JPH0787308B2 - 高速光受信器のためのモノリシックｉｃ用増幅回路 - Google Patents
高速光受信器のためのモノリシックｉｃ用増幅回路Info
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- JPH0787308B2 JPH0787308B2 JP60213760A JP21376085A JPH0787308B2 JP H0787308 B2 JPH0787308 B2 JP H0787308B2 JP 60213760 A JP60213760 A JP 60213760A JP 21376085 A JP21376085 A JP 21376085A JP H0787308 B2 JPH0787308 B2 JP H0787308B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、モノリシックIC用増幅回路に関するものであ
り、詳述するならば、超高速伝送が可能な光通信の受信
器に使用される化合物半導体集積回路による光受信増幅
器として特に効果的であるモノリシックIC用増幅回路に
関するものである。
り、詳述するならば、超高速伝送が可能な光通信の受信
器に使用される化合物半導体集積回路による光受信増幅
器として特に効果的であるモノリシックIC用増幅回路に
関するものである。
従来の技術 今日、通信の高速・大容量化に対する要求は非常に大き
く、現在様々な研究・開発の努力がなされている。その
中で、光通信が、その要求を満たすものとして注目さ
れ、一部において既に実用化されている。
く、現在様々な研究・開発の努力がなされている。その
中で、光通信が、その要求を満たすものとして注目さ
れ、一部において既に実用化されている。
光通信の通信媒体として使用される光ファイバは、上述
した高速・大容量通信の条件を満たす広帯域特性を有し
ている。しかし、高速・大容量通信を実現するには、通
信媒体だけなく、その媒体への入力手段及び出力手段も
同様な能力をもつ必要がある。
した高速・大容量通信の条件を満たす広帯域特性を有し
ている。しかし、高速・大容量通信を実現するには、通
信媒体だけなく、その媒体への入力手段及び出力手段も
同様な能力をもつ必要がある。
その高速・大容量通信を実現する入出力手段として、近
年、化合物半導体集積回路が感心を集めている。その化
合物半導体としては、GaAs、InP、InSb、InAs、GaSb、G
aInSb、GaInAs、GaInAsPなど様々なものがある。それら
化合物半導体集積回路は、化合物半導体の電子移動度が
一般にSiに比較して大きいこと、及び半絶縁性の基板が
利用可能なことにより、Si集積回路に比べて高い周波数
域での動作が実現可能である。
年、化合物半導体集積回路が感心を集めている。その化
合物半導体としては、GaAs、InP、InSb、InAs、GaSb、G
aInSb、GaInAs、GaInAsPなど様々なものがある。それら
化合物半導体集積回路は、化合物半導体の電子移動度が
一般にSiに比較して大きいこと、及び半絶縁性の基板が
利用可能なことにより、Si集積回路に比べて高い周波数
域での動作が実現可能である。
更に、化合物半導体集積回路は、ショットキゲート電界
効果トランジスタ（以下MESFETと略す）により一般に構
成されるため、SiバイポーラICに比べて入力インピーダ
ンスが高く、pinホトダイオードやアバランシェホトダ
イオードなど電流源動作をするディテクタを用いた光受
信器の初段として最適である。
効果トランジスタ（以下MESFETと略す）により一般に構
成されるため、SiバイポーラICに比べて入力インピーダ
ンスが高く、pinホトダイオードやアバランシェホトダ
イオードなど電流源動作をするディテクタを用いた光受
信器の初段として最適である。
そこで、化合物半導体集積回路、特にGaAs集積回路によ
る光受信増幅器の研究が活発に進められている。しか
し、後述するように要求される高利得を安定に実現でき
る回路方式がないため実用化が遅れていた。超高速光通
信に用いる高受信器用増幅回路に要求される性能仕様は
以下の如く厳しいものである。なお、以下の説明は、便
宜上しばしばGaAs ICを例に上げて説明するが、後述す
る問題は、GaAs ICに限られるものではない。
る光受信増幅器の研究が活発に進められている。しか
し、後述するように要求される高利得を安定に実現でき
る回路方式がないため実用化が遅れていた。超高速光通
信に用いる高受信器用増幅回路に要求される性能仕様は
以下の如く厳しいものである。なお、以下の説明は、便
宜上しばしばGaAs ICを例に上げて説明するが、後述す
る問題は、GaAs ICに限られるものではない。
第２図に、高速の光受信器に適したトランスインピーダ
ンス形の回路を示した。第２図において、光受信増幅器
10の入力には、ホトダイオード12が接続され、また、光
受信増幅器10の入力と出力との間には、負荷抵抗14が接
続されている。
ンス形の回路を示した。第２図において、光受信増幅器
10の入力には、ホトダイオード12が接続され、また、光
受信増幅器10の入力と出力との間には、負荷抵抗14が接
続されている。
この光受信器の返還利得は、 但し −Vout:増幅器の出力電圧 Rload:負荷抵抗14の抵抗 −A:増幅器10の電圧増幅利得 ip:ホトカレント で与えられ、3dB帯域のカットオフ周波数fcは、増幅器1
0自体の帯域が十分に広いとすると、 すなわち、 但し Ci:増幅器10の入力容量 Cp:ホトダイオード12の容量 となる。
