DE3009905C2

DE3009905C2 - Regelbarer Verstärker

Info

Publication number: DE3009905C2
Application number: DE3009905A
Authority: DE
Inventors: Jack Rudolph Flemington N.J. Harford
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-03-16
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1986-12-11
Also published as: KR830002116B1; NL8001543A; GB2044565B; ES489572A0; ATA145580A; BE882248A; DD149742A5; FI75953C; FR2451663A1; IT8020549A0; PL222725A1; JPS55130157A; FI75953B; PL128485B1; KR830002454A; US4275362A; JPS6225265B2; ES8103521A1; NZ193128A; IT1129644B

Description

Die Erfindung geht aus von einem regelbaren Verstärker nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Um in einer Signalverarbeitungsschaltung, wie etwa dem Zwischenfrequenzverstärker eines Fernsehempfängers, brauchbar zu sein, muß ein im Verstärkungsgrad regelbarer Verstärker einen großen Bereich von Eingangssignalen linear verarbeiten können, so daß kein verzerrtes Ausgangssignal entsteht

Dieses Ziel einer linearen Verstärkung über einen großen Eingangssignalbereich wird durch die nichtlineare Übertragungscharakteristik eines Transistors kompliziert Die Übertragungscharakteristik, also die Kennlinie des Kollektorstroms in Abhängigkeit von der Basis-Emitter-Spannung, ist eine Exponentialfunktion:

die Steigung dieser Übertragungskennlinie ist somit nicht konstant Wenn man nun der Basis eines Transistors ein Signal zuführt, dann erhält man demzufolge ein verzerrtes Ausgangssignai. Für kleine Signale ist diese Verzerrung jedoch tolerierbar, weil kleine Zuwächse

längs der Übertragungskennlinie als linear angesehen werden können. Wenn jedoch das Eingangssignal größer wird, dann gilt diese Approximation nicht mehr, so daß größere Verzerrungen auftreten. Bei einem Zwischenfrequenzverstärker für einen Fernsehempfänger kann ein solcher Großsignalbetrieb zu Amplitudenverzerrungen, und Kreuzmodulation sowie Intermodulationsverzerrungen führen, wenn die verschiedenen Signalträger und ihre Seitenbänder zusammenwirken. Aus der US-PS 33 09 617 ist es bekannt, einen im Emitterkreis eines Verstärkertransistors vorgesehenen Gegenkopplungswiderstand mit einer Diode zu überbrükken, die so lange in Sperrichtung vorgespannt ist, wie große Signale am Basiseingang des Transistors liegen, für welche die Emittergegenkopplung wirksam sein soll.

Für kleinere Signalspannungen wird die ebenfalls der Basis des Transistors zugeführte Regelspannung so verändert, daß die Diode leitend wird und den Emitierwiderstand überbrückt, so daß die im Emitter wirksame Gegenkopplungsimpedanz kleiner wird, der Gegenkopplungsgrad also schwächer wird und die Signale entsprechend höher verstärkt werden. Auf diese Weise wird der Regelbereich gegenüber dem Fall der Verwendung nur eines Emitterwiderstandes in Richtung höherer Verstärker für kleine Signale ausgedehnt.

Großsignalverzerrungen eines Transistorverslärkers lassen sich innerhalb toleritrbarer Grenzen halten, wenn man die der Basis des Transistors zugeführten Signalpegel begrenzt. Gemäß der US-PS 36 28 166 hat man gefunden, daß die maximale Signalamplitude an der Basis eines in integrierter Schaltung ausgebildeten, in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors in der Größenordnung von 10 mV liegen soll, wenn Verzerrungen im Ausgangssignal verhindert werden sollen. Die bekannte Technik zur Begrenzung von Eingangssignalen auf diesen Pegel liegt in einer Dämpfung der Eingangssignale, die 10 mV überschreiten, wie dies in der erwähnten Patentschrift sowie in der US-PS 35 38 448 erläutert ist. Jedoch wird die Anordnung durch Hinzufügung einer gesteuerten Dämpfungsschaltung zum Verstärker offensichtlich nicht nur komplizierter, sondern durch ihre Verwendung ergeben sich weitere Nachteile. Wenn nämlich das Eingangssignal gedämpft wird, dann wird das Signal/Rausch-Verhältnis des Verstärkers schiechter, weil sich der Rauschpegel des Verstärkers nicht ändert. Dieses Verhältnis kann sogar anwachsen, wenn der Eingangssignalpegel herabgesetzt wird. Auch verändert die zunehmende Dämpfung die Impedanz am Eingang des Verstärkers, so daß die Lastimpedanzen von in der Schaltung verwendeten Filtern nachteilig beeinflußt werden und unerwünschte Phasenverschiebungen im Ausgangssignal auftreten können. Es kann daher erforderlich werden, die Dämpfungsschaltung durch zusätzliche Transistoren zu isolie-

ren, um derartige schädliche Auswirkungen auf abgestimmte Schaltungselemente zu verhindern. Aus der japanischen OS 54-6750 und den entsprechenden Patent Abstracts of japan, E-96, Band 3, Nr. 28, ist es bekannt, im Emitterkreis eines Transistorverstfrkers eine PIN-Diode als regelbare Impedanz vorzusehen, die vom Emitterstrom des Transistors durchflossen wird, wobei der Basis des Transistors das Eingangssignal und «ine Verstärkunjjsregelspannung zugeführt werden. Wenn der Eingangssignalpegel anwächst, dann sinkt die Regelspannung und bewirkt ein Anwachsen der im wesentlichen ohmschen impedanz der PIN-Diode, die in einem konstanten Verhältnis zu der abnehmenden Verstärkungsregelspannung steht (also in linearer Beziehung in einer halblogarithmischen Darstellung). Die Verstärkung des Transistorverstärkers wird dabei herabgesetzt. Bei hohen Eingangssignalpegeln weist die Impedanz der PIN-Diode eine hohe ohmsehe Komponente parallel zu einer hohen Reaktanzkomponente (also einer kleinen Kapazität) am Emitter des Transistors auf und bewirkt dadurch eine wesentliche Herabsetzung der Verstärkung. Die hohe Impedanz der PIN-Diode bei starken Signalen hat zur Folge, daß die PIN-Diode Eingangssignalspannungen in Verlustleistung umsetzt, die über das Maximum hinausgehen, welches durch die zulässige Verlustleistung im Basis-Emitter-Übergang des in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors gegeben ist, so daß der Verstärker Eingangssignale verarbeiten kann, welche über diejenigen hinausgehen, die der Transistor allein ohne Verzerrung verarbeiten könnte. Der Verstärker hat einen Verstärkungsregelbereich, der um 12 dB besser als derjenige eines einfachen Transistorverstärkers in Emittergrundschaltung ist, und um 6 dB besser als derjenige eines in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors, der als Emitterimpedan;? eine übliche Diode mit PN-Übergang hat. Der mit Hilfe der PIN-Diode geregelte Verstärker ergibt ferner ein Signal/Rausch-Verhältnis, welches doppelt so groß wie dasjenige eines Verstärkers mit einer PN-Diode und viermal besser als dasjenige eines einfachen Verstärkers in Emittergrundschaltung ist.

