NL8001543A

NL8001543A - Spanningsbestuurde versterker.

Info

Publication number: NL8001543A
Application number: NL8001543A
Authority: NL
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1979-03-16
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1980-09-18
Also published as: DE3009905C2; KR830002454A; PL222725A1; BE882248A; PT70923A; DK113480A; JPS6225265B2; IT1129644B; ES8103521A1; FI800709A; DD149742A5; GB2044565A; SE451286B; DE3009905A1; JPS55130157A; IT8020549A0; AU5626680A; GB2044565B; FI75953C; FR2451663A1

Description

Λ ” 4 . VO 0216

Titel : Spanningsbéstuurde versterker.

De uitvinding heeft betrekking op een transistorversterkerketen en meer in het bijzonder op een versterkingsbestuurde transistorversterkerketen, waarbij gebruik wordt gemaakt van een PIN-diode als inrichting met variabele weerstand, en op een PlW-diodestelsel, dat met voor-5 deel in een dergeli'jke versterker kan worden toegepast.

De uitvinding kan in of discrete ketenvorm of in geïntegreerde ketenvorm worden verwezenlijkt afhankelijk van de eisen en wensen van de gebruiker. De hier gebruikte uitdrukking "geïntegreerde keten" heeft betrekking op een uit êên geheel bestaande of monolithische halfgelei-10 derinrichting of halfgeleiderplaatje, dat het equivalent is van een netwerk van onderling verbonden actieve en passieve ketenelementen.

Om van nut te zijn in een signaalverwerkingsstelsel, zoals de tussenfrequentieversterker van een televisie-ontvanger, moet een verst erkingsbestuurde versterker in staat zijn een uitgestrekt gebied van 15 ingangssignalen te verwerken. De versterker moet zeer zwakke ingangs-... _ signalen aanmerkelijk kunnen versterken, doch moet ook zodanig respon sief zijn op de versterkingsregeling, dat zeer sterke ingangssignalen op een lineaire wijze worden verwerkt en niet tot een vervormd uitgangssignaal leiden., 20 Dit doel van een lineaire versterking over een uitgestrekt gebied van ingangssignalen wordt gecompliceerd gemaakt door de niet-lineaire overdrachtskarakteristiek van een transistor. De overdrachtskarakteris-tiek, d.w.z. het verband tussen de collectorstroom en de basis-emitter-spanning, is exponentieel en derhalve is de helling in elk willekeurig 25 punt langs de overdrachtskarakteristiek ook exponentieel. Dientengevolge treedt, wanneer aan de basis van een transistor een signaal wordt toegevoerd, een vervorming in het uitgangssignaal op. Voor zwakke signalen is deze vervorming evenwel toelaatbaar, omdat kleine incrementen langs------ ----- de overdrachtskarakteristiek een lineaire kromme benaderen en de ver-30 vorming niet geprononceerd is. Wanneer het ingangssignaal evenwel groter f wordt, geldt deze benadering niet langer en treedt een sterkere mate van vervorming op. In een tussenfrequentieversterker voor een televisie-ontvanger, kan een dergelijke werking met sterke signalen tot amplitude-vervormingen en kruismodulatie en intermodulatievervorming optreden, 35 wanneer de verschillende signaaldraaggolven en de zijbanden daarvan 80 0 1 *; £3 2 onderling samenwerken.

Men kan een sterke s ignaalvervorming van een transisterversterker binnen toelaatbare grenzen bouden door de signaalniveaus, die aan de basis van de transistor worden aangelegd, te begrenzen. Zoals beschre-5 ven in het Amerikaanse octrooischrift 3· 628.166 blijkt het, dat de maximale signaalzwaai op de basis van een geïntegreerde-ketentransistor met gemeenschappelijke emitter van de orde van 10 millivolt dient te zijn om vervorming van het uitgangssignaal te voorkomen. Bij de bekende methode voor het begrenzen van ingangssignalen tot dit niveau worden 10 ingangssignalen, welke een waarde van 10 millivolt overschrijden, gedempt, zoals in het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift en in het Amerikaanse octrooischrift 3.538.Uk8 is beschreven. Naast de voor de hand liggende complexe bouw van de keten, welke wordt veroorzaakt door het opnemen van een bestuurde dempingsinrichting in de versterkerketen, 15. gaat het gebruik daarvan inherent ook gepaard met andere bezwaren.

Wanneer het ingangssignaal wordt gedempt, wordt de signaal-ruiswerking van de versterker gedegradeerd aangezien het ruisniveau van de versterker niet verandert en zelfs kan toenemen wanneer het ingangssignaal-niveau wordt gereduceerd. Tevens verandert de toenemende demping de im-20 pedantie aan de ingang van de versterker, waardoor de belastingsimpedan-ties van de filternetwerken in de keten op een schadelijke wijze kunnen worden beïnvloed en ongewenste fazeverschuivingen in het uitgangssignaal kunnen optreden. Het kan derhalve nodig zijn om de dempingsinrichting met verdere transistoren te bufferen teneinde deze schade-25 lijke invloed op afgestemde ketenelementen tegen te gaan. Het is derhalve voor een versterking-bestuurde versterker gewenst, dat deze instaat is grote ingangssignalen zonder vervorming te verwerken, zonder dat een ingangssignaaldempingsinrichting nodig is.

Volgens de uitvinding wordt voorzien in een versterking-bestuurde _ _ 30__versterker, welke in staat is een uitgestrekt gebied van ingangssignaal- niveaus, zonder dat een ingangssignaaldemping nodig is, te verwerken.

Bij een voorkeursuitvoeringsvorm is een transistor in gemeenschappe-lijke^emitterversterkerconfiguratie aanwezig, terwijl in de emitter-keten als regelbare impedantie een PÏN-diode is opgenomen. Een ingangs-35 signaal en een versterkingsbesturingsspanning worden aan de basis van de transistor aangelegd. Wanneer het ingangssignaalniveau toeneemt, neemt de versterkingsregelspanning af, waardoor een toename in de in 800 1 5 43 / 3 dt t hoofdzaak resistieve impedantie van de Plïï-diode optreedt, welke in een constante verhouding staat tot de afnemende versterkingsbesturingsspanning (d.w.z. een lineaire relatie in een semi-logarithmisch diagram).

Daardoor wordt de versterking van de transistorversterker gereduceerd.

5 . Bij hoge ingangssignaalniveaus omvat de impedantie van de PIH-diode een grote resistieve component parallel aan een grote reactie (d.w.z. kleine capacitieve) component hij de emitter van de transistor, waardoor een grote versterkingsreductie optreedt. De grote impedantie van-de PUT-diode hij het optreden van grote signalen maakt het mogelijk, 10. dat de ΡΠΓ-diode ingangssignaalspanningan .'dis sipeerfp ,welke hoger liggen dan de maximale waarde, die over de hasis-emitter-junctie van de ge-meenschappelijke-emittertransistor mag worden gedissipeerd, waardoor de versterker in staat is om ingangssignalen te verwerken, welke groter zijn dan die, welke de transistor alleen nominaal zonder vervorming kan 15 verwerken. De versterker heeft een versterkingsbesturingsgebied, dat 12 dB beter is dan dat van een eenvoudige gemeenschappelijke-emitter-transistorversterker en 6 dB beter is dan dat van een gemeensckappe- " lijke-emittertransistor met een normale PN-junctiediode voor dc emit-terimpedantie. De door de PIïT-dicde bestuurde versterker levert ook 20 een signaal-ruiswerking, welke tweemaal zo groot is als die van de PN-diode^versterker en viermaal beter is dan die van de eenvoudige, ge-meenschappelijke-emitt erversterker.

In het ideale geval dient de Plïl-diode bij een voorkeursuitvoe-ringsvorm van de versterking-bestuurde versterker een zuivere resistieve 25 impedantie te hebben, die door de aan de diode toegevoerde rust gelijkstroom wordt gemoduleerd. Dit zou het geval zijn, indien de intrinsieke I-laag van de PUT-diode zuiver intrinsiek was en geen verontreinigings-dragers bevatte. Het is- evenwel technologisch niet mogelijk om een PIH-diode met een zuiver intrinsieke I-laag te vervaardigen, aangezien ver-30 ontreinigingen onvermijdelijk tijdens het diffusieproces in de I-laag worden geïntroduceerd. De impedantiekarakteristiek van de PIIT-diode zal derhalve een kleine capacitieve component bezitten, die als een functie van de intrinsiefeaard van het materiaal van de I-laag en de geometrie van de inrichting zal variëren. Het probleem om de capaciteit 35 van de inrichting tot een minimum terug te brengen, is bijzonder belangrijk wanneer de Plïl-diode als een element van een geïntegreerde keten wordt uitgevoerd aangezien voor geïntegreerde ketens gebruikte

Rfl 0 1 *> A X

k halfgeleidermaterialen slechte intrinsieke kwaliteiten hebben en bij de vervaardiging normaliter een groot aantal diffusiestappen nodig is.