0自体の帯域が十分に広いとすると、 すなわち、 但し Ci:増幅器10の入力容量 Cp:ホトダイオード12の容量 となる。
長距離伝送用の高変換利得の光受信器の設計では、R
Loadとして少なくとも15KΩ程度が必要である。このと
き、1GHz以上のカットオフ周波数fcを得るために必要な
受信増幅器の電圧増幅利得（−Ａ）は、前記（２）式
に、pinホトダイオードの現実的を特性値を代入する
と、約100倍程度以上必要である。
Loadとして少なくとも15KΩ程度が必要である。このと
き、1GHz以上のカットオフ周波数fcを得るために必要な
受信増幅器の電圧増幅利得（−Ａ）は、前記（２）式
に、pinホトダイオードの現実的を特性値を代入する
と、約100倍程度以上必要である。
ここで、増幅回路の１段当りに得られる電圧増幅利得を
みるならば、その最大値は、使用するトランジスタの電
流利得とドレインコンダクタンスの比（gm/gd）によて
理論的に限界が規定され、この値は、通常のMESFETでは
約10倍程度となる。従って、前述の100倍程度の電圧増
幅利得の反転増幅器を得るためには、最低３段以上の奇
数段接続が必要とされる。
みるならば、その最大値は、使用するトランジスタの電
流利得とドレインコンダクタンスの比（gm/gd）によて
理論的に限界が規定され、この値は、通常のMESFETでは
約10倍程度となる。従って、前述の100倍程度の電圧増
幅利得の反転増幅器を得るためには、最低３段以上の奇
数段接続が必要とされる。
一方、トランスインピーダンス形光受信器では、第２図
に示したように、抵抗値Rloadの帰還抵抗14により入出
力間に全体的な負帰還がかけられている。この帰還路の
位相余裕を考えると、解析結果より、５段以上の増幅回
路を光受信器として安定に動作させることは極めて困難
である。
に示したように、抵抗値Rloadの帰還抵抗14により入出
力間に全体的な負帰還がかけられている。この帰還路の
位相余裕を考えると、解析結果より、５段以上の増幅回
路を光受信器として安定に動作させることは極めて困難
である。
従って、GaAs ICによる光受信器増幅器は、基本構成段
を３段接続した回路が王術の条件を満たす唯一の構成と
考えられる。
を３段接続した回路が王術の条件を満たす唯一の構成と
考えられる。
第３図は、GaAs IC増幅器用の基本構成段として検討さ
れてきた回路の代表的な例を示したものである。図示の
増幅器の基本構成段は、増幅段とレベルシフト段とを具
備しており、増幅段は、ソースが接地されゲートが入力
に接続され、ドレインが負荷16を介して正電位に接続さ
れたMESFET18から構成されている。
れてきた回路の代表的な例を示したものである。図示の
増幅器の基本構成段は、増幅段とレベルシフト段とを具
備しており、増幅段は、ソースが接地されゲートが入力
に接続され、ドレインが負荷16を介して正電位に接続さ
れたMESFET18から構成されている。
そして、レベルシフト段は、ゲートがMESFET18のドレイ
ンに接続されドレイン正電位に接続されたMESFET20と、
そのMESFET20のソースに、順方向のレベルシフト用ショ
ットキダイオード列22を介してドレインが接続されゲー
トとソースがともに負電位に接続されて定電流源を形成
するMESFET24とから構成されている。そのMESFET24のド
レインが、その基本構成段の出力をなしている。更に、
MESFET24のドレインは、帰還抵抗26を介してMESFET18の
ゲートに接続されている。
ンに接続されドレイン正電位に接続されたMESFET20と、
そのMESFET20のソースに、順方向のレベルシフト用ショ
ットキダイオード列22を介してドレインが接続されゲー
トとソースがともに負電位に接続されて定電流源を形成
するMESFET24とから構成されている。そのMESFET24のド
レインが、その基本構成段の出力をなしている。更に、
MESFET24のドレインは、帰還抵抗26を介してMESFET18の
ゲートに接続されている。
一方、GaAsなどの化合物半導体に形成されるMESFETや他
の回路素子は、化合物半導体内の転位などの欠陥のため
に、スレシホールド電圧などのばらつきが、Siトランジ
スタに比べて大きく、その結果、個々の素子の特性が均
一でない。そのため、回路構成素子の特性のばらつきに
よって回路の特性が大きく変動するような回路構成、あ
るいは電源電圧の変動や外部バイアスに敏感な回路構成
は、GaAsなどの化合物半導体からなる集積回路増幅器に
は、不適当である。すなわち、ICでは不良品をトリミン
グにより後で救済することができないため、このような
回路では、十分な歩留りが全く得られない。
の回路素子は、化合物半導体内の転位などの欠陥のため
に、スレシホールド電圧などのばらつきが、Siトランジ
スタに比べて大きく、その結果、個々の素子の特性が均
一でない。そのため、回路構成素子の特性のばらつきに
よって回路の特性が大きく変動するような回路構成、あ
るいは電源電圧の変動や外部バイアスに敏感な回路構成
は、GaAsなどの化合物半導体からなる集積回路増幅器に
は、不適当である。すなわち、ICでは不良品をトリミン
グにより後で救済することができないため、このような
回路では、十分な歩留りが全く得られない。
この問題は、GaAs ICなどの化合物半導体集積回路では
特に深刻な問題である。そこで、GaAs ICの回路では、
様々な方法で負帰還路を設け、上述のような特性の変動
を抑え込むことが不可欠である。
特に深刻な問題である。そこで、GaAs ICの回路では、
様々な方法で負帰還路を設け、上述のような特性の変動
