DE932435C - Verstaerkerschaltung mit Transistoren - Google Patents
Verstaerkerschaltung mit TransistorenInfo
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- DE932435C DE932435C DER12966A DER0012966A DE932435C DE 932435 C DE932435 C DE 932435C DE R12966 A DER12966 A DE R12966A DE R0012966 A DER0012966 A DE R0012966A DE 932435 C DE932435 C DE 932435C
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- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Halbleiterverstärkerschaltung
mit Rückkopplung.
Die Schaltung wird im folgenden unter Verwendung von Halbleiterelementen mit mehreren
Elektroden beschrieben. Eine Form eines solchen Halbleiterelements ist unter der Bezeichnung
»Transistor« bekannt. Vor der Erläuterung der Erfindung seien zunächst die grundlegenden Prinzipien
solcher Halbleiterelemente nochmals kurz. behandelt.
In halbleitenden Materialien sind nach der gegenwärtig allgemein angenommenen Theorie entweder
Elektronen, die ,als Überschußelektronen bezeichnet werden, oder sogenannte Löcher, nämlich sogenannte
Defektelektronen, die Träger des elektrischen Stroms. Ein solches Defektelektron (Loch) ist ein
Träger positiver elektrischer Ladung und ein Elektron selbst ein Träger negativer elektrischer Ladung.
Die Halbleitermaterialien pflegt man in zwei Leitfähigkeitetypen zu unterteilen, je nachdem, ob die
normalerweise vorhandenen freien Ladungen Elektronen oder Löcher sind. Diese beiden Leitfähigkeitstypen1
sind der sogenannte N-Typ, der gut stromdurchlässig ist, wenn das Halbleitermaterial
negativ gegenüber einem gleichrichtenden Kontakt auf seiner Oberfläche ist, und der sogenannte
P-Typ, welcher gut Sitromdurchlässig ist, wenn das halbleitende Material positiv gegenüber einem
solchen Kontakt ist.
Es' sind zwei Klassen von Halbleiterverstärkerelementen
entwickelt worden, welche Punktkontakttramsistoren und Großflächentransistoren genannt
werden. Ein Punktliontakttransistor .besteht, aus
einem Halbleiterkörper mit zwei (oder mehr) kleinflächigen Elektroden, nämlich einer Kollektorelektrode
und einer Emitterelektrode, die über hohen Widerstand oder in gleichrichtendem Kontakt mit
dem Halbleiterkörper in Verbindung ,stehen, und mit einer weiteren Elektrode, nämlich der Basiselektrode,
die über niedrigen Widerstand auf dem Halbleiterkörper aufliegt. Der Halbleiterkörper
ίο kann aus N-Material oder aus P-Material bestehen,
z. B. aus Germanium- oder Siliziumkrietallen. Ein Großflächentransistor enthält einen Halbleiterkörper
mit abwechselnden Zonen aus N- und P-Material, wobei die aneinandergrenizenden Zonen durch eine
Sperrschicht getrennt sind. Die Elektroden liegen unter niedrigem Widerstand auf den. einzelnen
Zonen auf.
In einer Verstärkerschaltung, in der ein' Transistor,
der seine Vorspannung selbst erzeugt, und ao nur eine einzige Speisespannungsquelle vorhanden
sind, kann die Basiselektrode gegenüber den anderen Elektroden selbsttätig vorgespannt werden. Jedoch
wurde gefunden, daß die bekannten Schaltungen mit selbsterzeugter Vorspannung sich nicht für
Transistoren von veränderlichen Betriebseigenschaften eignen. Ferner wurde gefunden, daß die
dynamischen und die statischen Kennlinien von Transistoren1 von Kristall zu Kristall erheblich
verschieden sind, selbst wenn man sich bemüht, sie gleichzumachen. Dementsprechend arbeitet eine
Schaltung, die auf einen bestimmten Transistor abgeglichen ist, unter Umständen mit eimern anderen
Transistor weniger gut oder überhaupt nicht, und zwar wegen des; verschiedenen Verlaufs .der Kennlinien.
Die Erfindung bezweckt, ein stabile Transistorschaltung zu schaffen, und zwar insbesondere für
Verstärkerzwecke, d. h. eine Verstärkerschaltung, welche mit Transistoren von verschiedenen Betriebseigenschaften
arbeiten kann.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist die Schaffung einer Verstärkerschaltung, in welcher die
Unterschiede zwischen einzelnen Transistoren, sofern der eine Transistor gegen einen anderen ausgetauscht
wird, verschiedene Werte des Basiselektrodenstroms hervorrufen, der in Verbindung
mit der Kollektorepannung und dem Kollektorstrom
eine Stabilisierung des Betriebs hervorruft. Außerdem ist Zweck der Erfindung, eine eich
selbst stabilisierende Verstärkerschaltung zu schaffen, in welcher Transistoren mit verschiedenen
Kennlinien benutzt werden können, während die Wechselstromgegenkopplung gering ist. .