Idealerweise sollte die PIN-Diode in der bevorzugten Ausführungsform des geregelten Verstärkers eine rein ohmsehe Impedanz haben, welche durch den der Diode zugeführten Gleichstrom moduliert wird. Dies wäre der Fall, wenn die eigenleitende I-Schicht der PIN-Diode rein eigenleitend wäre und keinerlei Verunreinigungs-Ladungsträger enthielte. Eine PIN-Diode läßt sich jedoch technologisch nicht so herstellen, daß sie eine rein eigenleitende I-Schicht hat, weil ein Einbringen von Verunreinigungen in die I-Schicht während des Diffusionsvorgangs unvermeidlich ist. Die Impedanzkennlinie der PIN-Diode enthält daher eine kleine kapazitive Komponente, die in Abhängigkeit von den Eigenleitungseigenschaften des I-Schichtmaterials und der Geometrie des Bauelementes schwankt. Das Problem der Minimalisierung der Kapazität des Elementes ist besonders akut, wenn die PIN-Diode als Element einer integrierten Schaltung hergestellt wird, weil typische Halbleitermaterialien für integrierte Schaltungen schlechte Eigenleitungseigenschaften haben und bei der Herstellung üblicherweise viele Diffusionsschritte durchgeführt werden.

Wenn die Impedanzkennlinie der PIN-Diode eine große kapazitive Komponente enthält, dann hat sie bei Sperrvorspannung eine niedrige (und zwar kapazitive) Impedanz und einen verkleinerten Impedanzmodulationsbereich. Ist die PIN-Diode stark in Durchlaßrichtung vorgespannt, dann ist ihr Widerstand klein, und ihre Impedanz wird scheinbar ausschließlich durch diese Widerstandskomponente bestimmt. Verringert man jedoch die Durchlaßvorspannung der PIN-Diode, so daß sich ihr Widerstand erhöht, dann nimmt ihre Kapazität mit abnehmendem Vorspannungsstrom ebenfalls ab, bis ein Punkt erreicht ist, bei welchem die parasitäre Kapazität mit weiterer Verringerung des Vorspannungsstromes praktisch konstant bleibt. Jenseits dieses Punktes bleibt die kapazitive Reaktanz X_c der PIN-Diode im wesentlichen konstant, und danach überwiegt zunehmend die ohmsehe Komponente der Impedanz der PIN-Diode. Die Blindkomponente der Impedanz erscheint parallel zur ohmschen Komponente, so daß für hochfrequente Signale eine kleinere Impedanz erscheint als sie die ohmsehe Komponente allein bietet

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Verstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, . wie er aus der vorgenannten japanischen Literaturstelle bekannt ist, den Regelbereich im Sinne einer verzerrungsfreien Verstärkung auch großer Eingangssignale ohne Notwendigkeit einer Eingangssignaldämpfungsschaltung auszudehnen. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Durch den der PIN-Diode parallelgeschalteten Widerstand verschiebt sich die Signalbelastung nach Erreichen der zulässigen Grenzamplitude am Basis-Emitter-Übergang des Verstärkertransistors auf die PIN-Diode, so daß der Transistor auch bei wachsendem Eingangssignal verzerrungsfrei arbeitet. Der Bereich der verzerrungsfrei verarbeiteten Signale läßt sich über das Verhältnis des Wertes des Parallelwiderstandes zum Basis-Emitter-Widerstand des Transistors und der Impedanz der PIN-Diode nach Wunsch bestimmen.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet und werden ebenso wie Einzelheiten und Funktionsweise nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen noch im einzelnen erläutert.
Die Erfindung sei nun anhand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert Die Zeichnungen zeigen

Fig. 1 ein teilweise in Blockdarstellung ausgeführtes Schaltbild eines regelbaren Verstärkers gemäß der Erfindung;

Fig.2 die Regelkurve des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers;

F i g. 3a einen Verstärker in Emittergrundschaltung; Fig.3b einen Verstärker in Emittergrundschaltung mit einer Diode im Emitterkreis;

F i g. 3c einen Verstärker in Emittergrundschaltung; F i g. 4a einen Querschnitt durch eine PIN-Diode;
Fig.4b eine Draufsicht auf die PIN-Diode gemäß F i g. 4a und

F i g. 5 das teilweise in Blockdarstellung ausgeführte Schaltbild eines Zwischenfrequenzverstärkers für einen Fernsehempfänger.

In F i g. 1 ist ein regelbarer Verstärker 100 dargestellt, der gemäß den Prinzipien der hier zu beschreibenden Erfindung aufgebaut ist. In dieser Ausführungsform wird der Verstärker 100 zur Verstäi kung eines Fernseh-Zwischenfrequenzsignals verwendet, das von einer ZF-Signalquelle 150 geliefert wird. Die Verstärkung des Verstärkers 100 läßt sich über eine Regelspannung regeln, die von einer Regelspannungsquelle 140 über einen Widerstand 102 geliefert wird.

Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung werden der Basis eines Puffertransistors 104 zueeführt.

der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 104 liegt an einer Betriebsspannungsquelle B+, und das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung treten am Emitter des Transistors 104 praktisch in derselben Form auf, wie sie an seiner Basis liegen, abzüglich des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Transistors. Vom Emitter des Transistors 104 führt ein Lastwiderstand 106 zu einer Bezugspotentialquelle (Masse). Die Aufgabe des Transistors 104 liegt in der Transformierung des Zwischenfrequenzsignals und der Regelspannung von einer hohen Impedanz auf eine niedrigere Impedanz.

Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung werden vom Emitter des Transistors i04 der Basis eines Transistors 110 zugeführt, der als Verstärker in Emitter- is grundschaltung betrieben wird und mit seinem Kollektor über einen Lastwiderstand 116 an die Betriebsspannungsquelle B+ und mit seinem Emitter über die Parallelschaltung einer PIN-Diode 112 mit einem Widerstand 114 an Masse angeschlossen ist. Die Anode der PIN-Diode 112 liegt am Emitter des Transistors 110, ihre Kathode an Masse. Die verstärkten Zwischenfrequenzsignale erscheinen am Kollektor des Transistors 110.

Die PIN-Diode 112 hat eine eigenleitende Halbleiterschicht hohen spezifischen Widerstandes (I-Schicht) zwischen zwei hochdotierten Schichten aus P- und N-leitendem Material. Solche PIN-Dioden zeichnen sich durch eine sehr lange Lebensdauer der Minoritätsträger aus. Bei hohen Frequenzen (nämlich 1 Mhz, abhängig von der Dicke und Reinheit der eigenleitenden Schicht) hört die Diode praktisch auf als Gleichrichter zu arbeiten, wenn sie in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, und nimmt die Eigenschaften eines linearen veränderbaren Widerstandes an, wobei sich der Widerstand umgekehrt mit dem Vorspannungsgleichstrom ändert Weiterhin hat eine PIN-Diode im Gegensatz zu einer Diode mit einem üblichen PN-Übergang eine sehr kleine charakteristische Kapazität. Während die durch die Sperrschichtskapazität des PN-Übergangs einer üblichen PIN-Diode bedingte kapazitive Reaktanz mit abnehmender Spannung an der PIN-Diode gegen einen sehr kleinen Wert geht, sind Änderungen der hohen kapazitiven Reaktanz einer PIN-Diode klein genug, um im Vergleich zur niedrigeren ohmschen Komponente der Impedanz der PIN-Diode in vielen Schaltungsanwendungen vernachlässigbar zu sein.

Die Eigenschaften der PIN-Diode werden vorteilhafterweise bei dem geregelten Verstärker 100 ausgenutzt, damit man über einen weiten Bereich von Eingangssignalverhältnissen eine Regelung ohne Verzerrungen erreicht und dadurch die Notwendigkeit von Serien- oder Paralleldämpfungsanordnungen für Großsignalbedingungen vermeiden kann.