を抑え込むことが不可欠である。
そのような負帰還路を作っているものが、第３図の回路
では、帰還抵抗26である。第３図の回路では、負帰還抵
抗26の作用により、MESFET18の直流ゲート電圧が、最適
電位に自動的にバイアスされる。また、この負帰還は、
入力と出力の直流電位差をなくす働きも有し、多段接続
やトランスインピーダンス構成の光受信器（第２図）が
簡単な直結接続により実現できる。更に、多段接続され
た増幅器のMESFETのスレシホールド電圧のばらつきの影
響や、電源電圧の変動もこの負帰還によって抑えられ
る。
では、帰還抵抗26である。第３図の回路では、負帰還抵
抗26の作用により、MESFET18の直流ゲート電圧が、最適
電位に自動的にバイアスされる。また、この負帰還は、
入力と出力の直流電位差をなくす働きも有し、多段接続
やトランスインピーダンス構成の光受信器（第２図）が
簡単な直結接続により実現できる。更に、多段接続され
た増幅器のMESFETのスレシホールド電圧のばらつきの影
響や、電源電圧の変動もこの負帰還によって抑えられ
る。
このように、第３図の回路は、入出力間に設けられた抵
抗26による負帰還によりGaAs IC増幅器の基本構成段に
必要とされる素子ばらつきや電源変動に対する大きな余
裕度が得られる点から、これまで賞用されてきた。
抗26による負帰還によりGaAs IC増幅器の基本構成段に
必要とされる素子ばらつきや電源変動に対する大きな余
裕度が得られる点から、これまで賞用されてきた。
しかしながら、上述したような変動要因に対する余裕度
と歩留りを大きくするように負帰還を強めると、その結
果として電圧増幅利得が低下する。このように、変動要
因に対する余裕度及び高歩留りと電圧増幅利得とは、二
律背反の関係にあり、両方を同時に実現することはでき
ない。
と歩留りを大きくするように負帰還を強めると、その結
果として電圧増幅利得が低下する。このように、変動要
因に対する余裕度及び高歩留りと電圧増幅利得とは、二
律背反の関係にあり、両方を同時に実現することはでき
ない。
実際、スレシホールド電圧−1V〜−1.5V程度のMESFETに
おいて、スレシホールド電圧と電源電圧の変動をそれぞ
れ数十mV程度許容する回路とするために必要な負帰還量
を設計すると、１段当りの電圧増幅利得は、３〜４倍以
下となってしまう。このため、第３図の回路を基本構成
段とした３段構成の光受信増幅器では、既に述べた100
倍以上の電圧増幅利得を得ることは不可能である。
おいて、スレシホールド電圧と電源電圧の変動をそれぞ
れ数十mV程度許容する回路とするために必要な負帰還量
を設計すると、１段当りの電圧増幅利得は、３〜４倍以
下となってしまう。このため、第３図の回路を基本構成
段とした３段構成の光受信増幅器では、既に述べた100
倍以上の電圧増幅利得を得ることは不可能である。
第４図は、GaAs IC増幅器用の基本構成段として用いら
れる回路の代表的な第２の例であり、FET帰還形増幅回
路と称される回路である。なお、第４図の回路におい
て、第３図の回路の各部に対応する部分には同一の参照
番号を付して説明を省略する。
れる回路の代表的な第２の例であり、FET帰還形増幅回
路と称される回路である。なお、第４図の回路におい
て、第３図の回路の各部に対応する部分には同一の参照
番号を付して説明を省略する。
すなわち、第４図の回路では、MESFET28を更に追加し、
そのMESFET28のドレインをMESFET18のドレインに接続
し、MESFET28のソースをMESFET18と同様に接地し、その
MESFET28のゲートをMESFET24のドレインに接続してMESF
ET28を介して負帰還をかけている。そのようなMESFET28
による負帰還により、第３図の回路と同様に、素子ばら
つきや電源変動による回路特性の大きな変動を抑止して
いる。しかし、回路解析によれば、第４図の回路におい
ても同じ回路余裕度を得るために必要となる負帰還量
は、第３図の回路の場合とほとんど変わらない。従っ
て、既に述べた光受信器用の増幅回路に求められる高利
得と高いプロセス余裕とを同時に実現することは不可能
である。
そのMESFET28のドレインをMESFET18のドレインに接続
し、MESFET28のソースをMESFET18と同様に接地し、その
MESFET28のゲートをMESFET24のドレインに接続してMESF
ET28を介して負帰還をかけている。そのようなMESFET28
による負帰還により、第３図の回路と同様に、素子ばら
つきや電源変動による回路特性の大きな変動を抑止して
いる。しかし、回路解析によれば、第４図の回路におい
ても同じ回路余裕度を得るために必要となる負帰還量
は、第３図の回路の場合とほとんど変わらない。従っ
て、既に述べた光受信器用の増幅回路に求められる高利
得と高いプロセス余裕とを同時に実現することは不可能
である。
発明が解決しようとする問題点 そこで、本発明は、上記した従来の化合物半導体集積回
路増幅器の回路の上記問題点を解決して、特に光受信器
に要求される極めて高い利得を有すると共に、安定な動
作と高いプロセス余裕をもつモノリシックIC用増幅回路
を提供せんとするものである。
路増幅器の回路の上記問題点を解決して、特に光受信器
に要求される極めて高い利得を有すると共に、安定な動
作と高いプロセス余裕をもつモノリシックIC用増幅回路
を提供せんとするものである。
問題点を解決するための手段 本発明の発明者は、前記目的のために種々研究し、化合
物半導体集積回路増幅器の構成素子のばらつきや電源変
動を抑止し、またハイアスを安定化させる等のためには