Gemäß der Erfindung sollen stets Transistoren mit Basiselektrode, Kollektorelektrode und Emitterelektrode
verwendet werden. Zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode liegt das Ein- .
gangssignal, und das Ausgangssignal wir-d,, von
einem zwischen der KoMektorelektrode und der
Emitterelektrode liegenden Widerstand .abgenommen. Die Gleichsttromstabilisierung wird durch eine
■ Gleichstromgegenkopplung bewirkt, die einen für Gleichstrom durchlässigen Scheinwiderstand zwischen'
der Kollektonelekteode und der Basiselektrode
enthält. Auf diese Weise wird der Basiselektrodenstrom eines bestimmten Transistor® hauptsächlich
durch die Größe dieses Widerstandes und der KoI-lektorspannung bestimmt.
Fig. ι ist ein Schaltbild einer Ausführungsform
der Erfindung;
Fig. 2 ist ein Schaltbild von zwei in Kaskade geschalteten1 Halbleiterverstärkern als eine weitere
Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 zeigt eine weitere Ausführungsform in der Anwendung auf beispielsweise einen Hochfrequenzverstärker
oder einen Zwischenfrequenzverstärker;
Fig·. 4 a, 4 b und 4c zeigen verschiedene Betriebskennlinien dreier Transistoren.
In Fig. ι ist ein Transistor 10 als Verstärker
dargestellt. Dieser Transistor kann ein Punktkontaktteansistor
oder ein Großflächentransistor sein. Er besteht aus einem Halbleiterkörper, der einem
der beiden Leiitfähigkeitstypen angehört. In Fig. 1 sei angenommen, daß der Transistor 10 ein P-N-P-Graßfläehentransistor
sei, dessen Basiselektrode mit 12, dessen Emitterelektrode mit 13 und dessen
Kollektorelektrode mit 14 bezeichnet ist. Die Eingangssignale werden von einer durch ein Rechteck
15 dargestellten Signal quelle geliefert und der Basiselektrode 12 über einen Kopplungskondensator
16 zugeführt. Die Emitterelektrode 13 ist an ein
festes Potential, z. B. an Erde, angeschlossen, und eine Klemme der Signalquelle ist gleichfalls geerdet.
Die Speisespannung wird von einer als-Batterie 17 dargestellten Spannungsquelle gelliefert,
deren positiver Pol geerdet ist und der ein für die Signalfrequenzen durchlässiger Kondensator 18 parallel
liegt. Die negative Klemme der Batterie 17 ist mit der Kollektorelektrode 14 über eine als
Widerstand 19 dargestellte Belastungsimpedanz verbunden, so daß zwischen der Kollektorelektrode
und der Basiselektrode eine Sperrspannung Hegt und zwischen der Emitterelektrode und der BasiS'-elektrode
eine Vorspannung in Durchlaßrichtung. Der Ausgangskreis in Form eines Belastungswiderstände
21 ist über einen Kondensator 20 zwischen die Kolllektorelektrode 14 und Ende eingeschaltet.
Die Stabilisierung wird mittels eines Widerstands 23 zwischen der Kollektorelektrode
und der Basiselektrode bewirkt. .
Im Ruhezustand, d. h. beim Fehlen eines Signals, fließen in der Schaltung nach Fig. 1 folgende
Ströme: Der größte Strom durchfließt die Emitterelektrode 13 und verläuft zum Teil durch den Halbleiterkörper
hindurch zur Kollektorelektrode 14 und über dem Widerstand 19 sowie dile Batterie 17 zurück
zur Emitterelektrode. Dieser Strom ist der Kollektprelektrodenstirom. Ein weiterer' Teil des
Emittereilektrodenstroms durchsetzt einen Teil des Halbleiters und verläuft über die Basiselektrode 12
und den Widerstand 23 .sowie über den Widerstand 19 und die Batterie 17 zurück zur Emitterelektrode.
Dieser Strom ist der Basiselektrodenstrom. Der Spannungsabfall am Halbleiterkörper zwischen der
Emitterelektrode 13 und der Kollektorelektrode 14 ist die· Kollektorelektrodenspannung. Der Emitter-
elektrodenström ist die Summe des. Kollektorstromsi
und -des Basisstrome. Die Größe de® Kollektorstroms hängt von den Transistoreigenschaften
und von der Größe des Basisstroms im Widerstand 23 ab.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 sei nun an Hand der Kurven in Fdg. 4 a bis 4 c erläutert,
welche Kennlinien von drei verschiedenen Transistoren in der Schaltung nach Fig. 1 darstellen.