Indien de impedantiekarakteristiek van de PIN-diode een grote capa-'citieve component heeft, zal deze bij een voorspanning in de keerrich-5 ting een kleine impedantie en derhalve een gereduceerd impedantiemodula-tiegebied bezitten. Wanneer de PIN-diode sterk in de doorlaatrichting wordt voorgespannen, zal de weerstand van de diode klein zijn en zal de impedantie daarvan in wezen uitsluitend door deze resistieve component worden bepaald. Wanneer de voorspanning in de doorlaatrichting van de 10 PIN-diode evenwel wordt gereduceerd teneinde de weerstand van de diode te vergroten, zal de capaciteit daarvan bij de afnemende ζη-st stroom afnemen totdat een punt wordt bereikt, waarbij de parasitaire capaciteit bij een verdere afname van de ruststroom in hoofdzaak constant wordt. Voorbij ' dit punt blijft de capacitieve reactantie van de PIN-diode, 15 Xc, in wezen constant en deze zal daarna in steeds sterkere mate de resistieve component van de impedantie van de PIN-diode overheersen. De reactieve component van de impedantie zal parallel aan de resistieve component optreden, waardoor voor hoogfrequente signalen een impedantie wordt geboden, welke kleiner is dan die, welke door de resistieve com-20 ponent alleen wordt verschaft.

De uitvinding voorziet in een nieuwe uitvoeringsvorm van een PIN-diode, welke is gekenmerkt door een kleine impedantie bij voorspanning in de doorlaatrichting en een grote impedantie bij voorspanning in de keerrichting (d.w. z. bij een gereduceerde voorspanning in de door-25 laatrichting), welke diode met succes bij de bovenbeschreven versterker kan worden toegepast. De PIN-diode omvat een eerste gelocaliseerd gebied van halfgeleiderraateriaal met grote specifieke weerstand, welk gebied een in hoofdzaak planair oppervlak bezit. Tweede en derde gelo-caliseerde gebieden van een bepaald geleidingstype bevinden zich in het —— _ _ 30 gebied met grote specifieke weerstand bij het genoemde oppervlak. Een vierde gelocaliseerd gebied met tegengesteld geleidingstype bevindt zich in het gebied met grote specifieke weerstand bij het oppervlak en tussen ' de tweede en derde gelocaliseerde gebieden, waarbij bedoeld gebied in laterale richting ten opzichte van de eerste en tweede gebieden is ge-35 scheiden door zones van het materiaal met grote specifieke weerstand.

De PIN-diode kan worden vervaardigd onder gebruik van normale, geïntegreerde keten-materialen en diffusiemethoden, waardoor de diode zich op 80 0 1 5 43 ♦ 4 5 een eenvoudige wijze leent tot.de constructie in geïntegreerde keten-vorm van de bovenbeschreven versterker.

Volgens de uitvinding kan verder de geometrie van de ΡΏΓ-diode zodanig worden gekozen, dat de versterker als een tussenfrequentieverster-5 ker voor een televisie-ontvanger kan werken.

De uitvinding zal onderstaand nader worden toegelicht onder verwijzing naar de tekening, daarbij toont : fig. 1 , gedeeltelijk in schema-en gedeeltelijk in blokschemavorm, een versterkings-bestuurde versterker volgens de uitvinding; 10 ’ fig. 2 grafisch het versterkingsreductievermogen van de verster ker volgens fig. 1; fig. 3a schematisch een gemeenschappelijke-emitterversterker; fig. 3b schematisch een gemeenschappelijke emitterversterker met een diode in de emitterketen; 15 fig. 3c schematisch een gemeenschappelijke-emitterversterker vol gens de uitvinding; fig. ka. een dwarsdoorsnede van een ΡΙΪί-diode volgens de uitvinding; fig. l+b een bovenaanzicht van de PIH-diode volgens fig. Ua; en 20 fig. 5 gedeeltelijk in blokschemavorm, en gedeeltelijk in sche matische vorm, een tus s enfr e quent i ever sterker volgens de uitvinding voor een televisie-ontvanger.,

In fig. 1 vindt men een versterkings-bestuurde versterker 100 volgens de uitvinding. Bij de hier afgeheelde uitvoeringsvorm wordt de 25 versterker 100 gebruikt voor het versterken van een tussenfrequent televisiesignaal, dat door een tussenfrequentiesignaalbron 150 wordt geleverd. De versterking van de versterker 100 wordt geregeld door een versterkingsbesturingsspanning, die via een weerstand 102 door een ver-sterkingsbesturingsspanningsbron 1^0 wordt geleverd.

30 Het tussenfrequente signaal en de versterkte besturingsspanning worden toegevoerd aan de basis van een buffertransistor 10U 3 die volgens een emittervolgerconfiguratie is gekoppeld. De collector van de -transistor 10U is gekoppeld met een voedingsspanningsbron (B+) en het tussenfrequente signaal en de versterkerbesturingsspanning worden bij 35 de emitter van de transistor 10¼ met in hoofdzaak dezelfde vorm opgewekt als waarin zij op de basis aanwezig zijn, verminderd met de basis-emitterspanningsval van de transistor. Een belastingsweerstand 105 be- 800 1 5 43 6 vindt zich tussen de emitter van "de transistor 10¼ en een referentie-spanningsbron (aarde). De transistor 10¼ dient om liet tussenfrequente signaal en de versterker--;bestur ingsspanning vanuit een hoge impedantie naar een lage impedantie te transformeren.

5 Het tussenfrequente signaal en de versterkerbesturingsspanning op de emitter van de transitor 10¼ worden toegevoerd aan de basis van de transistor 110. De transistor 110 is in een gemeenschappelijke-emit-terversterkerconfiguratie uitgevoerd, waarbij de collector van de tran- sistor door een belastingsweerstand 116 met de B+ -bron is gekoppeld en 10 de emitter van de transistor is geaard over de parallelcombinatie van eei PIH-diode 112 en een weerstand 11¼. De anode van de PIH-diode 112 is gekoppeld met de emitter van de transistor 110 en de kathode van de diode is geaard. Op de collector van de transistor 110 worden versterkte tussenfrequente signalen opgewekt.

15 De PIH-diode 112 omvat een I- of intrinsieke halfgeleiderlaag met grote specifieke weerstand tussen twee sterk gedoteerde lagen van materiaal van het F- en H-type. Dergelijke PIH-dioden zijn gekenmerkt door een zeer grote minderheidsdragerlevensduur. Bij hoge frequenties (bijvoorbeeld 1 MHz, afhankelijk van de dikte en de zuiverheid van de intrin-20 sieke laag) ' ,werkt de diode bij voorspanning in de doorlaatrichting niet meer als een gelijkrichter en vertoont deze de eigenschappen van een lineaire variabele weerstand, waarbij de weerstand omgekeerd evenredig met de rustgelijkstroom varieert. Voorts bezit in tegenstelling met een normale PH-junctiediode een ΡΙΙΓ-diode een zeer kleine karakteristie-25 ke capaciteit. Terwijl derhalve de capacitieve reactantie ten gevolge van de junctiecapaciteit over de PH-junctie van een normale PN-diode een relatief laag niveau nadert, wanneer de aan de PN-diode aangelegde spanning afneemt, zijn variaties--' in de grote capacitieve reactantie van de PIH-diode voldoende gering om te worden verwaarloosd, vergeleken met 30 de kleinere resistieve component van de impedantie van de PIÏT-diode bij vele ket entoepas singen.

De'karakteristieken van de PIN-diode worden met succes toegepast bij dé versterker 100 voor het verkrijgen van een onvervormde verster-kingsregeling over een uitgestrekt gebied van ingangssignalen, waardoor 35 de noodzaak tot serie- en shuntdempingsinrichtingen bij het optreden van grote signalen wordt geëlimineerd.

Wanneer aan de versterker 100 een zeer zwak tussenfrequentsig- 800 1 5 43 # Λ Ί naai wordt toegevoerd, is het gewenst, dat de versterker in een toestand met hoge of maximale versterking werkt. Dit geschiedt door het toevoeren van een versterkerhesturingsspanning met hoog niveau aan de versterker 100 door de versterkerhesturingsspanningshron 1^-0. Het tussenfrequente 5 signaal en de versterkerhesturingsspanning worden door de transistor 10h aan de basis van de transistor 110 toegevoerd, waardoor de transistor 110' in een toestand met grote versterking werkt. De transistor 110 voert in responsie op de grote versterkerhesturingsspanning een grote gelijkstroom over de collector-emitterhaan van de transistor. Deze 10 gelijkstroom spant de PIH-diode in de doorlaatrichting voor, waardoor de diode een kleine resistieve impedantie hezit. De transistor 110 heeft derhalve een kleine emitter impedantie, vergeleken met de belastings— weerstand 116 en zal het zwakke tussenfrequente signaal op de basis van de transistor in sterke mate versterken.