低周波においてのみ負帰還をかければ十分であると考
え、本発明を完成したものである。
物半導体集積回路増幅器の構成素子のばらつきや電源変
動を抑止し、またハイアスを安定化させる等のためには
低周波においてのみ負帰還をかければ十分であると考
え、本発明を完成したものである。
すなわち、本発明によならば、ゲートに入力を受けるよ
うになされ、ソースが接地され、ドレインが負荷を介し
て正電位を受けるように接続された第1MESFETと、ソー
スが接地されドレインが前記第1MESFETのドレインに接
続された第2MESFETと、ゲートが前記第１及び第２のMES
FETのドレインに接続されドレインが正電位を受けるよ
うに接続された第3MESFETと、前記第3MESFETのソース
に、レベルシフト用順方向ダイオードを介してドレイン
が接続されゲートとソースとが短絡されて負電位を受け
るように接続されて定電流源を形成する第4MESFETと、
前記第4MESFETのドレインと前記第2MESFETのゲートとの
間に設けられた帰還路とを具備している高速光受信器の
ためのモノリシックIC用増幅回路において、前記帰還路
が、第４のショットキゲート電界効果トランジスタのド
レインの前記第２とショットキゲート電界効果トランジ
スタのゲートとの間に接続された抵抗と、前記第２のシ
ョットキゲート電界効果トランジスタのゲートに一端が
接続された他端が接地されたコンデンサとから構成され
ているローパスフィルタにより構成されており、前記ロ
ーパスフィルタのカットオフ周波数は、すくなくとも80
0KHz以下の周波数域において強い負帰還が使用するよう
に決定されている。
うになされ、ソースが接地され、ドレインが負荷を介し
て正電位を受けるように接続された第1MESFETと、ソー
スが接地されドレインが前記第1MESFETのドレインに接
続された第2MESFETと、ゲートが前記第１及び第２のMES
FETのドレインに接続されドレインが正電位を受けるよ
うに接続された第3MESFETと、前記第3MESFETのソース
に、レベルシフト用順方向ダイオードを介してドレイン
が接続されゲートとソースとが短絡されて負電位を受け
るように接続されて定電流源を形成する第4MESFETと、
前記第4MESFETのドレインと前記第2MESFETのゲートとの
間に設けられた帰還路とを具備している高速光受信器の
ためのモノリシックIC用増幅回路において、前記帰還路
が、第４のショットキゲート電界効果トランジスタのド
レインの前記第２とショットキゲート電界効果トランジ
スタのゲートとの間に接続された抵抗と、前記第２のシ
ョットキゲート電界効果トランジスタのゲートに一端が
接続された他端が接地されたコンデンサとから構成され
ているローパスフィルタにより構成されており、前記ロ
ーパスフィルタのカットオフ周波数は、すくなくとも80
0KHz以下の周波数域において強い負帰還が使用するよう
に決定されている。
作用 以上のようなモノリシックIC用増幅回路においては、負
帰還は、ローパスフィルタを介して帰還用の第２のMESF
ETにかけられる。従って、ローパスフィルタの作用によ
り、低周波では大きな帰還がかかり、高周波でははとん
ど帰還がかからない。
帰還は、ローパスフィルタを介して帰還用の第２のMESF
ETにかけられる。従って、ローパスフィルタの作用によ
り、低周波では大きな帰還がかかり、高周波でははとん
ど帰還がかからない。
換言するならば、低周波数域においては、第４図に示す
従来の増幅器の同様な負帰還が働く。従って、増幅回路
の直流バイアスは、最大の電圧増幅利得が得られる電位
に固定されるとともに、その電位で入力と出力の直流電
位差をきわめて小さくすることができる。更に、MESFET
のスレシホールド電圧のばらつきや電源電圧変動に起因
する増幅回路の特性の劣化も抑止される。
従来の増幅器の同様な負帰還が働く。従って、増幅回路
の直流バイアスは、最大の電圧増幅利得が得られる電位
に固定されるとともに、その電位で入力と出力の直流電
位差をきわめて小さくすることができる。更に、MESFET
のスレシホールド電圧のばらつきや電源電圧変動に起因
する増幅回路の特性の劣化も抑止される。
一方、高周派では負帰還作用がないため、高周波域の電
圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられことがなく、
１段当り従来の数倍以上のきわめて高い電圧増幅利得が
容易に実現できる。
圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられことがなく、
１段当り従来の数倍以上のきわめて高い電圧増幅利得が
容易に実現できる。
かくして、変動要因に対する余裕度及び高歩留りと、高
い周波数域すなわち動作周波数域での高い電圧増幅利得
とが、両方同時に実現される。
い周波数域すなわち動作周波数域での高い電圧増幅利得
とが、両方同時に実現される。
実施例 以下、添付図面を参照して本発明によるモノリシックIC
用増幅回路の実施例を説明する。
用増幅回路の実施例を説明する。
第１図は、本発明を実施したモノリシックIC用増幅回路
の基本構成段の回路図である。
の基本構成段の回路図である。
第１図の増幅回路も、増幅段とレベルシフト段とから構
成されている。その増幅段は、ソースが接地されゲート
が入力に接続されたGaAs MESFET1を有しており、そのME
SFET1のドレインは、負荷２を介して正電位に接続され
ている。その負荷２には、抵抗を使用してもよいが、高
利得を実現するためにソースとゲートとを短絡したMESF