Fig. 4a bezieht sich auf einen Transistor Nr. I, Fig. 4 b auf einen Transistor Nf. II und
Fig. 4c auf einen Transistor Nr. III. Im übrigen bleibt die Schaltung nach Fig. 1 für die drei verschiedenen
Transistoren ungeändert."
Fig. 4 a zeigt auf der Ordinate die Kollekto>rspanmungen
von ο bis — 10 Volt und gibt durch die Kurve X-Y die zugehörigen Werte des Kollektorstroms
an. Außerdem enthält Fig. 4 a die mit A, Ä, A" bezeichneten Kurven, welche die zu den
ao Kollektorströmen gehörigen Werte des B'asiseliektrodenstroms
von 50, 100, 150 Mikroampere darstellen.
Mit H ist eine Kollektorspannung' von etwa 5 Volt und ein Kollektorstrom von etwa 2,5 Milliampere
bezeichnet. Der Arbeitspunkt Hegt also auf
der Geraden X-Y derart, daß bei Zuführung eines Signals von einer gewünschten Kollektorspannung
aus längs, einer geraden Kennlinie, nämlich der Geraden
X-Y, beiderseits vom Punkt H gearbeitet wird.
Die Fig. 4b zeigt, daß in derselben Schaltungsanordnung
und mit derselben Bemessung ihrer Schaltelemente bei dem Transistor Nr. II eine andere
Kfoillektorspannung, nämlich eine Spannung
von etwas über 6 Volt, und ein anderer Kollektorstrom,
nämlich etwa 2 Milliampere, auftreten und daß der Arbeitspunkt etwa an 'der Stelle / auf der
Geraden X'-Y' liegt. Der Punkt / ist eine geeignete Kollektorspannung und liegt auf einem geradlinigen
Teil der Linie X'-Y', so daß ein zugeführtes Signal einen Kollektorstrom beiderseits des
Punktes / zur Folge hat.
Die Fig. 4c zeigt, daß wieder mit derselben Schaltung wie in Fig. 1 und derselben Bemessung der
Schaltelemente, aber bei dem Transistor Nr. III wiederum andereWerte der Kollektorspannung, nämlich
ein Wert von weniger als 4 Volt, und des Kollektorstroms, nämlich ein Wert von 3 Milliampere,
auftreten, so daß der Arbeitspunkt an die Stelle L auf der Linie X"-Y" fällt. Der Punkt L ist ebenfalls
eine brauchbare Kollektorspannung und liegt wieder auf einem linearen Teil der Linie X"-Y", so
daß bei Zuführung eines· Signals ein Kollektorstrom beiderseits des Punktes L auftritt.
Es soll nun untersucht werden, was beim Einsetzen des Transistors Nr. II nach Fig. 4b oder
Nr. III nach Fig. 4c an Stelle des Transistors nach Fig. 4 a in eine gewöhnliche, also nicht gemäß der
Erfindung aufgebaute Schaltung geschieht. Wie in Fig. 4 b dargestellt, liegt der Arbeitspunkt dann
nicht mehr bei / oder in der Nähe des. Punktes J,
sondern fällt an eine Stelle/ mit höherem Strom und höherer Spannung, an der die Kurve X'-Y'
nicht mehr linear ist, was zu einer nicht zulässigen Verzerrung führt. Beim Einsetzen des Transistors
Nr. III an Stelle des Transistors Nr. I in eine gewohnliche
Schaltung fällt der Arbeitspunkt nicht mehr an die Stelle L oder in die Nähe der Stelle L1
sondern kann beispielsweise an die Stelle K mit unzulässig erhöhtem Strom und zu kleiner Spannung
auf einen niicht linearen Teil der Kurve X"-Y"
fallen, so daß ebenfalls eine unzulässige Verzerrung entsteht. Ferner sieht man, daß bei einem Transistor
nach Fig. 4a und einem Kollektorstrom von 2 Milliampere ein Basisstrom von etwa 150 Mikroampere
durch die Widerstände 23 und 19 auftritt. Mit einem Transistor nach Fig. 4b und bei dem
gleichen Kollektorstrom von 2 Milliampere tritt ein Basisstrom von etwa 250 Mikroampere durch die
Widerstände 23 und 19 auf, während mit einem Transistor nach Fig. 4 c und bei derselben Größe
des Kollektorstroms von 2 Milliampere ein Baslisstrom von etwa 100 Mikroampere in den Widerständen
23 und 19 auftritt.