Wenn dem Verstärker 100 ein sehr schwaches Zwischenfrequenzsignal zugeführt wird, dann soll der Verstärker mit hoher oder maximaler Verstärkung arbeiten. Dies erreicht man durch Zuführung einer Regelspannung hohen Wertes zum Verstärker 100 von der Regelspannungsquelle 140. Das Zwischenfrequenzsignal und die Regelspannung gelangen über den Transistor 104 zur Basis des Transistors 110, der dann mit hoher Verstärkung arbeitet. Der Transistor 110 reagiert auf die Regelspannung für hohe Verstärkung, indem er über seine Kollektor-Emitter-Strecke einen hohen Gleichstrom leitet. Dieser Gleichstrom spannt die PIN-Diode in Durchlaßrichtung vor, so daß diese eine niedrige ohmsche Impedanz zeigt Damit arbeitet der Transistor 110 mit kleiner Emitterimpedanz im Verhältnis zum Lastwiderstand 116 und verstärkt das schwache Zwischenfrequenzsignal an seiner Basisdiode stark.

Wenn die Signalstärke des von der Signalquelle 150 zugeführten Zwischenfrequenzsignals anwächst, dann wird die von der Spannungsquelle 140 gelieferte Regelspannung herabgesetzt. Die verkleinerte Verstärkungsregelspannung läßt den Transistor HO einen niedrigeren Vorspannungsgleichstrom an die PIN-Diode 112 liefern, so daß deren Widerstand ansteigt. Die Beziehung zwischen dem abnehmenden Vorspannungsgleichstrom und dem Widerstand der PIN-Diode 112 ist über einen weiten Bereich von Vorspannungsströmen konstant, so daß man eine lineare Beziehung zwischen der Verstärkungsverringerung des Transistors MO und der Verringerung der Verstärkungsregelspannung erhält. Dieses Merkmal der Erfindung ist von ganz wesentlicher Bedeutung, wenn der Verstärker 100 in einem automatischen Verstärkungsregelsystem für konstante Geschwindigkeit (constant speed automatic gain control system) verwendet wird, wo die lineare Verstärkungsregelung ein wichtiges Systemerfordernis ist.

Wenn das Zwischenfrequenzeingangssignal an der Basis des Transistors 110 anwächst, dann wird die Zwischenfrequenzsignalspannung infolge des dynamischen Widerstandes r_edes in Durchlaßrichtung vorgespannten Emitterübergangs des Transistors 110 und des P-I-N-Übergangs der PIN-Diode 112 in gleichem Maße herabgesetzt. Der Widerstand r_e wächst kontinuierlich während dieses Stadiums der Verstärkungsverringerung an, wenn die Steilheit oder Transkonduktanz g_m des Transistors 110 herabgesetzt wird. Erreicht das ZF-Eingangssignal an der Basis des Transistors 110 einen Pegel von etwa 2OmV, dann hat der Widerstand r_c seinen gewünschten Maximalwert erreicht, jenseits dessen im Ausgangssignal Verzerrungen auftreten, weil ein weiteres Anwachsen von r_e Signalamplituden über 10 mV hinaus durch den Transistor 110 zur Folge haben würde. An diesem Punkt stabilisiert die durch den Widerstand 114 fließende Emitterstromkomponente die Steilheit g„, des Transistors 110 und verhindert so ein weiteres Anwachsen von /v Da r_e durch den den Widerstand 114 durchfließenden Emitterstrom auf diesem Punkt konstant gehalten wird, fällt jeder weitere Zuwachs des ZF-Signals nicht mehr am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 110 ab, sondern an der Diode 112. Die PIN-Diode 112 bestimmt dann die Verstärkungsminderung, weil sie ein weiteres Signalanwachsen abfängt.

Wenn der ZF-Eingangssignalpegel an der Basis des Transistors 110 20 mV überschreitet, dann wird die Regelspannung an der Basis des Transistors 110 weiter abgesenkt so daß der Vorspannungsgleichstrom für die PIN-Diode 112 kontinuierlich abnimmt und der Widerstand der PIN-Diode weiter anwächst Die ZF-Impedanz der PIN-Diode wächst mit zunehmenden Zwischenfrequenzsignalpegeln weiter an, bis ein 40-mV-Signal an der Basis des Transistors 110 so aufgeteilt wird, daß ein Signalspannungsabfail von 10 mV am Transistor 110 und die restlichen 3OmV an der PIN-Diode 112 abfallen. Da die PIN-Diode für Zwischenfrequenzen nicht mehr als Gleichrichter arbeitet und am Transistor 110 nicht mehr als sein Maximalgrenzwert von 10 mV abfällt, ist das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 110 trotz des Signalpegels von 40 mV an seiner Basis nicht verzerrt

Der Zweck des Widerstandes 114 liegt wie gesagt in der Verschiebung der ZF-Signalbelastung auf die PIN-Diode 112, nachdem am Basis-Emitterübergang des Transistors 110 die Grenze von 10-mV-Signalamplilude

für cine verzerrungsfreie Verstärkung erreicht ist. Ohne den Widersland 114 würde das ZF-Eingangssignal gleichmäßig am Transistor 110 und der PIN-Diode 112 abfallen wollen und dabei die Grenze für eine verzerrungsfreie Verstärkung durch den Transistor auf eine Eingangssignalspannung von 20 mV begrenzen. Jedoch kann man den Widerstand 114 für eine proportionierte Signalbelastung durch den Transistor 110 und die PIN-Diode 112 heranziehen, so daß höhere Eingangssignalpegel als die erwähnten 40 mV verzerrungsfrei verarbeitet werden können. Wählt man beispielsweise den Widerstand 114 so, daß das Verhältnis zwischen dem Widerstand r,- des Transistors 110 und der Impedanz der PIN-Diode 112 kontinuierlich auf 1 :9 gehalten wird, dann können Zwischenfrequenzsignalpegel bis zu 100 mV verzerrungsfrei verarbeitet werden. Ein Signal von 10 mV teilt sich dann so auf, daß am Transistor 110 1 mV und an der PIN-Diode 112 9 mV erscheinen. Ein Signal von 50 mV teilt sich im Verstärker so auf, daß 5 mV am Transistor 110 und 45 mV an der PIN-Diode 112 liegen. Das maximale Signal von 100 mV wird so aufgeteilt, daß 10 mV am Transistor 110 und 90 mV an der PIN-Diode 112 auftreten. Man sieht also, daß die Signalverarbcitungseigenschaften des Verstärkers 110 durch geeignete Wahl der Schaltungskomponenten und der Vorspannungsverhältnisse ausgeweitet werden können.

In F i g. 1 erfolgt die Zuführung der Verstärkungsregclspannung beispielsweise zur Basis des Transistors 110 über den Widerstand 102 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 104. Jedoch kann die Regelspannung dem Transistor 110 und der PIN-Diode 112 auf irgendeine Weise zugeführt werden, welche gleichzeitig die Vcrstärkungsregelvorspannung dieser beiden Bauelemente ergibt. Beispielsweise kann die Verstärkungsregelspannung an der Kathode der PIN-Diode zugeführt werden; hierbei würde die Kathode der PIN-Diode über einen Kondensator für ZF-Signalfrequenzen an Masse geführt.