ETによるアクティブロードを使用することが好ましい。
そして、MESFET1には、PET帰還のためのGaAs MESFET3が
並列に接続されている。すなわち、MESFET3のドレイン
がMESFET1のドレインに接続され、MESFET3のソースは、
MESFET1のソースと同ように接地されている。
成されている。その増幅段は、ソースが接地されゲート
が入力に接続されたGaAs MESFET1を有しており、そのME
SFET1のドレインは、負荷２を介して正電位に接続され
ている。その負荷２には、抵抗を使用してもよいが、高
利得を実現するためにソースとゲートとを短絡したMESF
ETによるアクティブロードを使用することが好ましい。
そして、MESFET1には、PET帰還のためのGaAs MESFET3が
並列に接続されている。すなわち、MESFET3のドレイン
がMESFET1のドレインに接続され、MESFET3のソースは、
MESFET1のソースと同ように接地されている。
レベルシフト段は、ゲートがMESFET1及び３のドレイン
に接続されたGaAs MESFET4を有しており、そのMESFET4
のドレインは正電位に接続されソースは、順方向のレベ
ルシフト用ショットキダイオード列５を介してGaAsMESF
ET6のドレインに接続されている。そのMESFET6のソース
とソースとは、短絡されて負電位に接続され、定電流源
を形成している。また、MESFET6のドレインが、基本構
成段の出力をなしている。
に接続されたGaAs MESFET4を有しており、そのMESFET4
のドレインは正電位に接続されソースは、順方向のレベ
ルシフト用ショットキダイオード列５を介してGaAsMESF
ET6のドレインに接続されている。そのMESFET6のソース
とソースとは、短絡されて負電位に接続され、定電流源
を形成している。また、MESFET6のドレインが、基本構
成段の出力をなしている。
更に、MESFET6のドレインは、抵抗７を介してMESFET3の
ゲートに接続され、そのMESFET3のゲートは、コンデン
サ８を介して接地されている。
ゲートに接続され、そのMESFET3のゲートは、コンデン
サ８を介して接地されている。
かくして、第１図増幅回路にあっては、抵抗７及びコン
デンサ８が、ローパスフィルタを構成し、そのローパス
フィルタによりMESFET3への帰還路が形成されている。
このようにローパスフィルタによって負帰還をかける
と、低周波では大きな帰還がかかる反面、高周波ではほ
とんど帰還がかからない。
デンサ８が、ローパスフィルタを構成し、そのローパス
フィルタによりMESFET3への帰還路が形成されている。
このようにローパスフィルタによって負帰還をかける
と、低周波では大きな帰還がかかる反面、高周波ではほ
とんど帰還がかからない。
すなわち、低周波及び直流の領域では、強力な負帰還が
作用し、増幅回路の直流バイアスは、最大の電圧増幅利
得が得られる電位に固定されるとともに、その電位で入
力と出力の直流電位差をきわめて小さくすることができ
る。また、MESFETのスレシホールド電圧のばらつき電源
電圧変動に起因する増幅回路の特性の劣化も抑止され
る。
作用し、増幅回路の直流バイアスは、最大の電圧増幅利
得が得られる電位に固定されるとともに、その電位で入
力と出力の直流電位差をきわめて小さくすることができ
る。また、MESFETのスレシホールド電圧のばらつき電源
電圧変動に起因する増幅回路の特性の劣化も抑止され
る。
反対に、高周波では負帰還がほとんど作用しないため、
高周波域の電圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられ
ることがなく、第３図及び第４図に示した従来の抵抗帰
還増幅回路やFET帰還増幅回路に比較して、１段当りの
数倍以上のきわめて高い電圧増幅利得を容易に実現する
ことができる。
高周波域の電圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられ
ることがなく、第３図及び第４図に示した従来の抵抗帰
還増幅回路やFET帰還増幅回路に比較して、１段当りの
数倍以上のきわめて高い電圧増幅利得を容易に実現する
ことができる。
そして、前記したローパスフィルタによる負帰還は、入
力MESFET1に対して直接かけるのではなく、帰還用FET3
に対してかけている。従って、ローパスフィルタの接地
コンデンサ８によって入力信号が影響を受けることな
く、高い周波数域で高い電圧増幅利得を得ることができ
る。
力MESFET1に対して直接かけるのではなく、帰還用FET3
に対してかけている。従って、ローパスフィルタの接地
コンデンサ８によって入力信号が影響を受けることな
く、高い周波数域で高い電圧増幅利得を得ることができ
る。
抵抗７及びコンデンサ８を除いたGaAs MESFET及びショ
ットキダイオードを、従来のGaAs MESFETを使用したFET
帰還モノリシックIC増幅回路と同ように構成し、抵抗７
に20KΩ、キャパシタンス８に10pFを用いたモノリシッ
クIC増幅回路を製作した。このとき、抵抗７は、MESFET
6のドレインとMESFET3のゲートとの間に、選択的イオン
注入により帰還路を形成することにより作成した。ま
た、コンデンサ８は、層間絶縁膜を配線金層で挟み込ん
だいわゆるMIMコデンサを作成することにより、通常のG
aAs ICのプロセスで容易に作成できた。そのMIMコンデ
ンサの面積は、約400平方ミクロンであり、GaAs IC上で
は信号バッド１つ分程度の小さい面積を占有するだけで
十分である。