Durch die erfindungsgemäße Schaltung wird der Basiselektrodenstrom ,selbsttätig so eingestellt, daß
die Kollektorspannung und der Kollektorstrom einigermaßen konstant gehalten werden. Wenn der
Transistor nach Fig. 4b an Stelle des Transistors nach Fig. 4 a eingesetzt wird, würde der Kollektorstrom
zu klein werden, sofern nicht der Basisstrom erhöht wird. Jedoch ruft ein kleinerer Kollektorstrom
auch einen kleineren Spannungsabfall am Widerstand 19 hervor, so daß die Spannung
an der Kollektorelektrode stärker negativ wird. Die Spannung an der Kollektorelektrode arbeitet
als Vorspannung an der Basiselektrode über den Widerstand 23. Der höhere an der Basiselektrode
wirksame Spannungsabfall ruft den benötigten größeren Basisstram hervor. Dieser größere Ruhestrom
an der Basiselektro'de ist von einem größeren Kollektorelektrodenstrom begleitet, wie man an
jeder der Fig. 4a bis 4c sehen kann. Ein größerer Kollektorstrom im Widerstand 19 vermindert
wieder die negative Spannung an der Kollektorelektrode, wasi zu einer Verminderung des Ursprungliehen
Einflusses auf den Basisstrom führt. Somit nimmt der Kollektorstrom zu, bis ein Wert erreicht
ist, bei dem ein ausreichender B.asisruhestrotn fließt, um den Kollektorstrom aufrechtzuerhalten.
Wenn andererseits ein Transistor nach Fig. 4 c an Stelle des Transistors nach Fig. 4a eingesetzt wird,
würde der Kollektorstrom zu groß werden, wenn nicht der Basisstrom vermindert wiird. Ein großer
Kollektorstrom ruft aber einen großen Spannungsabfall
am Widerstand 19 hervor, so daß die Kollektorspannung abnimmt. Wie oben bereits bemerkt,
wirkt aber die Kollektorspannung an der Basiselektrode über den Widerstand 23 als Vorspannung.
Der kleinere SpannungSiabfall, der an der Basiselektrode wirksam ist, erzeugt nun den
benötigten kleineren Basisruhestrom. Dieser wird begleitet von einem kleineren Kollektorstrom, wie
sich aus Fig. 4 c ergibt. Dieser kleinere Kollektorstrom im Widerstand 19 läßt die negative Spannung
an der Kollektorelektrode zunehmen, so daß
eine Verminderung des ursprünglichen Einflusses auf dem Basisruhesitrom auftritt. In diesem Fall
wind also der Kollektorstrom auf einen solchen Wert vermindert, daß ein Basisstrom auftritt, der
den "richtigen, Wert hat, um den Kollektorstrom aufrechtzuerhalten.
Es wurde gefunden, daß bei einer Verstärkerschaltung nach FIg. i, bei welcher der Widerstand
19 die Größe von 7000 Ohm hat, der Widerstand 23 die Größe von 40 000 Ohm und die Batterie 17 eine
Spannung von 22,5 Volt besitzt, Transistoren mit so weitgehend verschiedenen Kennlinien wie in
Fig. 4 a bis 4c benutzt werden können, ohne die Schaltung jedesmal neu abgleichen zu müssen.
Der Arbeitspunkt liegt zwar, wie durch die Rechtecke H, J und L angedeutet, an etwas'verschiedenen
Stellen der Belastungskennliinie. Jedoch ist diese Verschiebung des Arbeitspunktes bei den drei betrachteten
Transistoren,· nicht so groß, daß man in einen nichtlinearen Bereich gelangt. Bai der obengenannten
Schaltung hatte der Kondensator 20 eine Größe von 20 Mikrofarad und der Widerstand 21
eine. Größe von 500 Ohm.
Man erkennt, daß diite maximale Stabilisierung
dann erreicht wird, wenn der Widerstand 19 in Fig. ι groß gegenüber dem wirksamen Widerstand
des Ausgangskreises ist. Außerdem d'st der Widerstand!
19 kleini gegenüber der Stabilisiierungsimpedanz,
nämlich dem Widerstand 23. Bei'einer solchen Wahl der Widerstände bewirken die Stromschwankungen dm Koillektorelektrodenzweig eine maximale
Korrektur, indem sie eine verhältnismäßig hohe Änderung der Korrekturspaninung hervorrufen;, so
daß der Basisruhestrom geändert wird. Die angegebene Polarität der Batterie 17 bezieht
sich natürlich auf einen Punktkontakt- N-Transistor oder auf einem P-N-P-GraßnächentransistOir.
Bei anderen Tiransistorenarten, nämlich einem Punktkontakt-P-Transistor oder einem N-P-N-Großflächentransistor,
muß die Polarität der Batterie 17 umgekehrt gewählt werden.
In Fig. 2 ist eine Schaltung mit zwei in Kaskade geschalteten Transistorstufen dargestellt, welche
gegenüber Fig. 1 eine andere Ausfühirungsiform veranschaulichen.