Der hier beschriebene geregelte Verstärker ist beispielshalber als Verstärker mit unsymmetrischem Eingang in F i g. 1 dargestellt, der auf Masse bezogene Signale verstärkt. Natürlich kann man auch zwei Schaltungen gemäß F i g. 1 zu einem Differenzverstärker zusammenschalten und mit komplementären, gegenphasigen Eingangssignalen ansteuern. Eine solche Schaltung würde dann auch Gegentaktausgangssignale liefern. Die beiden Verstärker 100 können dann so geschaltet werden, daß sie nur eine einzige Verbindung zur Regelspannungsquelle 140 benötigen, indem die Kathoden der beiden PIN-Dioden direkt an die Regelspannungsquelle 140 angeschlossen würden. Die Regelspannungsquelle 140 arbeitet so als Quelle für einen Vorspannungsgleichstrom für die PIN-Diode 112 und die im Gegentakt angesteuerten Transistoren 110. Die beiden Emitterwiderstände 114 wären nach wie vor an Masse angeschlossen. Die Kathoden der PIN-Dioden könnten bei dieser Schaltung für Zwischenfrequenzsignale nach Masse überbrückt sein.

Die Eigenschaften des geregelten Verstärkers 100 gemaß F i g. 1 erhält man nicht, wenn man anstelle der PIN-Diode 112 eine normale PN-Übergangs-Diode verwendet Zunächst begrenzt die parasitäre Kapazität C_p einer PN-Diode den Bereich der Verstärkungsverminderung des Verstärkers im Vergleich zu einer PIN-Diode. Wie bereits erläutert, wird der Verstärkungsgrad des Verstärkers 100 durch Erhöhen der Emitterimpedanz des Transistors 110 herabgesetzt Wenn der Vorspannungsgieichstrom für die PIN-Diode verkleinert wird, erhöht sich der Widerstand der PIN-Diode und damit die Emitterimpedanz des Transistors 110, so daß die Verstärkung des Verstärkers 100 absinkt. Würde man im Emitterkreis des Transistors 110 eine normale PN-Diode verwenden, dann würde eine Verkleinerung des Vorspannungsgleichstroms nicht nur den Widerstand dieses Elementes anheben, sondern auch seine parasitäre Kapazität C_n auf einen bestimmten Wen stabilisieren. Die Kapazität C_n würde praktisch eine Überbrückung der PN-Diode bedeuten, wie dies die gestrichelte Kapazität C_n in F i g. 1 andeutet. Für Zwischenfrequenzen würde die parasitäre Kapazität eine reaktive Parallelimpedanz zur ohmschen Impedanz der Diode bilden, die umgekehrt proportional zur Frequenz /'und zur Kapazität Cist und sich ausdrücken läßt als

Im Endergebnis führt die zunehmende ohmsche Impedanz und die stabilisierte reaktive Impedanz der PN-Diode zu einer praktisch konstanten Impedanz zwischen dem Emitter des Transistors 100 und Masse, welche keine weitere Abnahme des Verstärkungsgrades des Verstärkers 100 bewirkt. Dieser Effekt ist in F i g. 2 dargestellt, wo die Verstärkungsherabsetzung bei dem PIN-Diodenverstärker 100 mit zunehmendem Vorspannungsgleichstrom durch die ausgezogene Linie 120 veranschaulicht ist. Die gestrichelte Linie 122 zeigt das Abweichen von der linearen Verstärkungsverminderung bei Verwendung einer normalen PN-Übergangsdiode anstelle der PIN-Diode 112. Es sei betont, daß die durch die gestrichelte Linie 122 veranschaulichte Verstärkungsverminderung auch dann auftritt, wenn die Impedanz der PIN-Diode 12 eine nennenswerte kapazitive Reaktanzkomponente aufweist.

Schließlich kann man sehen, daß der geregelte Verstärker 100 eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses um 3 dB im Vergleich zu üblichen Verstärkern in Emittergrundschaltung zeigt. Gemäß F i g. 3a ist ein Transistor 130 in Emittergrundschaltung mit seinem Emitter an Masse und mit seinem Kollektor an einen Lastwiderstand R_L angeschlossen. Seiner Basis wird ein Eingangssignal E_s,_g zugeführt. Aus den vorstehend genannten Gründen wird angenommen, daß der Transistor 130 maximal ein Eingangssignal von 100 mV verarbeiten kann, ohne daß am Lastwiderstand Rl ein verzerrtes Ausgangssignal geliefert wird. Hat das Signal E_Sjg seinen Maximalpegel von 10 mV, dann arbeitet der Transistor mit minimaler Verstärkung, und sein dynamischer Emitterwiderstand r_e hat einen maximalen Wert fen»* Zum Zwecke der hier angestellten Untersuchung ist r_e „,ax auf einen Wert von 100 Ohm normalisiert

Der Signal/Rauschleistungs-Wert eines Transistorverstärkers läßt sich in erster Näherung ausdrucken durch

wobei R der Gesamtwert der Widerstände im Verstärker, k die Boltzmann-Konstante, Tdie absolute Temperatur und B die Bandbreite des Verstärkers ist Bekanntermaßen sind Widerstände die hauptsächlichsten Rauscherzeuger in einer Schaltung. Zu Vergleichszwekken sei erwähnt, daß die Summe der Schaltungswiderstände eine genaue Darstellung des Rauschverhaltens

für die in den F i g. 3a, 3b und 3c dargestellten Verstärker i.st. Weiterhin sei angenommen, daß die für alle drei Verstärker charakteristischen Widerstände, wie also der Lastwiderstand Ri., der verteilte Basiswiderstand r^b des eigenleitenden Materials und die ohmschen Kontaktwiderstände bei den drei Figuren gleich sein sollen und daher beim Vergleich außer Betracht bleiben können. Ferner sind k, T und B in den Figuren als konstant angenommen und können bei den Vergleichsrechnungen außer Betracht bleiben. Mit der obengenannten Beziehung ergibt sich ein Signal/Rauschleistungs-Wert für die Schaltung gemäß F i g. 3a als

n0mV)^:
100 ti

100
100

1.

In Fig. 3b sieht man den Transistor 130 in Emittergrundschaltung mit einer PN-Übergangsdiode 132 zwischen seinem Emitter und Masse. Wegen der gleichen Betrachtungsweise sei angenommen, daß die Diode 132 aus demselben Halbleitermaterial und mit gleicher Geometrie wie der Transistor 130 aufgebaut ist und daher den gleichen dynamischen Durchlaßwiderstand ro hat, wie er für den Emitter des Transistors 130 gilt. Wenn also der Transistor 130 im Zustand minimaler Verstärkung arbeitet, dann ist r»,,,,,, gleich />„,«», und zwar 100 Ohm.

Die Schaltung gemäß F i g. 3b unterscheidet sich von derjenigen gemäß F i g. 3a darin, daß zwischen der Eingangsbasiselektrode und Masse zwei PN-Übergänge liegen: Nämlich derjenige der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 130 und derjenige der Diode 132. Diese beiden PN-Übergänge erhöhen die Signalverarbeitungsfähigkeit der Schaltung von 10 mV auf 20 mV, weil sich das Eingangssignal gleichmäßig auf die beiden Übergänge verteilt. Oberhalb von 20 mV treten Verzerrungen auf, wenn die Signalverarbeitungsfähigkeit sowohl des Transistors 130 als auch der Diode 132 überschritten werden und eine Diodengleichrichtung eintritt.

Somit ergibt sich der Wert des Signal/Rauschleistungs-Verhältnisses der Schaltung gemäß F i g. 3b zu

(f„„)^: _ (20 mV)-

too υ+ loo u

400
200

= 2.

Man sieht, daß das Signal/Rausch-Verhalten der Schaltung nach F i g. 3b doppelt so gut oder 3 dB besser als bei der Schaltung gemäß F i g. 3a ist.