15 Wanneer de intensiteit van het door de signaalhron 150 toege voerde tussenfrequente signaal toeneemt, neemt de door de spanningsbron 11h toegevoerde versterkerhesturingsspanning af. Door de afnemende ver-sterker-bèsturingsspanning wordt de geleiding van de rustgelijkstroom door de transistor 110 naar de PIH-diode 112 gereduceerd, waardoor de 20 weerstand daarvan afneemt. De relatie tussen de afnemende rustgelijkstroom en de weerstand van de PIH-diode 112 is over een uitgestrekt gebied van ruststromen constant, waardoor een lineaire relatie van de versterkingsreductie van de transistor 110 met de reductie in de versterkerhesturingsspanning wordt verzekerd. Dit kenmerk van de uitvinding 25 is van groot belang wanneer de versterker 100 wordt toegepast in een automatisch versterkerhesturingsstelsel met constante snelheid, waar een lineaire versterkingsregeling een belangrijke eis van het stelsel is.

Wanneer het tussenfrequente ingangssignaal op de basis van de _________ 30_transistor 110 toeneemt, neemt de tussenfrequente signaalspanning op gelijke wijze af door de dynamische weerstand rg van de in de doorlaat-richting voorgespannen emitterjunctie van de transistor 110 en de P-I-N*-junctie van de PIH-diode 112. De weerstand rg neemt tijdens dit stadium van versterkingsreductie continu toe, aangezien de transcon-35 ductantie g^ van de transistor 110 wordt gereduceerd. Wanneer het tussenfrequente ingangssignaal op de basis van de transistor 110 een niveau van bij benadering 20 millivolt bereikt, heeft de transistorweerstand 800 1 5 43 8 r zijn maximaal gewenste waarde "bereikt, -voorbij welke waarde in bet e uitgangssignaal een vervorming optreedt, aangezien een verdere toename van r^ tot signaal zwaaien, groter dan 10 millivolt, door de transistor 110' leidt. Op dit punt stabiliseert de component van de door de weer-5 stand 11V gevoerde emitterstroom de transconductantie g^ van de transistor 110", waardoor een eventuele verdere toename van rg wordt belet. Aangezien 'r op dit punt constant wordt gehouden door de door de weerstand 11V gevoerde emitterstroom, zal een eventueel volgende toename van het tussenfrequente signaalniveau geen spanningsval over de basis-10 emitterjunctie van de transistor 110 vertonen, doch over de PUT-diode 1 112. De PUT-diode 112' wordt dan het bepalende versterking-reducerende element, aangezien dit de last van de verdere signaaltoenamen draagt.

Wanneer het 'tussenfrequente ingangssignaalniveau op de basis van de transistor 110 groter is dan 20 millivolt, neemt de versterkerbe-15 sturingsspanning op de basis·van de transistor 110 nog verder af, hetgeen leidt tot een verdere afname van de rustgelijkstroom voor de PUT-diode 112 en een verdere toename van de weerstand van de PITI-diode. De tussenfrequentie-impedantié van de PUT-diode wordt verder vergroot bij hogere tussenfrequente signaalniveaus, totdat een signaal van kQ milli-20 volt op de basis van de transistor 110 zodanig wordt verdeeld, dat een signaalspanningsval van 10 millivolt over de transistor 110 optreedt en de resterende 30 millivolt van het signaal als spanningsval over de PUT-diode 112 optreedt. Aangezien de PUT-diode bij tussenfrequenties geen effectieve gelijkrichter meer is en aangezien de transistor 110 als 25 spanningsval niet meer dan de maximale grenswaarde van 10 millivolt kan voeren, zal het uitgangssignaal op de collector van de transistor 110 niet worden vervormd door het signaalniveau van Uo millivolt op de basis van de transistor.

Zoals boven is toegelicht, dient de weerstand 11U om de tussen-30 frequentiesignaalbelasting naar de PUT-diode 112 te verschuiven nadat de basis-emitterjunctie van de transistor 110 zijn vervormingsvrije grenswaarde van 10 millivolt van de signaalzwaai heeft bereikt. Zonder de weerstand 11^ zou het tussenfrequente ingangssignaal de neiging hebben om gelijke spanningsvallen over de transistor 110 en de PUT-diode 35 112 te veroorzaken, waardoor de versterker tot een ingangssignaal van 20 millivolt zonder vervorming wordt beperkt. Het is evenwel mogelijk de weerstand 11^ te gebruiken voor een proportionele signaalbelasting door 80 0 1 5 43 • h.

9 de transistor 110 en de PIN-diode 112, zodat hogere ingangssignaalni-veaus dan de hovengenoemde waarde van Uo millivolt zonder vervorming kunnen worden verwerkt. Door de weerstand 1 ik bijvoorbeeld zodanig te kiezen, dat de r van de transistor 110 en de imnedantie van de PIN-5 diode 112 continu in een verhouding van 1 : 9 worden gehouden, kunnen tussenfrequente signaalniveaus tot 100 millivolt zonder vervorming worden-'verwerkt. Een signaal van 10 millivolt zal dan worden gesplitst, waarbij .1 millivolt over de transistor 110 en 9 millivolt over de Plïï-diode 112' optreedt. Een signaal van 50 millivolt zal door de verster- .

10 ker zodanig worden gesplitst, dat een spanningsval van 5 millivolt over de transistor 110 en een spanningsval van ^5 millivolt over de PIN-diode 112 optreedt. Het maximale signaal van 100 millivolt zal zodanig worden verdeeld, dat 10 millivolt over de transistor 110 en 90 millivolt over de PIN-diode 112 optreedt. Het blijkt derhalve, dat het 15 signaalververkend vermogen van een versterker 100 kan worden uitgebreid door een juiste keuze van de ketencomponenten en de voorspanning.

De versterkerbesturingsspanning is in fig. 1 ter illustratie aangegeven als een spanning, die aan de basis van de transistor 110 wordt toegevoerd en wel door de koppeling van de weerstand 102 en de basis-• 20 emitterbaan van de transistor 10U. De versterkerbesturingsspanning kan evenwel op elke gewenste wijze aan de transistor 110 en de PIN-diode 112 ···.·'. worden aangelegd, wanneer een gelijktijdige versterkingsbesturingsvoor-spanning van deze twee inrichtingen optreedt. Zo kan de versterkerbe-sturingsspanning bijvoorbeeld aan de kathode van de PIN-diode worden 25 aangelegd. Bij deze configuratie dient de kathode van de PIN-diode te worden overbrugd door een condensator naar aarde voor tussenfrequen-ties van de signalen.

De versterker volgens de uitvinding is ter illustratie in fig. 1 weergegeven als een ingangsversterker met een uiteinde voor het verster-30 ken van signalen, die op aarde betrokken zijn. Het is duidelijk, dat twee ketens, aangegeven als weergegeven in fig. 1, kunnen worden gekoppeld voor het -vormen van een differentiaalversterker door deze met complementaire in tegenfaze zijnde ingangssignalen aan te drijven. Bij een dergelijke constructie zijn de uitgangssignalen differentiaal gere-35 lateerd. De twee ketens 100 kunnen opnieuw worden gerangschikt en wel zodanig, dat slechts een enkele verbinding met de bron 1U0 nodig is door de kathoden van de twee PN-dioden direkt met de bron 1U0 te koppe- 800 1 5 43 IQ.

len. De spanningsbron lij-Q ver kt derhalve als de voor spanningsbron voor de PIN-dioden 112. en de tvee in balans aangedreven transistoren 110. De tvee emitterveerstanden 11^ zullen steeds zijn geaard. De kathoden van de PIN-dioden dienen hij deze configuratie voor tussenfrequente signa-5 len naar aarde te zijn overbrugd. De kenmerken van de versterker 100 volgens fig. .1 kunnen niet vorden verkregen vanneer men in plaats van de PINnliode 112 een normale PN-junetiediode gebruikt. In de eerste plaats beperkt de parasitaire capaciteit van de PN-diode het verst erkingsreduetiegebied van de versterker vergeleken met de PIN-diode.