Bei dieser ist ein Transistor 28 mit einem Halbleiterkörper 29, nämlich einem Germaniumkristall
aus N- oder P-Material, vorhanden, wenn der Transistor 28 ein· Pmnktkonitakttiransistor
ist. Dieser Transistor kann auch, ein Großflächentransistor sein. Bei der Polarität der
Batterie 17 in Fig. 2 ist vorausgesetzt, daß es sich
bei dem Transistor 28 um einen Punktkontakt-N-Transistor oder um einen P-N-P-Großflächentran&istor
handelt.
Auf dem Halbleiterkörper 29 sind eine Emitterelektrode 30, eiine Kollektorelektrode 31 und eine
Basiselektrode 32' vorhanden. Zwischen1 der Basiselektrode
32 und Erde liegen eine Signalquel-leTCS
und ein Kondensator 16 in Reihe. Ein Lastwiderstand
19 liegt zwischen der Koillektorelektrode 31
und einer Batterie 17, welche für Signalfrequenzen durch einen Kondensator 18 überbrückt ist.
Zwischen- der KoUektorelektrode 31 und der Basiselektrode
32 ist wieder ein Stabililsieruinigswiderstand
23 vorhanden.
Insoweit ist die Schaltung die gleiche wie in Fdg. i. Es sind jedoch noch zusätzliche, die Vorspannung
beeinflussende Elemente vorhanden, die als ein Widerstand 33 in der Zuleitung zur Emitterelektrode
und ein Widerstand 35 zwischen der Basiselektrode und Erde dargestellt sind. Zum
Widerstand 33 liegt ein Kondensator 34 parallel, um eine Wechselstromgegenkopplung zu vermeiden.
Man sieht, daß, wenn der Widerstand 23 viel kleiner als in Fig. 1 gewählt wird, ein größerer
Basisstrom fließt, und daß daher gemäß Fig. 4a bis 4 c auch ein größerer Kollektorstrom vorhanden
sein muß. Ein großer Kollektorstrom erzeugt aber einen Spannungsabfall am Widerstand 33.
Dieser hat eine solche Polarität, daß zwischen der Basiselektrode 32 und der Emitterelektrode 30 der
überschüssige Basisstrom vermindert wird, der durch den geringen Wert des Widerstandes 23 erzeugt
worden war. Man sieht daher, daß sich ein Ruhearbeitspunkt einstellt, der nahezu unabhängig
davon ist, ob Transistoren mit weitgehend verschiedenen
Kennlinien verwendet werden.
Ein Vergleich der Wirkungsweise dieser Schaltungen läßt sich aus der folgenden Tabelle entnehmen,
welche mit 26 verschiedenen P-N-P-Groß- go flächentransistoren aufgenommen wurde. Diese
wurden alle in drei verschiedene Schaltungen eingesetzt. Die erste Schaltung enthielt keinen Stabilisierungswiderstand,
die zweite Schaltung war nach Fig. ι aufgebaut, und die dritte Schaltung enthielt
einen Stabilisierungszweig, wie in der ersten Stufe des Verstärkers nach Fig. 2 eingezeichnet. Die
Kollektorspannung betrug 6 Volt zwischen Kollektor und Emitterelektrode und der Kollektorstrom
3 Milliampere mit einer Belastung von 6000 Ohm. Die Batterie 17 hatte 22,5 Volt. Die
Größe der Widerstände in den drei verschiedenen Schaltungen war:
Bei jeder Schaltung und bei jedem Transistor würde,zunächst ein Versuch bei Zimmertemperatur,
d. h.-bei etwa 200 C, gemacht, sodann ein Versuch
nach einer Erwärmung in einem Ofen bei 6o° C und zuletzt ein Versuch, nachdem der Transistor
sich wieder auf Zimmertemperatur abgekühlt hatte. Die linke senkrechte Reihe in der folgenden Tabelle
stellt den Spannungsabfall zwischen der Kollektor- und der Emitterelektrode dar. Die übrigen senkrechten
Reihen geben die Anzahl der Transistoren an, welche unter den jeweils oben an jeder Reihe
Schaltung 1 | Schaltung 2 (Fig. i) |
Schaltung 3 (Hg. 2) |
|
Widerstand 19 | 4700 | 4700 | 6800 |
Widerstand 23 | 7OOOO | 12 000 | |
B asiswiderstand | 230 000 | ||
Widerstand 33 | 470 | ||
Widerstand 35 | 47OO |
angegebenen Bedingungen den links angegebenen Spannungsabfall besaßen.