In Fig.3c ist der Transistor 130 in Emittergrundschaltung betrieben und zwischen seinem Emitter und Masse liegt die Parallelschaltung einer PIN-Diode 134 mit einem Emitterwiderstand Re. Wie bereits im Zusammenhang mit F i g. 1 erläutert war, zieht der Emitterwiderstand Re eine Stromkomponente von Emitter des Transistors 130, durch welche sichergestellt wird, daß der dynamische Emitterwiderstand r_e des Transistors seinen gewünschten Maximalwert, in diesem Fall 100 Ohm, bei minimaler Verstärkung nicht überschreitet. Der vom Transistor 130 gelieferte verbleibende Strom spannt die PIN-Diode 134 in Durchlaßrichtung vor, so daß ihr Widerstand sich dem Wert des Emitterwiderstandes Renähen. Im vorliegenden Beispiel hat Re einen Wert von 700 Ohm, und der Widerstand der PIN-Diode bei minimaler Verstärkung (maximalem Signal) beträgt 525 Ohm, so daß die Parallelschaltung einen Gesamtwiderstand von 300 Ohm bildet. Die in Fig.3c dargestellte Schaltung kann als ein Eingangssignal von 400 mV verarbeiten, das sich proportional über den Transistor 130 und den EniiiiiTwidcrstaiu.1 auik-ilt: 10 mV am Widerstand 130 und JOmV am 300-Ohm-Emitterwiderstand. Die PIN-Diode bewirkt wegen ihrer schlechten Gleichrichtungseigenschafte.n keine Ver/.errung, wenn an ihr ein Signalspannungsabfall von 30 mV liegt.

Mit diesen Werten führt die Gleichung für den Signal/ Rauschleistungs-Pegel zu

(40 mV)²
100 + 300

1600
200

= 4

Man sieht somit, daß das Signal/Rausch-Verhalten des PIN-Diodenverstärkers doppelt so gut wie dasjenige eines PN-Diodenverstärkers ist und viermal so gut wie das eines einfachen Emittergrundschaltungsverstärkers. Der PIN-Diodenverstärker zeigt daher eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhaltens um 3 dB im Vergleich zu einem PN-Diodenverstärker und liegt um 6 dB besser als das eines einfachen Verstärkers in Emittergrundschaltung.

Es war bereits darauf hingewiesen worden, daß die PIN-Diode 112 in Fig. 1 eine vernachlässigbar kleine Kapazität haben muß, damit der Verstärker 100 einen maximalen Verstärkungsreduzierungsbereich haben kann. Da die kapazitive Reaktanz X_c der PIN-Diode sowohl von der Kapazität als auch der Frequenz abhängig ist, muß man die Betriebsfrequenz der PIN-Diodenschaltung in Betracht ziehen, wenn der Maximalwert der zulässigen Kapazität bestimmt wird. In den Fig.4 und 4a ist eine neue PIN-Diode dargestellt, die unter Verwendung üblicher Materialien und Herslellungstechniken als Element einer integrierten Bipolarschaltung gebaut werden kann und sich durch eine kapazitive Komponente auszeichnet, die den Verstärker 100 bei Fernsehzwischenfrequenzen zufriedenstellend arbeiten läßt.

Fig.4a zeigt den Querschnitt einer PIN-Diode, die als Teil einer integrierten Bipolarschaltung dargestellt ist, welche einen Halbleiterkörper 10, üblicherweise Silizium, enthält, welcher einen Substrat 24 eines Leitungstyps und eine schwach dotierte epitaktische Schicht 12 des entgegengesetzten Leitungstyps aufweist. Üblicherweise, und auch bei diesem Beispiel, ist das Substrat 24 Pk-Ieitend und die epitaktische Schicht 12 N-Icitcnd.

Die epitaktische Schicht 12 ist durch einen üblichen P⁺-Ieitenden Isolationsbereich 14 in zwei getrennte Inseln 12' und 12" unterteilt. Der Isolationsbcrcich 14 sorgt für eine elektrische Trennung zwischen den cpitaktischen Inseln auf der integrierten Schaltung, deren jede im allgemeinen ein separates aktives Schaltungselement enthält. Angrenzend an die Oberfläche 26 der epitaktischen Insel 12' sind Bereiche 16 und 18 höherer Trägerdichte aus N+-leitendem Material diffundiert.

Ebenfalls an die Oberfläche 26 der epitaktischen Insel 12' angrenzend und in der Mitte zwischen den Bereichen 16 und 18 befindet sich ein dritter Diffusionsbereich 20 höherer Trägerdichte aus P⁺-leitendem Material. Die Bereiche 16 und 18 aus N+-leitendem Material werden durch Zonen der epitaktischen Schicht vom Bereich 20 getrennt, wie die Pfeile 22 und 23 andeuten. Die N+-leitenden Zonen sind elektrisch durch einen metallisierten Leiter verbunden, welcher die N+-Bereiche kontaktiert durch Öffnungen in einer Isolierschicht 28 aus Siliziumdioxid, welche über der Oberfläche 26 der epilaktischen Schicht 12 liegt. Ein nicht dargestellter separater metallischer Leiter läuft ebenfalls durch die isolierschicht 28 und ermöglicht ein externes Anschließen des

P+-leitenden Bereichs 20.

Die PIN-Diode gemäß Fig.4a besteht aus einer Schicht P+-Ieitenden Materials 20, einer I-Schicht aus epitaktischem Material 12', und N-Schichten 16 und 18 aus N+-leitendem Material. Der Durchlaßstromfluß in der PIN-Diode erfolgt von dem P+-leitenden Bereich 20 zu den beiden N+-leitenden Bereichen 16 und 18, wie die Pfeile 22 und 23 zeigen.

Idealerweise wäre es erwünscht, daß das Material der I-Schicht tatsächlich eigenleitend wäre, also völlig frei von Verunreinigungen, und einen virtuell unendlichen Widerstand hätte. Bei einer wirklich eigenleitenden I-Schicht würde sich die Kapazität des Bauelementes am wenigsten bei einer Verringerung der Durchlaßvorspannung verändern, so daß man eine niedrige Durchlaßimpedanz und eine hohe Sperrimpedanz erhielte. Praktisch gibt es aber keine echt eigenleitende Schicht in einer PIN-Diode, weil es technologisch nicht möglich ist, den spezifischen Eigenleitungswiderstand in der I-Schicht während der Herstellung einer Diode beizubehalten. Typischerweise ist die I-Schicht leicht dotiert mit einem spezifischen Widerstand von etwa 1000 Ohm-cm. Es hat sich jedoch gezeigt, daß die PIN-Diode gemäß der hier beschriebenen Erfindung die Verwendung des üblichen epilaktischen Materials für integrierte Bipolarschaltungen für die I-Schicht erlaubt, die einen typischen spezifischen Widerstand von 1 bis 6 Ohm-cm hat

Dies wird anhand der F i g. 4b verständlich, die eine Draufsicht auf die integrierte Schaltung auf die Oberfläche 26 der epitaktischen Schicht 12 zeigt. Da eine PIN-Diode ein Bauelement mit P-, I- und N-Schichten ist, besteht also die PIN-Diode aus dem P+-Bereich 20, dem N +-Bereich 18 und der dazwischenliegenden epitaktischen Zone, in welcher der Pfeil 22 liegt. Ein Maß für die Qualität dieser PIN-Diode ist das Verhältnis ihres (niedrigen) Durchlaßwiderstandes zu ihrem (hohen) Sperrwiderstand. Sind die Eigenschaften der Halbleitermaterialien der P-, I- und N-Schichten bestimmt, dann läßt sich das Verhältnis von Durchlaß- zu Sperrimpedanz nur durch Änderungen der Geometrie der Schichten verbessern. Für die obenerwähnte Lateral-PIN-Diode kann das Verhältnis verbessert werden durch Vergrößerung der Länge /der P- und N-Schichten 20 und 18, wodurch sich die Durchlaßimpedanz der PIN-Diode verringert. Jedoch führt die Vergrößerung der Länge /des P⁺-Bereiches 20 zu einem unerwünschten Abnehmen des Sperrwiderstandes der PIN-Diode, weil nämlich die Kapazität an der Sperrschicht 32 zwischen dem P⁺-Bereich 20 und der schwach dotierten epitaktischen Schicht 12' mit zunehmender Länge des P+-Bereiches 20 anwächst Diese Sperrschichtkapazität hängt praktisch von der Fläche des P+-Bereichs 20 ab. Die zunehmende Kapazität verringert die kapazitive Reaktanz X_c bei Sperrvorspannung der PIN-Diode und bewirkt damit eine Verringerung der Sperrimpedanz.