10 Zoals reeds is besproken, vordt de versterking van de versterker 100 gereduceerd door de emitter impedantie van de transistor 110 te vergroten. Wanneer de rustgelijkstroam naar de PIN-diode vordt gereduceerd, neemt de veerstand van de PIN-diode toe, vaardoor de emitterimpedantie van de transistor 110 vordt vergroot en de versterking van de verster-15 ker 100 vordt gereduceerd. Indien in de emitterketen· van de transistor 110 een normale PN-diode verd gebruikt, zou een afname van de rustge-lijkstroom niet slechts leiden tot een toename van de veerstand van de inrichting, doch zou tevens de parasitaire capaciteit C daarvan op een 3? bepaald niveau vorden gestabiliseerd. De capaciteit zou in vezen pa- 20 rallel aan de PN-diode zijn verbonden, als aangegeven door de met een stippellijn aangeduide condensator C in fig. 1. Bij tussenfrequenties

P

zou de parasitaire capaciteit een reactieve impedantie in shunt met de resistieve impedantie van de diode verschaffen, velke omgekeerd evenredig is met de frequentie f en de· capaciteit C, uitgedrukt door : 25 x - " 1

c 2 7Γ f C

Het nettoresultaat van de grotere resistieve impedantie en de gestabiliseerde reactieve Impedantie van de PN-diode is een in vezen constante impedantie tussen de emitter van de transistor 110 en aarde, ^ velke niet. langer veroorzaakt, dat de versterking van de versterker 100 afneemt. Dit effect is veergegeven in fig. 2, vaarbij de versterkingsre-duetie van de PIN-diodeversterker 110 bij afnemende rustgelijkstroom is aangegeven door de getrokken lijn 120. De stippellijn 122 toont de afvijking ten opzichte van de lineaire versterkingsreductie, veroorzaakt ^ door het gebruik van een normale PN-junctiediode in plaats van de PIN-diode 112. Opgemerkt vordt, dat de door de stippellijn 122 aangegeven versterkingsreductie ook zal optreden, indien de impedantie van de 80 0 1 5 43 - k η .

PUT-diode 112 een 'belangrijke, capacitieye react ant iecomponent bezit.

Tenslotte 'blijkt, dat de versterker 100 een verbetering van 3 dB in de s ignaal-mi s ver king vertoont vergeleken met andere, gemeenschap-pelijke-emitterversterkers. Zoals uit fig. 3a blijkt, is een transis-5 tor 130 volgens een gemeenschappelijke-emitterconfiguratie uitgevoerd, waarbij de transistor een emitter bezit, welke is geaard, en een collector, die met een belastingsveerstand KT is. verbonden. Aan de basis

L

wordt een ingangssignaal E .. toegevoerd. Cm reeds vermelde redenen sig wordt aangenomen, dat de transistor 130 een maximaal ingangssignaal 10 van 10 millivolt kan verwerken zonder dat bij de belastingsweerstand een vervormd uitgangssignaal optreedt. Wanneer E . het maximale sig niveau van 10 millivolt daarvan bereikt, werkt de transistor met minimale versterking en heeft de dynamische emitterweerstand rg daarvan een maximale waarde, r . Voor deze analyse wordt r genorma-15 liseerd op een waarde van 100 ohm.

Het signaal-ruisenergieniveau van een transistorversterker kan in eerste benadering worden uitgedrukt door (E. )2 S/N = ——

' RRTB

" ' waarin R de totale waarde van de weerstanden in de versterker , k 2Φ de constante van Boltzmann, T de absolute temperatuur en B de bandbreedte van de versterker is. Zoals bekend, zijn weerstanden de primaire ruisgeneratoren in een keten. Ter vergelijking is de som van de ketenweerstanden een nauwkeurige representatie van de ruiswerking van de ver-T sterkers, aangegeven in de fig.. 3a, 3b en 3c. Voorts wordt aangenomen, dat weerstanden, welke kenmerkend zijn voor de drie versterkers, zoals de belastingsweerstand R_ , de verdeelde intrinsieke basisweerstand L· r^, en de ohmse contactweerstanden, voor elke figuur constant zijn en voor vergelijkingsdoeleinden buiten beschouwing worden gelaten. Verder : wordt aangenomen, dat k, T en B voor elke figuur constant zijn en uit de vergelijkende berekeningen worden weggelaten. Onder gebruik van de bovenstaande uitdrukking blijkt het signaal-ruisenergieniveau van de keten volgens fig. 3a gelijk te zijn aan ^Sslg^ _ (10 mV)2 _ 100 , R 200 ohm 100

Zoals uit fig. 3b blijkt, is de transistor 130 volgens een gemeen-schappelijke-emitterconfiguratie uitgevoerd, waarbij tussen de emitter 800 1 5 43 12 van de transistor 130 en aarde een PU—junctiediode 132 is opgencmen.

Ter uniformiteit wordt aangenomen, dat de diode 132 uit hetzelfde type halfgeleidermateriaal "bestaat en dezelfde geometrie heeft als de transistor 130 en derhalve een dynamische weerstand r^ bij voorspan-5 ning in de doorlaatrichting bezit, welke is aangepast aan die van de emitter van de transistor 130. Wanneer derhalve de transistor 130 zich in de toestand'met minimale versterking bevindt, zal r gelijk zijn aan r , d.w.z. 100 ohm. e max’

De keten volgens fig. 3b verschilt van die volgens fig. 3a daar- 10. in, dat er twee PN-juncties tussen de ingangsbasis en aarde aanwezig zijn: die van de basis-emitter junctie van de transistor 130 en die van de diode 132. Deze twee juncties vergroten het signaalverwerkend vermogen van de keten van 10 millivolt tot 20 millivolt, aangezien het ingangssignaal gelijkelijk over de twee juncties zal worden verdeeld.

15 Boven een waarde van 20 millivolt zal een vervorming optreden, aangezien de signaalverwerkende vermogens van zowel de transistor 130 als de diode 132 worden overschreden en een diodegelijkrichting optreedt. Derhalve blijkt. het signaal-ruisenergieniveau van de keten volgens fig. 3b te worden gegeven door 20 (E I2 2

Usig _ (20 mV)2_ _ h00 R “ 100 Ohm + 100 ohm “200 “ d

Het blijkt, dat de signaal-ruiswerking van de keten volgens fig.

3b tweemaal zo groot is als die van de keten volgens fig. 3a, hetgeen neerkomt op een verbetering van 3 dB.

Zoals uit fig. 3c blijkt, is de transistor 130 volgens een gemeen-schappelijke-emitterversterkerconfiguratie uitgevoerd, waarbij een PIN-diode 13^ en een emitterweerstand R_, parallel tussen de emitter van de transistor 130 en aarde zijn gekoppeld. Zoals onder verwijzing naar fig. 1 is beschreven, voert de emitterweerstand R een stroamcomponent uit de emitter van de transistor 130, welke ervoor zorgt, dat de dyna- 2Q mische emitterweerstand rg van de transistor de gewenste maximale waarde daarvan, in dit geval 100 ohm, in een toestand met minimale versterking, niet overschrijdt. De resterende stroom, welke door de transistor 130 wordt geleverd, dient cm de Plïï-diode 13^ zodanig in de doorlaatrichting voor te spannen, dat de weerstand daarvan dié van de emitter- 35 weerstand R_ nadert. Bij dit voorbeeld heeft R_ een waarde van 700 ohm

E E

en is de weerstand van de PIR-diode in de toestand met minimale verster- 800 1 5 43 13

Hng (maximaal signaal) 525 ohm, hetgeen leidt tot een nettoweerstand van 300 ohm voor de paralleleorabinatie. De keten volgens fig. 3c is derhalve in staat om een ingangssignaal van 40 millivolt te verwerken, dat proportioneel over de transistor 130 en de emitterweerstand wordt 5 verdeeld: 10 millivolt over de transistor 130 en 30 millivolt over de emitterweer stand van 300 ohm. De PUT—diode zal geen vervorming veroorzaken hij het verwerken van een signaal van 30 millivolt ten gevolge van de slechte gelijkrichteigenschappen van de diode.

Wanneer deze waarden wordèn ingevoerd in de uitdrukking voor het 10 signaal-ruisenergieniveau verkrijgt men, dat 2 ^Esig^ = (40 mV)2 _ 1600 _ , R 100+300 “ 400 ~ 4

Het blijkt derhalve, dat de signaal-miswerking van de HW-diodever-. __ sterker tweemaal zo groöt is' als <ïe 'van de PW-diodeversterker en viermaal 15 zo groot is als die van de eenvoudige, gemeenschappelijke,emitterver- sterker. De PUI-diodeversterker verschaft derhalve een verbetering in de signaal-ruisverhouding van 3 dB vergeleken met de PW-diodeversterker en is 6 dB heter dan de eenvoudige gemeenschappelijke-emitterversterker.