ットキダイオードを、従来のGaAs MESFETを使用したFET
帰還モノリシックIC増幅回路と同ように構成し、抵抗７
に20KΩ、キャパシタンス８に10pFを用いたモノリシッ
クIC増幅回路を製作した。このとき、抵抗７は、MESFET
6のドレインとMESFET3のゲートとの間に、選択的イオン
注入により帰還路を形成することにより作成した。ま
た、コンデンサ８は、層間絶縁膜を配線金層で挟み込ん
だいわゆるMIMコデンサを作成することにより、通常のG
aAs ICのプロセスで容易に作成できた。そのMIMコンデ
ンサの面積は、約400平方ミクロンであり、GaAs IC上で
は信号バッド１つ分程度の小さい面積を占有するだけで
十分である。
以上のようにつくられるローパスフィルタのカットオフ
周波数は約800KHzである。従って、約800KHz以下の周波
数域において、強い負帰還が使用して電圧増幅利得が減
少するが、800KHz以下の低域で起こる電圧増幅利得の減
少は、特に帯域数百MHz以上の超広帯域光受信増幅器回
路においては、全く問題とならない。むしろ、低域にお
ける1/fノイズが抑止される結果となり、雑音特性の向
上が得られた。
周波数は約800KHzである。従って、約800KHz以下の周波
数域において、強い負帰還が使用して電圧増幅利得が減
少するが、800KHz以下の低域で起こる電圧増幅利得の減
少は、特に帯域数百MHz以上の超広帯域光受信増幅器回
路においては、全く問題とならない。むしろ、低域にお
ける1/fノイズが抑止される結果となり、雑音特性の向
上が得られた。
なお、ローパスフィルタのカットオフ周波数は、モノリ
シックIC用増幅回路が処理する信号の通常の下限周波数
以下であることが少なくとも必要である。しかし、現実
の高速・大容量通信を考えると、モノリシックIC用増幅
回路が処理する信号の通常の下限周波数よりも十分低い
周波数に、ローパスフィルタのコットオフ周波数すなわ
ち帰還が強く作用する周波数の上限を設定できる余裕が
ある。例えば、高速光通信の伝送速度が100MHzであると
想定すると、確率的に現実に発生しうる程度の数“H"レ
ベルのパルスが連続したとしても、その一時的な周波数
は数MHz以下にしかならない。それ故、上記した実施例
のようにローパスフィルタのカットオフ周波数を約800K
Hzに設定しても、実際の通信に何等支障は生じない。そ
して、ローパスフィルタのカットオフ周波数を、必要な
十分な範囲で低く設定することにより、広い等域にわた
って高い電圧増幅利得を確保できる。
シックIC用増幅回路が処理する信号の通常の下限周波数
以下であることが少なくとも必要である。しかし、現実
の高速・大容量通信を考えると、モノリシックIC用増幅
回路が処理する信号の通常の下限周波数よりも十分低い
周波数に、ローパスフィルタのコットオフ周波数すなわ
ち帰還が強く作用する周波数の上限を設定できる余裕が
ある。例えば、高速光通信の伝送速度が100MHzであると
想定すると、確率的に現実に発生しうる程度の数“H"レ
ベルのパルスが連続したとしても、その一時的な周波数
は数MHz以下にしかならない。それ故、上記した実施例
のようにローパスフィルタのカットオフ周波数を約800K
Hzに設定しても、実際の通信に何等支障は生じない。そ
して、ローパスフィルタのカットオフ周波数を、必要な
十分な範囲で低く設定することにより、広い等域にわた
って高い電圧増幅利得を確保できる。
更に、第５図及び第６図に示すように、GaAs IC増幅回
路の高抵抗の帰還抵抗9Aまたは9Bにローパスフィルタに
よる帰還を並用することにより、バイアス安定化をさら
に強化することも可能である。
路の高抵抗の帰還抵抗9Aまたは9Bにローパスフィルタに
よる帰還を並用することにより、バイアス安定化をさら
に強化することも可能である。
以上、本発明のモノリシックIC用増幅回路の実施例をGa
As ICの場合について説明を行ったが、本発明のモノリ
シックIC用増幅回路は、化合物半導体を用いた他の集積
回路にも広く適用することが可能である。
As ICの場合について説明を行ったが、本発明のモノリ
シックIC用増幅回路は、化合物半導体を用いた他の集積
回路にも広く適用することが可能である。
また、上記した本発明の説明において、光受信器用増幅
回路の問題をしばしば述べたが、本発明によるモノリシ
ックIC用増幅回路は、光受信器用増幅回路だけでなく、
高速・高周波数で高い利得を要求されるモノリシックIC
用増幅回路に広く適用できるものである。
回路の問題をしばしば述べたが、本発明によるモノリシ
ックIC用増幅回路は、光受信器用増幅回路だけでなく、
高速・高周波数で高い利得を要求されるモノリシックIC
用増幅回路に広く適用できるものである。
発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明によるモノリシ
ックIC用増幅回路においては、帰還用FETへのローパス
フィルタによる負帰還により、MESFETのスレシホールド
電圧のばらつきや電源電圧変動などの変動要因に対する
余裕度を大きくし、更に、高歩留りが実現できる。一
方、高い周波数域では負帰還が作用しないため、高周波
域の電圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられること
がなく、１段当り従来の数倍以上のきわめて高い電圧増
幅利得が容易に実現できる。従って、高速・大容量通信
において必要な高周波域において極めて広い帯域にわた
って極めて高い利得を有すると共に、安定な動作と高い
プロセス余裕をもつモノリシックIC用増幅回路が得られ
る。