Spannung | Schaltung ι | 6o° | 20° | Schaltung 2 | 6o° | 2O° | Schaltung 3 | 60° | 2O° |
5 in Volt | 20° | 12 | 6 | 20° | 20° | ||||
I | 5 | 2 | 2 | 4 | |||||
2 | 2 | I | 0 | 4 | 2 | ||||
3 | I | 2 | 2 | 6 | 4 | ||||
ο 4 | 0 | 2 | 2 | 5 | 2 | 2 | 5 | ||
5 | 3 | 3 | I | 2 | 2 | 4 | 16 | IO | |
6 | 3 | 2 | 2 | 7 | 8 | 4 | IO | 5 | 16 |
7 | 2 | I | I | 3 | 5 | 16 | |||
8 | I | I | I | 8 | 4 | ||||
5 9 | 0 | I | I | I | |||||
IO | 2 | 2 | |||||||
II | 3 | 4 | |||||||
12 | 2 | I | |||||||
13 | I | I | |||||||
ο I4 | I | 0 | |||||||
15 | 0 | 26 | 26 | 26 | 26 | 26 | 26 | ||
Summe | 26 | 26 | 26 |
a5 Der Vergleich dieser Ergebnisse zeigt, daß die
Schaltung 2, d. h. die Schaltung nach Fig. 1, mit jedem der 26 Transistoren gut arbeitete, während
ohne die Stabilsierung mehrere dieser Transistoren in der Schaltung 1 nicht betrieben werden konnten.
Man sieht ferner, daß die Stabilisierung in der Schaltung 3 (Fig. 2) sehr gut ist und nur dann angewendet
werden muß, wenn eine sehr starke Korrektur erforderlich ist. Im allgemeinen reicht die
Stabilisierung gemäß Fig. 1, d. h. ein Stabilisierungswiderstand unmittelbar zwischen der Kollektor-
und der Basiselektrode, aus.
In Fig. 2 ist der Widerstand 21 in Fig. 1 durch
eine zweite Transistorstufe ersetzt. Es war oben schon festgestellt worden, daß das Verhältnis des
Kollektorbelastungswiderstandes groß gegenüber dem Betrag des Ausgangswiderstandes bei Signalfrequenzen
sein muß. Der Ausgangswiderstand für die erste Transistorstufe 28 in Fig. 2 wird durch
den Kopplungskondensator 20 und den nachfolgen-
*5 den Transistor 36 gebildet. In Fig. 2 ist das angegebene
Verhältnis nun tatsächlich groß. Der Widerstand 19 hatte in einem praktischen Fall eine
Größe von 7000 0hm. Bekanntlich beträgt der Eingangswiderstand an der Basiselektrode eines Transistors,
also des Transistors 36 in Fig. 2, nur "ganz ungefähr 500 0hm. Bei diesen Größen der Widerstände
tritt eine gute Stabilisierung des Arbeitspunktes und eine sehr kleine Wechselstromgegenkopplung
auf.
Die zweite Stufe des Kaskadenverstärkers nach Fig. 2 enthält den Transistor 36 mit dem Halbleiterkörper
37, einer Emitterelektrode 38, einer Basiselektrode 39 und einer Kollektorelektrode 40.
Der Kollektorbelastungswiderstand, der als ohmscher Widerstand I9a dargestellt ist, liegt zwischen
der Kollektorelektrode 40 und dem negativen Pol der Batterie 17. Die Emitterelektrode 38 ist unmittelbar
geerdet und schließt daher den Gleichstrom-
kreis des Transistors 36. Die Basiselektrode 39 ist mit der Kollektorelektrode 31 des ersten Transistors
28 über den Kopplungskondensator 20 verbunden. Das Wechselspannungssignal in der Kollektorzuleitung
des Transistors 28 liegt daher zwischen der Basiselektrode des Transistors 36 und
Erde. Der Ausgangskreis des zweiten Transistors 36 besteht aus einem Kopplungskondensator 42 und
einer durch ein Rechteck 43 angedeuteten Belastungsimpedanz ZL, die in Reihe zueinander
zwischen der Kollektorelektrode 40 und Erde liegen. Die Signalspannungen, welche zwischen der
Basiselektrode 39 und Erde auftreten, erscheinen daher in verstärkter Form an der Belastungsimpedanz 43.
Ein Gleichstromstabilisierungszweig, der eine weitere Abwandlung der in Fig. 1 dargestellten
Anordnung ist, besteht aus zwei stabilisierenden Scheinwiderständen, welche als ohmsche Widerstände
44 und 45 dargestellt sind und zwischen der Kollektorelektrode 40 und der Basiselektrode 39
des Transistors 36 liegen. Zwischen dem Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände und Erde
liegt ein Kondensator 46.
Bei der Schaltung nach Fig. 1 werden die Signalspannungen
aus dem Kollektorelektrodenkreis auf die Basiselektrode 12 rückgekoppelt, und wegen der
Phasenbeziehung zwischen dem Kollektorelektrodenkreis und dem Basiskreis bewirken diese Spannungen
eine Gegenkopplung auf den Eingangskreis. Der Kondensator 46 in Fig. 2 stellt einen Nebenschluß
zum Stabilisierungszweig für die Wechselspannungen im Kollektorelektrodenkreis dar und
vermindert somit die Gegenkopplung. Die Stabilisierung bezüglich des Gleichstroms bleibt aber unverändert.