Er is reeds opgemerkt, dat het van belang is, dat de ΡΏΤ-diode 112 20 volgens fig. 1 een verwaarloosbare capaciteit bezit om een maximaal gebied van versterkingsreductie in de versterker 100 mogelijk te maken. Aangezien de capacitieve reactantie X van de PIÏT-diode een functie van

O

zowel de capaciteit als de frequentie is, moet de bedrijfsfrequentie van de PIW-diodeketen worden beschouwd bij het bepalen van de maximale 25 hoeveelheid toelaatbare capaciteit. Een PlU-diode volgens de uitvinding, welke is gekenmerkt door een capacitieve component, welke een goede werking van de versterker 100 bij televisietussenfrequenties mogelijk maakt, en als een element in een bipolaire, geïntegreerde keten onder gebruik van normale materialen en vervaardigingsmethoden kan worden 30 vervaardigd, is weergegeven in fig. 4a en 4b.

In fig. 4a vindt men een dwarsdoorsnede van een PIN-diode volgens de uitvinding. De PUT-diode is aangegeven als een deel van een bipolaire, geïntegreerde keten, voorzien van een lichaam 10 van halfgeleiderraate-riaal, normaliter silicium, dat een substraat 24 met een bepaald gelei-35 dingstype en een licht-gedoteerde epitaxiale laag 12 van tegengesteld geleidingstype omvat. In de praktijk en bij dit voorbeeld heeft de substraat 24 een geleiding van het P-type en de epitaxiale laag 12 een ge- 800 1 5 43 •Ill· leiding van het H-type.

De epitaxiale laag 12 is verdeeld in afzonderlijke eilanden 12’ ea 12,T en wel door een gebruikelijk isolatiëgebied lil· van het F+—type. Het- isolatiegébied lil· voorziet in een elektrische scheiding tussen de 5 epitaxiale eilanden op de geïntegreerde keten, die elk in het algemeen een afzonderlijk actief ketenelement bevatten.’ Haast het oppervlak 26 van het epitaxiale eiland 12' bevinden zich diffusiegebieden 16 en 18 van een materiaal met grote dragerdichtheid en van het H+ -type.

Eveneens bij het oppervlak 26 van het epitaxiale eiland 12’ en gecen-10 treerd tussen de gebieden 16 en 18 bevindt zich een derde diffusie-gebied 20. van materiaal met grote dragerdichtheid en van het P+ -type.

De gebieden 16 en 18 van materiaal van het H+ -type zijn van het gebied 20 gescheiden door zones van de epitaxiale laag, als aangegeven door de pijlen 22 en 23. De gebieden van het H+ -type zijn elektrisch verbonden 15 door een gemetalliseerde geleider 30, welke met de gebieden van het H+ -type contact maakt via openingen in een isolatielaag 28 van silicium-dioxyde, welke laag zich op het oppervlak 26 van de epitaxiale laag 12 bevindt. Een niet-afgebeelde, afzonderlijke gemetalliseerde geleider strekt zich voorts door de isolatielaag 28 uit teneinde een uitwendige 20 verbinding met het gebied 20 van het F+ -type mogelijk te maken.

De PIH-diode volgens fig. Ua cravat een laag 20 van materiaal van het P+ -type, een I-laag van epitaxiaal materiaal 12' en H-lagen 16 en 18 van materiaal van het N+ -type. De ruststroom in de doorlaatrichting in de PIH-diode vloeit vanuit het ge-25 bied 20 van het P+ - type naar de twee gebieden 16 en 18 van het N+ -type, als aangegeven door de pijlen 22 en 23.

In het ideale geval is het gewenst, dat het materiaal van de I-laag zuiver intrinsiek is, d.v.z. volledig vrij is van verontreinigingen, waardoor dit materiaal een in wezen oneindig grote weerstand 30 bezit. Bij een echt intrinsieke I-laag zou de capaciteit van de inrichting het minst bij een reductie in de voorspanning in de doorlaat-richting variëren, waardoor een impedantie met kleine voorspanning in de doorlaatrichting en een impedantie met grote voorspanning in de keer-richting, mogelijk zou zijn. In de praktijk doet zich bij een PIH-35 diode geen echte intrinsieke laag voor, omdat het technologisch niet mogelijk is bij de behandeling van een diode in de I-laag een intrinsieke, specifieke weerstand te onderhouden. Meer in het bijzonder is de 800 1 5 43 15 I-laag iets gedoteerd en heeft deze een specifieke weerstand van hij benadering 1000 ohmcm. Het is evenwel gebleken» dat men bij de PIN-diode volgens de uitvinding normaal epitaxiaal materiaal voor een bipolaire geïntegreerde keten voor de I-laag kan gebruiken, welk materiaal meer 5 in het bijzonder een specifieke weerstand heeft van 1 - 6 ohmcm.

Dit blijkt uit fig. 4b, welke een bovenaanzicht van de geïntegreerde keten bij het oppervlak 26 van de epitaxiale laag 12 toont. Aangezien een PIN-diode een inrichting met P-, I- en N-lagen is, blijkt, dat een PIN-diode wordt gevormd door het gebied 20 van het P+ -type, het 10 gebied 18 van het N+ -type en de tussengelegen epitaxiale zone, aangeduid door de pijl 22. Een maat voor de kwaliteit van deze PIN-diode is de verhouding van de (kleine) impedantie bij voorspanning in de door-laatrichting en (grote) impedantie bij voorspanning in de keerrichting. Wanneer eenmaal de eigenschappen van. de halfgeleiderraaterialen van de 15 P-, I- en N-lagen zijn bepaald, kan de verhouding tussen de impedantie in de doorlaatrichting en de impedantie in de keerrichting slechts worden verbeterd door de geometrieën van de lagen te wijzigen. Voor de bovenbeschreven, laterale PIN-diode wordt de verhouding verbeterd door de lengte 1 van de P~.;.en N-lagen 20 en 18 te vergroten, waardoor 20 de impedantie bij voorspanning in de doorlaatrichting van de PIN- diode wordt gereduceerd. Het is evenwel gebleken, dat bij een vergroting van de lengte 1 van het gebied 20 van het P+ -type een ongewenste afname van de impedantie bij voorspanning in de keerrichting van de PIN-diode optreedt. Dit omdat de capaciteit bij de junctie 32 van het 25 gebied 20 van het P+ -type en de iets gedoteerde epitaxiale laag 12* toeneemt, wanneer het gebied 20 van het P+ -type wordt verlengd. In wezen is deze junctiecapaciteit een functie van het oppervlak van het gebied 20 van het P+ -type. Door de vergrote capaciteit neemt de capa-citieve reactantie Xc af wanneer de PIN-diode in de keerrichting wordt 30 voorgespannen, waardoor een reductie in de in de keerrichting voorgespannen impedantie optreedt.

Dit probleem van vergrote capaciteit wordt volgens de uitvinding opgelost door de aanwezigheid van een tweede N-laag 16 van materiaal van het N+ -type aan de zijde van het gebied 20 van het P+ -type tegen-35 over de N-laag 18. De tweede N-laag maakt een verdubbeling van de toelaatbare ruststroom in de doorlaatrichting vanuit het P+ -gebied 2Q naar de N-lagen van de PIN-diode mogelijk, als aangegeven door een twee- 800 1 5 43 16 de pijl 23, waardoor de minimale weerstand tij voorspanning in de door-laatrichting van de inrichting wordt gehalveerd. De capaciteit van de inrichting wordt door het aanhrengen van dit tweede gehied van het ÏÏ+ -type niet beïnvloed, omdat het oppervlak van het gebied 20 van het P+ -5 type niet wordt gewijzigd. De Plïï-diode heeft geametrieën, welke vergelijkbaar zijn met die van andere bipolaire, geïntegreerde-keteninrich-tingen en leent zich derhalve op een eenvoudige wijze tot een doeltreffende vervaardiging op een geïntegreerd-ketenplaatje.

Verder is het gebleken, dat een afstand van 0,025 ma tussen de ge-10 bieden van het P+ - en ÏÏ+ -type voorziet in goede bedrijfskarakteristie-ken in het tussenfrequentiegebied van bij benadering k5 MHz van een HTSC-televisiestelsel. Bij werking met hogere frequenties kan deze afmeting worden gereduceerd en bij lagere frequenties kan deze afmeting worden vergroot. De inrichting is gebouwd en beproefd bij IITSC-tussen-15 frequenties onder gebruik van een lengte van 0,11 mm voor de gebieden van het P+ - eh B+ -type. Voor de breedte van het gebied 20 van het F+ -type werd een afmeting van 0,02 mm gebruikt, terwijl voor de gebieden 16 en 18 van het ïï+ -type breedten van 0,01 mm werden toegepast.