Das Problem der vergrößerten Kapazität wird erfindungsgemäß gelöst, indem man eine zweite N-Schicht 116 aus N+-leitendem Material auf der der N-Schicht 18 gegenüberliegenden Seite des P⁺-Bereiches 20 vorsieht Die zweite N-Schicht bewirkt eine Verdoppelung des zulässigen Durchlaßstromflusses vom P⁺-Bereich 20 zu den N-Schichten der PIN-Diode, wie dies der zweite Pfeil 23 veranschaulicht, und damit erhält man eine Halbierung des minimalen Durchlaßwiderstandes des Bauelementes. Die Kapazität der Diode wird durch diesen zweiten N+-Bereich nicht beeinträchtigt, weil sich die Fläche des P+-Bereiches 20 nicht verändert hat Die geometrischen Abmessungen der neuen PIN-Diode sind vergleichbar mit denen anderer bipolarer integrierter Schaltungselemente, und damit eignet sie sich gut für die Herstellung auf einem typischen integrierten Schaltungsplättchen.

Es hat sich ferner gezeigt, daß ein Abstand von 25 μ zwischen den P⁺- und N+-Bereichen zufriedenstellende Betriebseigenschaften für den NTSC-Femseh-Zwischenfrequenzbereich von etwa 45 MHz ergibt Arbeitet man bei höheren Frequenzen, dann kann diese Abmessung verringert werden, für niedrigere Frequenzen kann sie erhöht werden. Aufgebaut und für NTSC-Zwischenfrequenzen geprüft ist das Bauelement mit einer Länge von 106,68 μ für die P⁺- und N⁺-Bereiche. Die Breite des P+-Bereiches 20 betrug 22,86 μ, und die Breite der N+-Bereiche 16 und 18 betrug 10,16 μ.

Ein Fernseh-Zwischenfrequenzverstärker, welcher die Eigenschaften sowohl des regelbaren Verstärkers 100 wie auch der neuen PIN-Diode in sich vereinigt, ist in F i g. 5 dargestellt Dieser ZF-Verstärker läßt sich bequem auf einem einzigen integrierten Schaltunsplättchen ausbilden, welches Kontaktflächen zum äußeren Anschluß des Plättchens an Schaltungskomponenten, Signalquellen und Stromversorgungsquellen hat.

Die in F i g. 5 dargestellte Schaltung verstärkt Zwischenfrequenzsignale, welche von einer ZF-Signalquelle 200 geliefert werden. Diese ZF-Signale werden allgemein durch eine Mischstufe im Fernsehtuner erzeugt und liegen in einem Zwischenfrequenzband, das durch eine dem ZF-Verstärker vorausgehende Filterschaltung gegeben ist. Die ZF-Signalquelle 200 ist über einen äußeren Kontaktanschluß 202 mit dem ZF-Verstärker gekoppelt Der Kontaktanschluß 202 ist mit der Basis eines Puffertransistors 302 eines ersten ZF-Verstärkers 300 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 302 ist an eine Versorgungsspannung + V für die ZF-Schaltung angeschlossen, sein Emitter liegt über einen Widerstand 304 an einer Bezugsspannungsquelle (Masse). Der Emitter des Transistors 302 liegt ferner an der Basis eines Transistors 306, dessen Emitter über die Parallelschaltung eines Widerstandes 310 mit einer in Durchlaßrichtung gepolten PIN-Diode 308 an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 306 liegt am Emitter eines Transistors 312, dessen Basis über Widerstände 314 und 610 an die Spannungsquelle + V und dessen Kollektor an einen äußeren Kontaktanschluß 316 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 312 liegt ferner über die Reihenschaltung eines Widerstandes 324 mit einem spannungsveränderbaren kapazitiven Element 326, welches der Anhebung der Verstärkung in der Nähe des Bildträgers bei schwachem Signalzustand dient, an der Spannungsquelle + V. Die Transistoren 306 und 312 sind als Kaskodeverstärker geschaltet und bilden eine erste geregelte Verstärkerstufe für das Zwischenfrequenzsignal. Ein externer abgestimmter Kreis 320 liegt über einen Widerstand 318 an dem äußeren Kontaktanschluß 316. Das Zwischenfrequenzsignal wird dann von dem abgestimmten Kreis 320 zum Eingang eines zweiten Zwischenfrequenzverstärkers 330 über einen äußeren Kontaktanschluß 322 gekoppelt. Dieser Anschluß 322 liegt an der Basis eines Puffertransistors 332, dessen Kollektor an der Spannungsquelle + V und dessen Emitter über einen Widerstand 334 an Masse liegt.

Der zweite ZF-Verstärker 330 ist in gleicher Weise wie der erste ZF-Verstärker 300 geschaltet und enthält den Puffertransistor 332, einen Kaskodenverstärker mit Transistoren 336 und 342, eine vom Emitter des in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors 336 nach Masse geschaltete PIN-Diode 338 und zugehörige Wi-

30 09 S05

derstandselemente. Der Ausgang des zweiten ZF-Verstärkers 330 ist vom Kollektor des Transistors 342 über einen Kontaktanschluß 346 an eine äußere abgestimmte Schaltung 350 geführt. Das verstärkte ZF-Signal wird dann von der abgestimmten Schaltung 350 einem nicht dargestellten dritten ZF-Verstärker zur weiteren Verstärkung und nachfolgenden Signalverarbeitung zugeführt.

Die Verstärkung der ZF-Verstärker 300 und 330 wird durch eine ZF-Verstärkungs-Regelspannung geregelt die aus einer von einer Regelschaltung 400 erzeugten Regelspannung abgeleitet wird. Die Regelschaltung 400 kann derart ausgebildet sein, daß sie eine Verstärkungsregelspannung erzeugt welche sich in Abhängigkeit vorn Pegel des demodulierten Videosignals verändert, wie dies in der US-Patentanmeldung Ser. Nr. 9 34 823 vom 18. August 1978 (DE-OS 29 33 396) mit dem Titel »Keyed AGC Circuit« beschrieben ist Die Verstärkungsregelspannung wird der Basis eines Transistors 372 in einer Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 über die Reihenschaltung zweier Widerstände 362 und 364 zugeführt Der Kollektor des Transistors 372 liegt an der Spannungsquelle + V, sein Emitter liegt an der Basis eines Transistors 376 und über einen Widerstand 374 an Masse. Der Emitter des Transistors 376 liegt über eine PIN-Diode 378 an Masse, und sein Kollektor liegt an einer ZF-Regelspannungsleitung 360, welche über einen Kondensator 368 an die Basis des Transistors 372 und außerdem über einen Widerstand 366 an den Verbindungspunkt der Widerstände 362 und 364 angeschlossen ist.