ックIC用増幅回路においては、帰還用FETへのローパス
フィルタによる負帰還により、MESFETのスレシホールド
電圧のばらつきや電源電圧変動などの変動要因に対する
余裕度を大きくし、更に、高歩留りが実現できる。一
方、高い周波数域では負帰還が作用しないため、高周波
域の電圧増幅利得はこの負帰還によって抑えられること
がなく、１段当り従来の数倍以上のきわめて高い電圧増
幅利得が容易に実現できる。従って、高速・大容量通信
において必要な高周波域において極めて広い帯域にわた
って極めて高い利得を有すると共に、安定な動作と高い
プロセス余裕をもつモノリシックIC用増幅回路が得られ
る。
それ故、本発明によるモノリシックIC用増幅回路を、光
通信の光受信回路に使用することにより、超高速光通信
を実現することができる。
通信の光受信回路に使用することにより、超高速光通信
を実現することができる。
更に、本発明によるモノリシックIC用増幅回路において
は、ローパスフィルタによる負帰還により、増幅回路の
直流バイアスは、最大の電圧増幅利得が得られる電位に
固定されると共に、その電位で入力と出力の直流電位差
をきわめて小さくすることができる。このように入力と
出力の直流レベルがほぼ等しくできるため、本発明によ
るモノリシックIC用増幅回路は、直結構成により容易に
多段化が可能であり、必要な利得を簡単に実現できる。
また、反転増幅器構成（奇数段接続）とし、入力と出力
間に負荷抵抗を接続することにより、簡単にトランスイ
ンピーダンス形光受信増幅器を構成することができる。
は、ローパスフィルタによる負帰還により、増幅回路の
直流バイアスは、最大の電圧増幅利得が得られる電位に
固定されると共に、その電位で入力と出力の直流電位差
をきわめて小さくすることができる。このように入力と
出力の直流レベルがほぼ等しくできるため、本発明によ
るモノリシックIC用増幅回路は、直結構成により容易に
多段化が可能であり、必要な利得を簡単に実現できる。
また、反転増幅器構成（奇数段接続）とし、入力と出力
間に負荷抵抗を接続することにより、簡単にトランスイ
ンピーダンス形光受信増幅器を構成することができる。
第１図は、本発明を実施したモノリシックIC用増幅回路
の基本構成段の実施例の回路図、 第２図は、トランスインピーダンス形の光受信回路の例
を示す回路図、 第３図は、抵抗帰還形のモノリシックIC増幅回路の例を
示す回路図、 第４図は、EFT帰還形のモノリシックIC増幅回路の例を
示す回路図、 第５図及び第６図は、第１図のモノリシックIC用増幅回
路の変形例の回路図である。 〔主な参照番号〕 １、３、４、６……MESFET ２……負荷 ５……ショットキダイオード列 ７、9A、9B……抵抗 ８……コンデンサ 10……増幅器 12……ホトダイオード 14……負荷抵抗 18、20、24、28……MESFET
の基本構成段の実施例の回路図、 第２図は、トランスインピーダンス形の光受信回路の例
を示す回路図、 第３図は、抵抗帰還形のモノリシックIC増幅回路の例を
示す回路図、 第４図は、EFT帰還形のモノリシックIC増幅回路の例を
示す回路図、 第５図及び第６図は、第１図のモノリシックIC用増幅回
路の変形例の回路図である。 〔主な参照番号〕 １、３、４、６……MESFET ２……負荷 ５……ショットキダイオード列 ７、9A、9B……抵抗 ８……コンデンサ 10……増幅器 12……ホトダイオード 14……負荷抵抗 18、20、24、28……MESFET
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/26 10/28
Claims (5)
- 【請求項１】ゲートに入力を受けるようになされ、ソー
スが接地され、ドレインが負荷を介して正電位を受ける
ように接続された第１のショットキゲート電界効果トラ
ンジスタと、 ソースが接地され、トレインが前記第１のショットキゲ
ート電界効果トランジスタのドレインに接続された第２
のショットキゲート電界効果トランジスタと、 ゲートが前記第１及び第２のショットキゲート電界効果
トランジスタのドレインに接続され、ドレインが正電位
を受けるように接続された第３のショットキゲート電界
効果トランジスタと、 前記第３のショットキゲート電界効果トランジスタのソ
ースに、レベルシフト用順方向ダイオードを介してドレ
インが接続され、ゲートとソースとが短絡されて負電位
を受けるように接続されて正電流源を形成する第４のシ
ョットキゲート電界効果トランジスタと、 前記第４のショットキゲート電界開花トランジスタのド
レインの前記第２のショットキゲート電界効果トランジ
スタのゲートとの間に設けられた帰還路と を具備している、高速光受信器のためのモノリシックIC
用増幅回路において、 前記帰還路が、第４のショットキゲート電界効果トラン
ジスタのドレインと前記第２のショットキゲート電界効
果トランジスタのゲートとの間に接続された抵抗と、前
記第２のショットキゲート電界効果トランジスタのゲー
トに一端が接続され他端が接地されたコンデンサとから
構成されているローパスフィルタにより構成されてお
り、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、すく
なくとも800KHz以下の周波数域において強い負帰還が使
用するように決定されていることを特徴とするモノリシ
ックIC用増幅回路。 - 【請求項２】前記コンデンサは、MIMコンデンサである
ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のモノ