Een tussenfrequentie-televisieversterker, waarin de kenmerken van '20 zowel de versterkings-bestuurde versterker 100 als de ΡΙΙΓ-diode volgens de uitvinding zijn gecombineerd, is weergegeven in fig. 5· Deze tussenfrequentieversterker kan op een geschikte wijze op een enkel geïntegreerd-ketenplaatje worden vervaardigd, waarbij contactgebieden aanwezig zijn voor aansluiting met ketenccmponenten, signaalbronnen en 25 energiebronnen, die buiten het plaatje zijn gelegen.

Bij de in fig. 5 afgeheelde keten worden door een tussenfrequentie-signaalbron 200 geleverde tussenfrequente signalen versterkt. Deze tus-senfrequente signalen worden in het algemeen opgewekt door een meng-inrichting in de televisie-afsteminrichting en liggen in een tussen-30 frequent iedoor laatband, gevormd door een filter netwerk,, dat aan de tus-senfrequentieversterker voorafgaat. De tussenfrequentiesignaalbron 200 is bij een uitwendige contactaansluiting 202 met de tussenfrequentiever sterker gekoppeld. De aansluiting 202 is gekoppeld met de basis van een buffertransistor 302 van een eerste tussenfrequentieversterker 300.

35 De collector van de transistor 302 is gekoppeld met een geïntegreerde-ketenvoedingsspanningsbron (+V) en de emitter van de transistor is door een weerstand 30U met een referentiespanningsbron (aarde) gekoppeld.

80 0 1 5 43 17

De emitter ran de transistor 302 is ook met de "basis van de transistor 306 gekoppeld. De emitter van de transistor 306 is geaard over de pa-rallelccmbinatie van een weerstand 310 en een in de doorlaatrichting voorgespannen PET-diode 308. De collector van de transistor 306 is ge-5 koppeld met de emitter van de transistor 312» waarvan de basis door weerstanden 31¾ en 610 met de +V-bron is gekoppeld en waarvan de collector met een uitwendige aansluiting 316 is gekoppeld. De collector van de transistor 312 is ook met de +V-bron gekoppeld door de serieverbin-ding van de weerstand 32¾ en een spanningsvariabele capacitieve inrich-10 ting 326, welke dient om de responsie van de versterker in de buurt van de beelddraaggolf bij zwakke signalen een piekwaarde te geven. De transistoren 306 en 312 zijn volgens een cascodeversterkerconfiguratie opgesteld en verschaffen een eerste bestuurde versterkingstrap voor het tussenfrequente signaal.

15 Een uitwendige» afgestemde keten 320 is door een weerstand 318 met de aansluiting 316 gekoppeld. Het tussenfrequente signaal wordt dan uit de afgestemde keten 320 via de aansluiting 322 aan de ingang van de tweede tussenfrequentieversterker 330 toegevoerd. De aansluiting 322 is gekoppeld met de basis van een buffertransistor 332, waarvan de col-20 lector met de +V-bron is gekoppeld en waarvan de emitter over een weerstand 33¾ is geaard.

De tweede tussenfrequentieversterker 330 is op dezelfde wijze opgebouwd als de eerste tussenfrequentieversterker 300 en omvat de buffertransistor 332, een cascodeversterker met transistoren 336 en 3¾2, 25 een PIN-diode 338, die vanuit de emitter van de gemeenschappelijke- emittertransistor 336 naar aarde is gekoppeld en bijbehorende resistieve componenten. De uitgang van de tweede tussenfrequentieversterker 330 is vanuit de collector van de transistor 3¾2 door een aansluiting 3¾6 met een uitwendig afgestemde keten 350 gekoppeld. Het versterkte tus-30 senfrequente signaal wordt dan door de afgestemde keten 350 aan een niet-afgebeelde derde tussenfrequentieversterker voor een verdere versterking en volgende signaalverwerking toegevoerd.

’De versterking van de tussenfrequentieversterkers 300 en 330 wordt bestuurd door een tussenfrequente versterkte besturingsspanning, 35 welke wordt opgewekt door een AVR-besturingsspanning, die door een AVR-keten ^0 wordt opgewekt. De AVR-keten ^0 kan van een type zijn, dat een AVR-stuurspanning opwekt, die in relatie tot het niveau van het 800 1 5 43 18 gedetecteerde videosignaal varieert, zoals is "beschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 93^.823. De AVR-stuurspanning wordt aan de "basis van een transistor 372 in een nagebootste voorspanningsketen 370 toegevoerd door de serieverbinding van weerstanden 362 en 36^. De col-5 lector van de transistor 372 is met de +V-bron gekoppeld en de emitter van de transistor is met de "basis van een transistor 376 en over een weerstand 37^ met aarde gekoppeld. Van de transistor 376 is de emitter over een PIK-diode 378 geaard en is de collector met een tussenfrequen-tie-AVR-lijn 360 gekoppeld. De AVR-lijn 360 is door een condensator 368 10 met de basis van de transistor 372 gekoppeld en is tevens door een weerstand 366 met het verbindingspunt van de weerstanden 362 en 36k gekoppeld.

De nagebootste voorspanningsketen 370 wordt zo genoemd, omdat deze keten de aan de eerste en tweede tus senfr equentieversterkers 300 en 15 330 toegevoerde ruststroom bestuurt en een geometrie heeft, welke een replica of nabootsing is van die van de tussenfrequentieversterkers.

Meer in het bijzonder blijkt, dat de keten 370 drie basis-emitter-spanningsvallen (3V^g) tussen de basis van de transistor 372 en de geaarde kathode van de PUT-diode 378 vertoont, welke overeenkomen met 20 de soortgelijke drie spanning svallen van de tus s enfr e quent i ever s t er - kers. Ten gevolge van deze geometrie-aanpassing wordt de door een meervoudige V^-bron 600 geleverde ruststroom over de transistor 376 naar aarde gevoerd en in de complementaire transistoren 306 en 336 in de tussenfrequentieverst'erkers gerepliceerd in een verhouding, welke wordt 25 bepaald door de emitter oppervlakken van de respectieve transistoren. Indien bijvoorbeeld de emit ter oppervlakken van deze drie transistoren alle gelijk zijn, zal een collector-emitter stroom van 1 milliampère in de transistor 376 worden gerepliceerd als een collector-emitter-stroom van 1 milliampère in de transistoren 306 en 336. Indien de emit-30 tergebieden van de transistoren 306 3n 336 tweemaal zo groot zijn als het emitteroppervlak van de transistor 376, zal een collector-emitter-stroom van 1 milliampère in de transistor 376 in de transistoren 306 en 336 worden gerepliceerd als een collector-emitterstroom van 2 milliampère in elk van deze transistoren.

35 Een meervoudige V^-bron 600 werkt als een stroomomz et inrichting voor de AVR-lijn 360. Van een transistor 602 is de collector door een weerstand 610 met een +V-bron gekoppeld en is de emitter door een 800 1 5 43 19 veerstand 6θ8 met de AVR-lijn 360 gekoppeld. Een weerstand 6ok "bevindt ziek tussen de collector en de "basis van de transistor 602, terwijl een weerstand. 6θ6 zich tussen de "basis en de emitter van de transistor 6θ2 "bevindt. Wanneer de weerstanden 6ok en 6θ6 zodanig worden 5 gekozen, dat deze de "bij wijze van voorbeeld in fig. 5 aangegeven waarden hebben, "blijft de spanning op de emitter'van de transistor 602 (en ook de lijn 360) op een niveau, dat bij benadering 6 V^'s onder het spanningsniveau op de collector van de transistor is gelegen. In afwezigheid van een versterkingsbesturingsspanning uit de AVR-keten 10 U00 (d.w.z. bij een werking onder maximale versterking) wordt de span ning op de lijn 360 op bij benadering 3 V^e's boven aarde gehouden door de keten 370. Onder deze omstandigheden ligt de spanning, die aan de bases van de transistoren 312 en 3^2 wordt toegevoerd, bij benadering 9 V »s boven aardpotentiaal. De meervoudige V^-bron 600 onder-15 houdt een constant spanningsniveau op de lijn 360 in afwezigheid van de AVR ondanks temperatuurvariaties in de schakeling door de uit de +V-bron over de weerstand 610 gevoerde stroom te moduleren. De meervoudige Y^-bron 600 en de keten 370 zijn meer volledig omschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 021.322.

20 De tussenfrequente AVR-spanning op de lijn 360 wordt aan de basis van de transistor 302 van de eerste tussenfrequentieversterker 300 aangelegd door de serieverbinding van weerstanden 382 en 38U. Een condensator 386 bevindt zich tussen het verbindingspunt van de weerstanden 382 en 38b en aarde, waardoor men een filterisolatie van de lijn 360 25 ten opzichte van de tussenfrequente signalen op de basis van de transistor 302 verkrijgt. Op een soortgelijke wijze wordt de tussenfrequente AVR-spanning aan de basis van de transistor 332 aangelegd door de serieverbinding van weerstanden 390 en 392 en wel vanuit de lijn 360.