Die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 ist so benannt weil sie den Vorspannungsstrom steuert, welcher dem ersten und zweiten ZF-Verstärker 300 und 330 zugeführt ist und so aufgebaut ist, daß ihre Geometrie ein Abbild (eine Nachbildung) derjenigen des ZF-Verstärkers ist. In dieser Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 liegen drei Basis-Emitter-Spannungsabfälle (3 Vi_x) zwischen der Basis des Transistors 372 und der geerdeten Kathode der PIN-Diode 378 zur Anpassung der in den ZF-Verstärkern vorgesehenen 3Vfce-Schaltungen. Wegen dieser Geometrieanpassung wird der von einer Vielfach- Vf,_t.-Spannungsquelle 600 gelieferte Ruhestrom durch den Transistor 376 nach Masse geleitet und in den komplementären Transistoren 306 und 336 in den Zwischenfrequenzverstärkern in einem Verhältnis widergespiegelt, das durch die Emitterflächen der betreffenden Transistoren bestimmt ist. Wenn beispielsweise die Emitterflächen dieser drei Transistoren alle gleich sind, dann wird ein Kollektor-Emitter-Strom im Transistor 376 von einem Milliampere widergespiegelt als ein Kollektor-Emitter-Strom von ein Milliampere in den Transistoren 306 und 336. Sind die Emitterflächen der Transistoren 306 und 336 doppelt so groß wie die Emitterfläche des Transistors 376, dann wird ein Kollektor-Emitter-Strom von ein Milliampere im Transistor 376 in den Transistoren 306 und 336 als Kollektor-Emitter-Strom von 2 mA in jedem dieser Transistoren

Die Vielfach-Vbe-Spannungsquelle 600 arbeitet als Stromübertrager für die ZF-Regelspannungsleitung 360. Ein Transistor 602 ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 610 an die Spannungsquelle + V und mit seinem Emitter über einen Widerstand 608 an die ZF-Regelspannungsleitung 360 angeschlossen. Ein Widerstand 604 verbindet den Kollektor mit der Basis des Transistors 602, und ein Widerstand 606 verbindet die Basis mit dem Emitter dieses Transistors. Wählt man die Widerstände 604 und 606 mit den in F i g. 5 angegebenen Werten, dann bleibt die Spannung am Emitter des Transistors 602 (und auch auf der ZF-Regelspannungsleitung 360) auf einem Wert, der etwa um 6 V₀₁. unterhalb des Spannungspegels am Kollektor des Transistors liegt Bei fehlender Verstärkungsregelspannung von der Regelschaltung 400 (also beim Betrieb mit maximaler Verstärkung) wird die Spannung auf der ZF-Regelspannungsleitung 360 durch die Vorspannungsnachbüdungs-

lö schaltung 370 etwa 3VJ* oberhalb Masse gehalten. Bei diesen Bedingungen liegt die den Basen der als Kaskodeverstärkertranistoren in Basisgrundschaltung arbeitenden Transistoren 312 und 342 zugeführten Spannung etwa 9Vtc über Masse. Die Spannungsquelle 600 hält einen konstanten Spannungswert auf der Regelspannungsleitung 360 bei fehlender Verstärkungsregelung auch bei Temperaturänderungen in Schaltung aufrecht durch Modulation des von der Spannungsquelle + V über den Widerstand 610 entnommenen Stromes. Die Spannungsquelle 600, und die Schaltung 370 sind im einzelnen in der US-Patentanmeldung Ser. Nr. 0 21 322 vom 16. März 1979 mit dem Titel »Temperature Compensating Bias C>cuit« des gleichen Erfinders beschrieben.

Die ZF-Verstärkungsregelspannung auf der Leitung 360 wird der Basis des Transistors 302 des ersten ZF-Verstärkers 300 über die Reihenschaltung von Widerständen 382 und 384 zugeführt Vom Verbindungspunkt dieser Widerstände ist ein Kondensator 386 nach Masse geschaltet welcher die an der Basis des Transistors 302 liegenden Zwischenfrequenzsignale von der Regelspannungsleitung 360 ableitet. Ähnlich wird die ZF-Regelspannung der Basis des Transistors 332 von der Regelspannungsleitung 360 über in Reihe geschaltete Widerstände 390 und 392 zugeführt, von deren Verbindungspunkt ein Kondensator 394 nach Masse geschaltet ist und eine Tiefpaßfilterung der Regelspannung an diesem Punkt bewirkt Die ZF-Regelspannung wird weiterhin einer Tunerregelschaltung 500 über einen Trennwiderstand 380 zugeführt. Die Tunerregelschaltung 500 erzeugt bei sinkender ZF-Regelspannung an ihrem Eingang eine verzögerte HF-Regelspannung, welche dem Tuner des nicht dargestellten Fernsehempfängers zugeführt wird.

Im Betrieb erzeugt die Regelschaltung 400 eine Vcrstärkungsregelspannung, welche in direkter Beziehung zum Pegel des demodulierten Videosignals steht. Ein schwaches Videosignal (niedriger Pegel) führt zur Erzeugung einer Verstärkungsregelspannung niedrigen Wertes, und ein starkes Videosignal (hoher Pegel) führt zur Erzeugung einer Verstärkungsregelspannung großen Wertes.

Der oben beschriebene Ruhezustand, bei welchem sich der Kollektorstrom des Transistors 376 in den Transistoren 306 und 336 widerspiegelt, führt zu einem bestimmten Potential auf der Regelspannungsleitung 360. Wenn der Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 eine Verstärkungsregelspannung von der Regel-

sv.naii.uiii:

Il WItU, UCIIIlI allUCI L SICH

Ruhezustand, weil der Transistor 376 darauf mit einem höheren Kollektor-Emitter-Strom reagier!. Dieser stärkere Stromfluß verringert das Potential auf der Regclspannungsleitung 360, wodurch sich die den Basen der Transistoren 302 und 332 in den ZF-Verstärkcrn 300 bzw. 330 zugeführte Gleichspannung verringert.

Bei schwachem Signal wird der Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 eine niedrige Regelspannung zugeführt, welche den Leitungszustand der Transistoren

15 16

372 und 376 wenig verändert Die Spannung auf der möglichen. Wenn schließlich ein volles 40-mV-Zwi-Regeispannungsleitung 360 hat daher einen hohen Wert schenfrequenzsignal den ZF-Verstärkern von der ZF-von etwa 3 Vk- Diese hohe Regelspannung wird den Signalquelle 200 zugeführt wird, dann ist der volle BeBasen der Transistoren 302 end 332 in den Zwischenfre- reich der Zwischenfrequenzverstärkungsverminderung quenzverstärkern 300 und 330 zugeführt Daher leiten 5 durchlaufen, und jede weitere Verstärkungsvermindedie Transistoren 302, 306 und 332, 336 stark, und die rung erfolgt im Tuner unter Steuerung durch die verzö-Pl N-Dioden 308 und 338 erhalten von den Transistoren gert arbeitende Tunerregelschaltung 500. An der Stelle 306 bzw. 336 hohe Durchlaßgleichströme. Diese hohen der völligen ZF-Verstärkungsreduzierung zeigt das Durchlaßströme ergeben niedrige Widerstände der 40-mV-ZF-Signal am Anschluß 202 im wesentlichen ei-PIN-Dioden, so daß die Emitterwiderstände der Transi- 10 ne Spannungsverstärkung 1 durch den ersten ZF-Verstoren 306 und 336 klein sind. Die Kaskodenverstärker stärker 300, und das 40-mV-Signal erscheint am Eingang 306, 312 und 336, 342 bewirken dann eine erhebliche des zweiten ZF-Verstärkers 330. Der ZF-Signalpegel Verstärkung für das schwache Zwischenfrequenzsignal, am Ausgang des zweiten Verstärkers reicht aus, um die welches von der ZF-Signalquelle 200 geliefert wird. Ausgangsimpedanz mit der abgestimmten Schaltung

