geschaltet ist.
9. Verstärker nach einem der Ansprüche 6-8, dadurch gekennzeichnet, daß alle aktiven Bauelemente Halbleiter-Bauelemente eines einzigen Leitfähigkeitstyps aufweisen.
10. Verstärker nach einem der Ansprüche 6-9, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der beiden ersten bzw. zweiten Verstärkerteile über den gesamten dynamischen Arbeitsbereich davon leitend gemacht wird.
11. Verstärker nach einem der Ansprüche 6-10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Verstärkerteil in Reihe zwischen einem ersten und einem zweiten Speiseenergiepotential angeordnet sind.
12. Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Verstärkerteil zur Erzielung eines gewünschten dynamischen Spannungsbereichs einen oder mehrere in Reihe geschaltete Transistoren enthalten.

KN/nb 3

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