De lijn 360 is ten opzichte van het tussenfrequente signaal op de basis 30 van de transistor 332 geïsoleerd door een condensator 39^5 die tussen aarde en het verbindingspunt van de weerstanden 390 en 392 aanwezig is voor het verschaffen van een laagdoorlaatfiltering van de tussenfrequente AVR-spanning in dit punt. De tussenfrequente AVR-spanning wordt ook door een isolatieweerstand 380 toegevoerd aan een AVR-keten 500 van 35 de afsteminrichting. De keten 500 wekt in responsie op een afnemende tussenfrequente AVR-spanning op de ingang van de keten een vertraagde radiofrequente AVR-spanning op, welke wordt toegevoerd aan de afstem- 800 1 5 43 20 inrichting in de televis ie-ontvanger (niet aangegeven).

Tijdens het bedrijf wekt de keten U00 een AVR-stuurspanning op, welke direkt verhand houdt met het niveau van het gedetecteerde videosignaal; een zwak videosignaal (laag niveau) leidt tot het opwekken van 5 een AVR-stuurspanning met laag niveau en een sterk videosignaal (hoog niveau) leidt tot het opwekken van een AVR-stuurspanning met hoog niveau.

De bovenbeschreven rustbedrijfstoestand, waarbij de collector-stroom van een transistor 376 in de transistoren 306 en 336 wordt ge- i 10 repliceerd, verschaft een bepaalde potentiaal op de lijn 360. Wanneer aan de keten 370 uit de AVR-keten 1*00 een AYR-stuur spanning wordt aangelegd, wordt deze rusttoestand gewijzigd, aangezien de transistor 376 reageert door een toename van de stroom over de collector-emitterbaan daarvan te voeren. Deze vergrote stroom reduceert de potentiaal op de 15 lijn 360, waardoor de aan de tussenfrequentieversterkers 300 en 330 bij de bases van de respectieve transistoren 302 en 332 aangelegde voorspanning wordt gereduceerd.

In een toestand met zwakke signalen wordt een AVR-stuur spanning met laag niveau aan de keten 370 toegevoerd, waardoor een geringe ver-20. andering in de geleiding van de transistoren 372 en 376 optreedt. De spanning op de lijn 360 zal zich derhalve op een hoog niveau van bij benadering 3 V^g bevinden. Deze tussenfrequente AVR-spanning met hoog niveau wordt aan de tussenfrequentieversterkers 300 en 330 bij de bases van de transistoren 302 en 332 toegevoerd. De transistoren 302, 306 25 en 332, 336 zullen derhalve sterk geleiden en door de respectieve transistoren 306 en 336 zullen aan de PIN-dioden 308 en 338 grote rust-stomen worden toegevoerd. De grote ruststromen veroorzaken, dat de PIÏT-dioden een geringe weerstand hebben, waardoor voor de transistoren 306 en 336 in een kleine emitterweerstand wordt voorzien. De cascode-30 versterkers 306, 312 en 336, 3^2 verschaffen dan een grote versterking voor het door de tussenfrequentiesignaalbron 200 geleverde zwakke tussenfrequente signaal.

•’ Wanneer het videosignaalniveau bij een toename van het niveau van het ontvangen radiofrequente televisiesignaal toeneemt, neemt het ni-35 veau van de door de keten lOO opgewekte AVR-stuurspanning toe. De toenemende AVR-stuurspanning veroorzaakt een grotere stroom via de weerstand 362 naar de keten 370 en de lijn 360. Bijna de gehele toegenomen 800 1 5 43 21 stroom wordt via de weerstand 366 naar de lijn 360 en daarna door de transistor 376 naar aarde gevoerd, waardoor over de weerstand 366 een spanningsval optreedt. Aangezien de keten 370 in responsie op de stroom uit de keten kOO tracht het spanningsniveau op de "basis van de tran-5 sistor 372 op een waarde van hij benadering 3 te houden, wordt de spanningsval over de weerstand 366 op dit punt van 3 betrokken en neemt de spanning op de lijn 360 onder het niveau van 3 V^e af. Op dit moment voert de transistor 376 in hoofdzaak de gehele stroom, die door de keten U00 via de weerstand 366 wordt geleverd. Het resterende ge-10 deelte van de stroom uit de keten kOO wordt aan de basis van de tran sistor 372 toegevoerd om deze grotere stroomgeleiding door de keten 370 "te veroorzaken.

De gereduceerde tussenfrequente AVR-spanning op de lijn 360 wordt aan de tussenfrequentieversterkers 300 en 330 toegevoerd, waar-f5 door een reductie in de transconductantie van de transistoren 306 en 336 optreedt'. De door de respectieve transistoren 306 en 336 aan de PIH-dioden 308 en 338 toegevoerde rustgelijkstroom neemt af en de weerstand van de FDT-dioden 308 en 338 neemt toe. De vergrote emitterim-pedanties van de transistoren 3o6 en 336 veroorzaken een reductie in 20 de versterking van de cascodeversterkers 3Θ6, 312 en 336, 3^2.

De door de AVR-keten 400 geleverde AVR-stuurspanning zal blijven toenemen wanneer het videosignaalniveau toeneemt en de keten 370 zal het niveau van de tussenfrequente AVR-spanning op de lijn 360 blijven verlagen. De afnemende tussenfrequente AVR-spanning zal de g^ van de 25 tussenfrequentieversterkertransistoren 306 en 336 blijven verlagen en de weerstanden van de PUT-dioden 308 en 338 zullen blijven toenemen. Zoals onder verwijzing naar fig. 1 is besproken, zal de van de transistoren 306 en 336 eventueel een minimumniveau bereiken, waarbij over de bijbehorende respectieve dynamische emitterweerstanden rg een span-30 ningsval van 10 millivolt van het tussenfrequente signaal optreedt.

Op dit punt wordt de g^ van de transistoren 306 en 336 gestabiliseerd door de stroom over de weerstanden 310 respectievelijk 3^0 en men verkrijgt een verdere versterkingsreductie door de weerstanden van de POT-dioden 308 en 338 verder te vergroten, waardoor over elk van de PHi-35 dioden een verdere spanningsval van maximaal 30 millivolt optreedt.

Tenslotte is, wanneer een volledig tussenfrequent signaal van kO millivolt aan de tussenfrequentieversterkers door de signaalbron 200 wordt 800 1 5 43 22 toegevoerd, het volle gebied van de tussenfrequentieversterkingsreduc-tie doorlopen en treedt een eventuele verdere versterkingsreductie in de afsteminrichting onder bestuur van de vertraagde AVR-keten 500 op.

Op het punt van volledige tus s enfrequent iever st erkingsreduct i e onder-5 .gaat het tussenfrequente signaal van 40 millivolt op de klem 202 in wezen een spanniagsversterking gelijk aan de eenheid via de eerste tus-senfrequentieversterker 300 en. treedt dit signaal als een signaal van bo millivolt aan de ingang van de tweede tns s enfr e quent i ever s t er ker 330 op. Het tussenfrequentiesignaalniveau op de uitgang van de tweede 10 versterker is voldoende om de uitgangsimpedantie, welke de afgestemde keten 350 en de ingang van de derde tussenfrequentieverst erker omvat, aan te drijven.

De in fig. 5 afgebeelde tussenfrequentietelevisieversterker is • gebouwd en. beproefd in geïntegreerde-ketenvorm, waarbij voor de dioden 15 308, 338 en 378 de PUT-diodeconstructie, weergegeven in fig. ha. en Vb werd gebruikt. Het bleek, dat bij een maximale versterkingsreductie de r van de transistor 306 door de over de weerstand 310 vloeiende 6 stroom op een waarde van bij benadering 40 ohm werd gehouden. Het bleek voorts,, dat de impedantie, van de PUT-diode 308 varieerde van 4,5 20 ohm bij een volledige versterking van de versterker tot 130 ohm bij maximale versterkingsreductie. Bij volle versterking was de capaciteit van de PIH-diode 308 verwaarloosbaar (d.w.z., dat de ΡΙΗ-diode een positieve fazeverschuiving vertoonde) en bij maximale versterkingsreductie werd de capaciteit van de PIN-diode 308 gemeten met een waarde 25 van bij benadering 7 pF.