Wenn der Videosignalpegel mit zunehmendem Pegel 15 350 und den Eingang des dritten ZF-Verstärkers anzudes empfangenen H F-Fernsehsignals ansteigt, dann steuern.

wächst der Wert der von der Regelschaltung 400 er- Der in F i g. 5 gezeigte Fernseh-Zwischenfrequenz-

zeugten Verstärkungsregelspannung. Diese stärkere verstärker ist in integrierter Form aufgebaut und ge-Regelspannung bewirkt ein Anwachsen des Stromflus- prüft worden,wobei die PIN-Dioden 308, 338 und 378 ses durch den Widerstand 362 zur Vorspannungsnach- 20 gemäß den F i g. 4a und 4b aufgebaut waren. Es hat sich bildungsschaltung 370 und der ZF-Verstärkungsregel- gezeigt, daß bei maximaler Verstärkungsabsenkung der Spannungsleitung 360. Praktisch dieser gesamte Strom- Wert r_e des Transistors 306 durch den im Widerstand Zuwachs fließt über den Widerstand 366 zur Regelspan- 310 fließenden Strom auf etwa 400 Ohm gehalten wurnungsleitung und dann über den Transistor 376 nach de. Die Impedanz der PIN-Diode 308 hat sich von 4,5 Masse und bewirkt einen Spannungsabfall am Wider- 25 Ohm bei voller Verstärkung auf 130 0hm bei maximaler stand 366. Da die Vorspannungsnachbildungsschaltung Verstärkungsabsenkung geändert. Bei voller Verstär-370 auf den Stromfluß von der Regelschaltung 400 hin kung war die Kapazität der PIN-Diode 308 vernachläsversucht, den Spannungswert an der Basis des Transi- sigbar (d. h. die PIN-Diode bewirkte eine positive Phastors 372 etwa auf 3 Vb₀ zu halten, wird der Spannungs- senverschiebung) und bei maximaler Verstärkungsababfall am Widerstand 366 auf diesen 3Vi„-Punkt bezo- 30 Senkung wurde eine Kapazität der PIN-Diode 308 von gen und bewirkt ein Abfallen der Regelspannung auf etwa 7 pF gemessen.

der Regelspannungsleitung unterhalb des 3-Vjw-Pegels.

Der Transistor 376 leitet dann praktisch den gesamten Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

von der Regelspannungsschaltung 400 über den Wider-

stand 366 gelieferten Strom. Der restliche Teil des Stro- 35
mcs von der Regelspannungsschaltung 400 wird der Basis des Transistors 372 zugeführt, damit die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 diesen erhöhten
Strom leitet.

Die abgesunkene Rcgelspannung auf der Leitung 360 40
wird den ZF-Verstärkern 300 und 330 zugeführt, woraufhin die Steilheit der Transistoren 306 und 336 abnimmt. Der den PIN-Dioden 308 und 338 von den Transistoren 306 bzw. 336 zugeführte Durchlaßgleichstrom
nimmt ab, und die PIN-Dioden 308 und 338 erhöhen 45
ihren Widerstand. Die vergrößerten Emitterimpedanzen der Transistoren 306 und 336 bewirken eine Verstärkungsverminderung der Kaskodeverstärker 306,
312 und 336,342.

Die von der Regelspannungsschaltung 400 gelieferte 50
Verstärkungsregelspannung nimmt weiter ab, wenn der
Videosignalpegel sinkt, und die Vorspannungsnachbildungsschaltung 370 läßt den Wert der Regelspannung
auf der Leitung 360 weiter absinken. Infolge der sinkenden Regelspannung wird die Steilheit g_m der ZF-Ver- 55
Stärkertransistoren 306 und 336 weiterhin vermindert,
und die Widerstände der PIN-Dioden 308 und 338 nehmen weiter zu. Wie im Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnt worden war. erreichen die Steilheiten der Transistoren 306 und 336 schließlich einen Minimalwert, bei 60
welchem das ZF-Signal von 10 mV an ihren jeweiligen
dynamischen Emitterwiderständen r_e abfällt. Hier stabilisiert sich die Steilheit g_m der Transistoren 306 und 336
durch den in den Widerständen 310 bzw. 340 fließenden
Strom, und eine weitere Verstärkungsabsenkung wird 65
erreicht durch weitere Zunahme der Widerstände der
PIN-Dioden 308 und 338, die einen zusätzlichen Spannungsabfall bis zu 30 mV an jeder der PIN-Dioden er-

Claims

Patentansprüche:

1. Regelbarer Verstärker für Signale mit Frequenzen über 1 MHz für einen Fernsehempfänger, mit einem in Emittergrundschaltung betriebenen ersten Transistor (110), dessen Basis an eine Eingangssignalquelle angeschlossen ist, mit dessen Kollektor eine Lastimpedanz (116) verbunden ist und dessen Emitter über eine in Durchlaßrichtung vorgespannte PIN-Diode (112) mit einem Bezugspotentialpunkt verbunden ist, und mit einer an den ersten Transistor angeschlossenen Regelspannungsquelle zur gleichzeitigen Änderung der Vorspannung des Transistors und der PIN-Diode, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der PIN-Diode (112) ein Widerstand (114) geschaltet ist

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannungsquelle (140) derart mit dem ersten Transistor (110) gekoppelt ist, daß sie die Durchlaßvorspannung seines Bassis-Emitter-Überganges und der PIN-Diode (112) bestimmt.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (110) ein NPN-Transistor ist, daß die PIN-Diode (112) anodenseitig an den Emitter dieses Transistors und kathodenseitig an eine Bezugspotentialquelle (Masse) angeschlossen ist und daß die Regelspannungsquelle (140) an die Basis des ersten Transistors angeschlossen ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannung über einen Spannungsbereich veränderbar ist, der einen ersten Bereich, in dem die Steilheit des ersten Transistors (110) und die Impedanz der PIN-Diode (112) sich ändern, und einen zweiten Bereich, in dem die Steilheit des ersten Transistors (110) im wesentlichen konstant ist und sich nur die Impedanz der PIN-Diode(112) ändert, umfaßt.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (110) über einen zweiten Transistor (104) an die Eingangssignalquelle (150) angeschlossen ist und der zweite Transistor (104) mit seinem Kollektor an eine Betriebsspannungsquelle (B+), mit seiner Basis an die Eingangssignalquelle (150) und die Regelspannungsquelle (140) und mit seinem Emitter an die Basis des ersten Transistors (110) angeschlossen ist.

6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des zweiten Transistors (104) über einen zweiten Widerstand (106) mit dem Bezugspotentialpunkt (Masse) verbunden ist.

7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastimpedanz (320 oder 350) über einen in Basisgrundschaltung betriebenen dritten Transistor (312 oder 342) mit dem Kollektor des ersten Transistors (306 oder 336) gekoppelt ist und daß diese beiden Transistoren einen Kasküucvci'Siärkcr uiiilcn.