リシックIC用増幅回路。 - 【請求項３】前記第１及び第２のショットキゲート電界
効果トランジスタのドレインに接続された負荷は、抵
抗、または、ショットキゲート電界効果トランジスタで
構成されたアクティブロードであることを特徴とする特
許請求の範囲第（１）項または第（２）項に記載のモノ
リシックIC用増幅回路。 - 【請求項４】前記第２のショットキゲート電界効果トラ
ンジスタのゲートと前記第１のショッキトゲート電界効
果トランジスタのゲートとの間に更に帰還抵抗が接続さ
れていることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項か
ら第（３）項までのいずれか１項に記載のモノリシック
IC用増幅回路。 - 【請求項５】前記第４のショットキゲート電界効果トラ
ンジスタのドレインと前記第１のショットキゲート電界
効果トランジスタのゲートとの間に更に帰還抵抗が接続
されていることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
から第（３）項までのいずれか１項に記載のモノリシッ
クIC用増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60213760A JPH0787308B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高速光受信器のためのモノリシックｉｃ用増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60213760A JPH0787308B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高速光受信器のためのモノリシックｉｃ用増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6276304A JPS6276304A (ja) | 1987-04-08 |
| JPH0787308B2 true JPH0787308B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=16644570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60213760A Expired - Lifetime JPH0787308B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高速光受信器のためのモノリシックｉｃ用増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787308B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009239794A (ja) * | 2008-03-28 | 2009-10-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 多段可変利得増幅器 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01192207A (ja) * | 1988-01-27 | 1989-08-02 | Nec Corp | 光受信回路 |
| US5777517A (en) * | 1995-09-13 | 1998-07-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor feedback amplifier having improved frequency characteristics |
| JP2008182529A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Toshiba Corp | 光受信回路および光結合装置 |
| CN107645280A (zh) * | 2016-07-21 | 2018-01-30 | 成都锐成芯微科技股份有限公司 | 高速放大电路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5112759A (en) * | 1974-07-23 | 1976-01-31 | Pioneer Electronic Corp | Soosu fuoroakairo |
| JPS57128226U (ja) * | 1981-02-04 | 1982-08-10 | ||
| JPS59185007A (ja) * | 1983-04-04 | 1984-10-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フイ−ドバツク回路 |
-
1985
- 1985-09-27 JP JP60213760A patent/JPH0787308B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009239794A (ja) * | 2008-03-28 | 2009-10-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 多段可変利得増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6276304A (ja) | 1987-04-08 |
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