800 1 5 43

Claims

1. In versterking "bestuurde versterker ten gebruike bij een televisie-ontvanger en bestemd voor het versterken van signalen met frequenties, groter dan 1 MHz gekenmerkt door een transistor met een basis voor het ontvangen van de te versterken signalen, welke 5 transistor in een gemeenschappelijke-emitterconfiguratie is voorzien van een eerste elektrode, die voor gelijkstroom met de uitgangselektro-de van de transistor (110) is gekoppeld, en een tweede elektrode, en eerste en tweede gebieden van halfgeleidermateriaal met tegengesteld geleidingstype, gelegen tussen de elektroden, welke inrichting tussen 10 de elektroden voor aan de inrichting door de transistor bij de sig-naalfrequenties toegevoerde signalen geen gelijkrichting verschaft en tussen de elektroden een variabele weerstand vertoont, die door een gelijkstroom, welke tussen de eerste en tweede elektroden vloeit, wordt bestuurd, en een versterkingsbesturingsspanningsbron (1^0), die 15 met de halfgeleiderihrichting is gekoppeld om de weerstand van de half-geleiderinrichting te regelen.

2. Versterker volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de transistoruitgangselektrode een emitter is, de transistor verder is voorzien van een collector, de halfgeleiderinrichting bestaat uit 20 een PIN-diode (112), die tussen de emitter en een referentie-spannings-punt (aarde) is gekoppeld, de versterkingsbesturingsspanningsbron met de transistor is gekoppeld om de transistor (110) en de PIN-diode (112) variabel voor te spannen, en de versterker verder is voorzien van een belastingsimpedantie (116), die met de collector is gekoppeld.

3. Versterker volgens conclusie 2, gekenmerkt door een tweede transistor (312 of 3^2 volgens fig. 5) om de belastingsimpedantie (320 of 350) met de collector van de eerste transistor (306 of 336) te koppelen, waarbij de tweede transistor volgens een gemeenschap-pelijke-basisconfiguratie is uitgevoerd en de eerste en tweede tran-30 sistoren (306, 312 of 336, 3^2) een cascodeversterker omvatten. Versterker volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat de eerste en tweede transistoren (306, 312 of 336, 3^2) en de PIN-dio-de (308 of 338) zich op een enkel monolithisch geïntegreerde-keten-plaatje bevinden. 800 1 5 43 2k

5. Versterker volgens conclusie 1, 2, 3 of k, met het kenmerk, dat de transistor (110) een in de doorlaatrichting voorgespannen basis-emitter junctie omvat, de PIN-diode (112) voor geleiding in de doorlaatrichting is voorgespannen en de variabele versterkings- 5 besturingsspanningsbron (1^0) met de transistor is gekoppeld om de voorspanning in de doorlaatrichting van de transistor en de PIN-diode te regelen.

6. Versterker volgens conclusie 1, 2, 3 of U, met het kenmerk, dat de transistor (110) een in de doorlaatrichting voorgespan- 10 nen basis-emitterjunctie omvat, de PIN-diode (112) tussen de emitter en een signaalreferentiespanningspunt is gekoppeld en voor een geleiding in de doorlaatrichting is voorgespannen, en de variabele verster-kingsbesturingsspanningsbron (1^0) met de PIN-diode is gekoppeld om de voorspanning in de doorlaatrichting van de transistor en de ΡΙΝΙ 5 diode te regelen.

7. Versterker volgens conclusie 1, 2, met het kenmerk, dat de transistor een NPN-transistor is, van de PIN-diode (112) een anode met de emitter en een kathode met de referentiespanningsbron (aarde) is gekoppeld en de variabele versterkingsbesturingsspannings- 20 bron (140) met de basis van de transistor is gekoppeld.

8. Versterker volgens een der voorgaande conclusies, gekenmerkt door een weerstand (11U), die parallel aan de PIN-diode (112) is gekoppeld.

9. Versterker volgens conclusie 8, met het kenmerk, dat 25 de versterkerbesturingsspanning variabel is over een gebied van spanningen, inclusief een eerste gebied, waarin de transconductantie van de transistor (110) en de impedantie van de PIN-diode (112) worden gevarieerd, en een tweede gebied, waarin de transconductantie van de transistor (110) in hoofdzaak constant is en de impedantie van de

30 PIN-diode (112) wordt gevarieerd.

10. Versterker volgens conclusie 8, met het kenmerk, dat de transistor (110), de PIN-diode (112) en de weerstand (11k) zich op een enkel, monolithisch geïntegreerde-ketenplaatje bevinden.

11. Versterker volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat 35 de PIN-diode is voorzien van een eerste gelocaliseerd gebied (12') van halfgeleidermateriaal met een grote specifieke weerstand, welk gebied een in hoofdzaak planair oppervlak (26) bezit, tweede en derde geloca- 800 1 5 43 liseerde gebieden (16 respectievelijk 18) met een bepaald geleidings-type, welke gebieden zich in het gebied (12') met grote specifieke weerstand bij het genoemde oppervlak (26) bevinden, en een vierde ge-localiseerd gebied (20) met tegengesteld geleidingstype, dat zich in 5 het gebied (12') met grote specifieke geleiding bij het genoemde oppervlak (26) en tussen de tweede en derde gelocaliseerde gebieden (16, 18) bevindt, welk vierde gelocaliseerd gebied (20) van de tweede en derde gebieden (16, 18) is gescheiden door zones (22, 23) van het halfgeleidermateriaal met grote specifieke weerstand (12') en met de 10 emitter is gekoppeld, en organen om de tweede en derde gelocaliseerde gebieden (16, 18) elektrisch met een referentiespanningsbron te verbinden.

12. Versterker volgens conclusie 11, gekenmerkt door een tweede transistor (312 of 3^2) om de belastingsimpedantie (320 of 15 350) met de collector van de eerste transistor (306 of 336) te koppe len, waarbij de tweede transistor volgens een gemeenschappelijke-basisconfiguratie is uitgevoerd en de eerste en tweede transistoren een cascadeversterker (300 of 330) omvatten.

13. Versterker volgens conclusie 11 of 12, gekenmerkt 20 door een weerstand (310 of 3^0), welke tussen de emitter van de eerste transistor en de referentiespanningsbron is gekoppeld. 1^. Versterker volgens conclusie 13, gekenmerkt door een derde transistor (302 of 332) met een collector, die met een voedings-spanningsbron is gekoppeld, een basis en een emitter, waarbij de in-25 gamgssignaalbron (200) en de versterkerbesturingsspanningsbron (U00) met de basis van de derde transistor zijn gekoppeld en de emitter van de derde transistor (302 of 332) met de basis van de eerste transistor (306 of 336) is gekoppeld.

15· Versterker volgens conclusie ik, gekenmerkt door een 30 tweede weerstand (30h, 33k), welke tussen de emitter van de derde transistor en de referentiespanningsbron is gekoppeld.

16. Versterker volgens conclusie 15, met het kenmerk, dat de eerste, tweede en derde transistoren, de eerste en tweede weerstanden en de ΡΙίΓ-diode op een enkel monolithisch geïntegreerde-keten- 35 plaatje aanwezig zijn.

17. Als een geïntegreerde keten uitgevoerde PIN-diode, 800 1 5 43 voorzien van een halfgeleidersubstraat met een in hoofdzaak planair oppervlak, gekenmerkt door een eerste gelocaliseerd gebied (121) van halfgeleidermateriaal met grote specifieke weerstand, welk gebied zich in de substraat bij het genoemde oppervlak (26) daarvan bevindt, twee-5 de en derde gelocaliseerde gebieden (16, 18) met een bepaald gelei-dingstype,. welke zich in het gebied (12') met grote specifieke weerstand bij het genoemde oppervlak (26) bevinden, een vierde gelocaliseerd gebied (20) met tegengesteld geleidingstype, dat zich in het gebied (12') met grote specifieke weerstand bij het genoemde oppervlak 10 (26) en tussen de tweede en derde gelocaliseerde gebieden (16, 18) bevindt, waarbij het vierde gelocaliseerde gebied (20) van de tweede en derde gebieden (16, 18) is gescheiden door zones (22, 23) van het halfgeleidermateriaal met grote specifieke weerstand (12*)» en organen om de tweede en derde gelocaliseerde gebieden (16, 18) elektrisch te 15 verbinden.

18. PlU-diode volgens conclusie 17, met het kenmerk, dat het vierde gelocaliseerde gebied (20) een anode en de elektrische ver-• bindingsorganen (30) een kathode omvatten. 19· ΡΙίΓ-diode volgens conclusie 17, met het kenmerk, dat 20 het materiaal met grote specifieke weerstand (12f) een epitaxiale laag van de geïntegreerde ketens (10) omvat en de zones (22, 23), welke het vierde gebied (20) van de tweede en derde gebieden (16, 18) scheiden, een breedte van bij benadering 0,025 mm hebben. 800 1 5 43