Durch diese Anordnung wird somit sichergestellt, daß die am Widerstand 45 auftretenden
Wechselspannungen nach Erde abgeleitet werden und nicht an der Basiselektrode 3.9 auftreten.
Wenn die Belastungsimpedanz ZL klein ist, sind diese Spannungen ebenfalls klein.
In Fig. 3 ist ein Zwischenfrequenzverstärker oder Hochfrequenzverstärker mit zwei Transistorstufen
in Kaskadenschaltung und einer erfindungsgemäßen Stabilisierung des Arbeitspunktes dargestellt,
so daß auch die Schaltung nach Fig. 3 mit Transistoren von weitgehend verschiedenen Kennlinien
arbeiten kann. Die Schaltung nach Fig. 3 enthält einen Transistor 48, bestehend aus einem
Halbleiterkörper 49, einer Kollektorelektrode 50, einer Basiselektrode 51 und einer Emitterelektrode
52, und enthält eine Eingangsschaltung wie in Fig. i. Die Eingangsschaltung besteht also aus dem
Kondensator 16 und einer Signalquelle 15, die einseitig
geerdet ist. Ein Stabilisierungswiderstand 23 liegt zwischen der Kollektorelektrode 50 und der
Basiselektrode 51. Die Emitterelektrode 52 ist wie in Fig. ι geerdet. Der Ausgangskreis dieses Transistors
enthält einen Serienresonanzkreis, bestehend aus der Spule 54 und einem Kondensator 55,
welcher auf die Zwischenfrequenz oder Hochfrequenz abgestimmt ist und zwischen der Kollektorelektrode
50 des Transistors 48 und der Basiselek-
trode 56 des zweiten Transistors 57 liegt. Die Gleichspannungen für den Transistor 48 werden
über einen Kollektorbelastungswiderstand 58 von einer Batterie 60 geliefert, welcher ein Kondensator
64 parallel liegt.
Die Polarität der Batterie 60 ist umgekehrt gewählt wie die Polarität der Batterie 17 in Fig. 1
und 2. Es wurde oben bereits bemerkt, daß die Polarität der Gleichspannungsquelle durch den Typ
des in der Schaltung verwendeten Transistors vorgeschrieben wird. In Fig. 1 und 2 ist die Polarität
der Batterie Vj für den Fall der Verwendung von Punktkontakt-N-Transistoren oder P-N-P-Großflächentransistoren
richtig gewählt. Die umgekehrte Anschlüßrichtung der Batterie 60 in Fig. 3 setzt
demgemäß einen Punktkontakt-P-Transistor oder einen N-P-N-Großflächentransistor voraus, wie
dies durch die Richtung des Pfeiles an der Sendeelektrode in üblicher Weise angegeben ist.
. Zwischen der Kollektorelektrode 62 des Transistors 57 und der positiven Klemme der Batterie
60 liegt ein Kollektorbelastungswiderstand 61. Die Emitterelektrode 63 des zweiten Transistors ist geerdet.
Der Ausgangskreis des zweiten Transistors besteht aus einem Kopplungskondensator 42 und
einer durch ein Rechteck 43 dargestellten Belastungsimpedanz ZL. Ein Stabilisierungszweig, der
eine Abwandlung der Schaltung in Fig. 1 und 2 darstellt, besteht aus einer Spule 65 und einem zu
ihr in Reihe geschalteten Widerstand 66 zwischen der Kollektorelektrode 62 und der Basiselektrode
56.
Wie oben beschrieben, tritt bei Benutzung eines rein ohmschen Widerstandes im Stabilisierungszweig
eine Gegenkopplung für die Wechselspannungen im Kollektorkreis auf. Wenn der Stabilisierungszweig
aus einer Induktivität 65 und einem Widerstand 66 besteht, so wird vorwiegend die
Gleichspannung an der Kollektorelektrode und somit der Basiselektrodenstrom beeinflußt. Durch den
hohen Wechselstromwiderstand der Induktivität 65 . wird der Ausgangskreis vom Eingang wechselstrommäßig
entkoppelt. Die Schaltung nach Fig. 3 vereinigt also die Vorteile einer Gleichstromstabilisierung
mit dem Vorteil einer sehr geringen Wechselstromgegenkopplung. -
Die oben für Fig. 1 angestellten Betrachtungen
über das Verhältnis der Widerstände gelten auch für den Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenzverstärker
nach Fig. 3. Wie oben ausgeführt, soll der Scheinwiderstand des Ausgangskreises für die
Signalfrequenzen klein gegenüber dem Scheinwiderstand im Kollektorelektrodenkreis sein. Der Eingangswiderstand
des zweiten Transistors 57 ist, da seine Basiselektrode als Eingangselektrode dient,
wie oben angegeben, ganz ungefähr 500 Ohm, während der Widerstand 58 normalerweise ungefähr
10 000 Ohm beträgt. Selbst wenn der Widerstand 58 unmittelbar mit der Kollektorelektrodeso verbunden
wäre, würde also das erforderliche Widerstandsverhältnis noch vorhanden sein. Die Kopplung
zwischen der Kollektorelektrode 50 des ersten Transistors und der Basiselektrode 56 des zweiten
Transistors besteht ja aus einem Serienresonanzkreis,
der auf die gewünschte Frequenz abgestimmt ist. Ein Serienresonanzkreis besitzt aber bei der
Resonanzfrequenz einen minimalen Scheinwiderstand für die Schaltung, an die er angeschlossen ist.
Man sieht also, daß die Erfordernisse für die Gleichstromstabilisierung erfüllt sind. Es tritt jedoch
eine Wechselstromgegenkopplung auf, welche außerhalb des gewünschten Übertragungsfrequenzbandes
stark wirksam wird. Die Signalspannungen im Kollektorelektrodenkreis sind also ein Maximum,
wenn dieser Kollektorelektrodenkreis einen maximalen Scheinwiderstand besitzt. Dabei wird
die Rückkopplung auf den Eingangskreis des Transistors 48 für Wechselspannungen, welche außerhalb
der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises 54, 55 liegen, erhöht. Dieser Effekt kann
ausgenutzt werden, da die nachfolgende Transistorstufe in Abhängigkeit von ihrem Eingangsstrom und nicht von ihrer Eingangsspannung
arbeitet.
Ein erfindungsgemäß stabilisierter Transistorverstärker, der unabhängig von den Kennlinienänderungen
seiner Transistoren arbeitet, kann für viele Zwecke benutzt werden. Es ist nur eine verhältnismäßig
geringe Zahl von Schaltelementen erforderlich, und die Schaltung bedarf beim Austausch
der Transistoren gegen andere Transistoren von weitgehend verschiedener Kennlinie
keiner neuen Abgleichung.
Claims (6)
1. Verstärkerschaltung mit Transistoren mit wenigstens drei Elektroden, bei welcher jeweils
dem Transistor das Eingangssignal zwisehen zweien dieser Elektroden zugeführt wird,
der Ausgangskreis zwischen der dritten Elektrode und einer der beiden ersten Elektroden
angeschlossen ist und welche eine an die dritte Elektrode angeschlossene Speisespannungsquelle
enthält, gekennzeichnet durch einen für Gleichstrom durchlässigen Stabilisierungszweig (23)
zwischen der dritten Elektrode und einer der beiden erstgenannten Elektroden zur Lieferung
eines Vorspannungsstromes, welcher von der Spannung der dritten Elektrode abhängt
(Fig. i, 2, 3).
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Stäbilisierungszweig eine Induktivität (65) enthält und einen Vorspan-
_,- nungsstrom liefert, der sich entsprechend den
Änderungen der statischen Kennlinien des Transistors einstellt (Fig. 3).
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Stabilisierungszweig einen ohmschen Widerstand (66) und eine' Induktivität
(65) in Reihenschaltung enthält (Fig· 3)·
4. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Signalweg
geringen Scheinwiderstandes (46) zwischen
einem Anzapfpunkt des Stabilisierungszweiges (44, 45) und der ersten oder zweiten Elektrode
(Fig. 2).
5. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, in welcher die beiden ersten Elektroden
die Basiselektrode und die Emitterelektrode sind und die dritte Elektrode die Kollektorelektrode
ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Stabilisierungszweig zwischen der Kollektorelektrode
und der Basiselektrode liegt.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Scheinwiderstand des
Stabilisierungszweiges groß gegenüber dem Belastungswiderstand der Kollektorelektrode ist.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
© 509540 8.55
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US320765A US2750456A (en) | 1952-11-15 | 1952-11-15 | Semi-conductor direct current stabilization circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE932435C true DE932435C (de) | 1955-09-01 |
Family
ID=23247780
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DER12966A Expired DE932435C (de) | 1952-11-15 | 1953-11-15 | Verstaerkerschaltung mit Transistoren |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US2750456A (de) |
DE (1) | DE932435C (de) |
FR (1) | FR1090256A (de) |
GB (1) | GB743824A (de) |
NL (3) | NL97546C (de) |
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- NL NL243935D patent/NL243935A/xx unknown
- NL NLAANVRAGE7610520,A patent/NL182825B/xx unknown
- NL NL97546D patent/NL97546C/xx active
-
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NL182825B (nl) | |
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NL97546C (de) | |
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