JP3854840B2 - 電力増幅回路およびそれを用いた通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、通信装置(例えば携帯電話)等に用いられる電力増幅回路に関し、特に低歪増幅を必要とする送信用として用いられる電力増幅回路およびそれを用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話や無線ＬＡＮシステム等の今日および将来の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；直交位相変調)やＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重)等のデジタル変復調が主流となっており、これら無線通信システムで使用される電力増幅回路は、低歪み動作が要求されている。加えて、電池駆動端末の低消費電力化のため、電力増幅回路には高効率動作が要求される。このような電力増幅回路に用いられる増幅デバイスとしては、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられている。これらバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタは、飽和動作に近づくと効率が向上する特性を有しているが、飽和動作領域では、振幅歪みや位相歪みが増大するため、高効率動作と低歪み動作はトレードオフの関係にある。このトレードオフを克服するために電力増幅器に負帰還をかける手法が知られている。
【０００３】
図１１は、一般的な負帰還型電力増幅回路を示している。図１１において、１０２は入力信号電力Ｐinに依存した利得Ｇ2(Ｐin)を有する電力増幅器、１０３はその両端インピーダンスにより帰還量βを有する負帰還回路であり、電力増幅器１０２の入出力間に負帰還回路１０３で並列負帰還をかけることにより、負帰還型電力増幅回路１０１が構成されている。
【０００４】
上記電力増幅器１０２は、入力信号電力Ｐinが増大し、出力信号電力Ｐoutが飽和に近づくにつれて、入力信号電力Ｐinの増大分よりも出力信号電力Ｐoutの増大分が小さくなるため、増幅器の利得Ｇ2(Ｐin)が徐々に低下する。この利得低下は、いわゆる振幅歪であり、高調波歪の発生原因になると共に、キャリアの瞬時振幅が変動するような変調波入力信号を増幅する場合には、瞬時的な各キャリア振幅に対して利得が異なることになり、増幅後の出力信号の波形に歪みが生じ、隣接チャネル漏洩電力の増大などの通信障害を招く。
【０００５】
一方、上記電力増幅器１０２に、負帰還回路１０３により帰還量βで負帰還をかけた負帰還型電力増幅回路１０１の利得Ｇ3(Ｐin)は、
【数１】
となる。上記(式１)から明らかなように、負帰還のループ利得Ｇ2(Ｐin)βにより、利得は、負帰還をかけない場合のＧ2(Ｐin)に比して１／(１＋Ｇ2(Ｐin)β)の因子分低下するが、飽和出力付近では、入力信号電力Ｐinの増大によって、Ｇ2(Ｐin)が低下する一方でループ利得も低下する。したがって、入力信号電力Ｐinの増大に伴い上記因子が大きくなるため、負帰還をかけた場合の飽和出力付近での入力信号電力Ｐinの増大による利得Ｇ3(Ｐin)の低下は、図１２に示すように、負帰還をかけないＧ2(Ｐin)に比べて緩やかなものになる。このため、上記飽和出力付近では、同一出力信号電力Ｐoutであれば負帰還をかけない場合に比して歪みが小さく、また同じレベルの歪であれば、より飽和に近く動作できるため効率が向上する。
【０００６】
また、(式１)をＰinで微分するとわかるように、
【数２】
となり、因子１／(１＋Ｇ2(Ｐin)β)2＜１により、電力増幅器１０２に負帰還をかけることによって、飽和領域での電力増幅回路の利得の低下を抑制することができる。また、ｄＧ2(Ｐin)／ｄＰin＜０であるためにｄＧ3(Ｐin)／ｄＰin＜０であり、負帰還をかけない場合より緩やかではあるが、入力信号電力Ｐinが増大した場合の利得の低下傾向は、負帰還をかけない場合と同じである。
【０００７】
また、特開平８−１１１６１４号公報には、図１３に示すように、負帰還回路に負帰還量の制御端子を設け、入力信号電力に応じた制御電圧によって、負帰還量を制御して利得を制御する負帰還可変利得型電力増幅回路が開示されている。図１３において、１７１は増幅用ソース接地ＦＥＴ、１７３は帰還用ＦＥＴであり、帰還用ＦＥＴ１７３のソースを増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のゲートに接続し、帰還用ＦＥＴ１７３のゲートを抵抗１７７を介して制御端子１７９に接続し、帰還用ＦＥＴ１７３のドレインを制御端子１８１に接続している。さらに、上記帰還用ＦＥＴ１７３のゲ−トにコンデンサ１７５を介して増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のドレインを接続し、帰還用ＦＥＴ１７３とコンデンサ１７５によって並列負帰還回路を形成している。また、制御端子１７９,１８１をバイパス用のコンデンサ１８３,１８５を介して夫々接地している。さらに、増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のゲートを入力整合回路１８７を介して信号入力端子１９１に接続し、増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のドレインを出力整合回路１９３を介して信号出力端子１９５に接続している。
【０００８】
上記制御端子１７９に印加する制御電圧Ｖ1または制御端子１８１に印加する制御電圧Ｖ2によって、帰還用ＦＥＴ１７３の相互コンダクタンスを変化させることにより、帰還量を変化させて利得を制御する。そうして、入力信号電力が大きいときは、制御電圧Ｖ1またはＶ2によって、帰還用ＦＥＴ１７３の相互コンダクタンスを大きくし、帰還量が大きくなるように利得を制御(具体的には利得を低減)することによって、電力増幅回路の歪を低減することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図１１に示す負帰還型電力増幅回路では、より飽和に近い動作まで利得の低下を抑制しようとすると、帰還量βを大きく設定しておく必要があり、利得自体の低下をもたらすと共に、利得の低下による電力付加効率(PAE: Power Added Efficiency)の低下を招くという問題がある。
【００１０】
また、図１３に示す負帰還可変利得型電力増幅回路では、帰還量を制御するための付加的な制御電圧発生手段や入力信号電力検出手段が必要となるので、電力増幅回路の回路構成が複雑になると共に、電力増幅回路の小型化が困難になるという問題がある。また、入力信号電力が大きいときに歪を低減するためには、利得を低く制御することが必要であり、図１１の負帰還型電力増幅回路と同様に利得の低下による電力付加効率の低下を招くという問題がある。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、飽和動作に近い状態での入力信号電力の増大による電力増幅器の利得の低下を抑制できると共に、小型化が可能な低歪みで高効率な電力増幅回路およびそれを用いた通信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子との直列接続回路であり、上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴としている。
【００１３】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記ダイオードとキャパシタンス素子との直列接続回路において、上記ダイオードは、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、上記負帰還回路による電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は、上記キャパシタンス素子によって遮断されているので、電力増幅器のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とが直列に接続された直列接続回路であり、上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴としている。
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記帰還抵抗の抵抗値を調整することによって、上記負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定できる。
【００１４】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴としている。
【００１５】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記負帰還回路の両端の信号電圧の増大に伴って上記負帰還回路のインピーダンスを増大させることにより、電力増幅器の利得が入力信号電力の増大に伴って低下する飽和動作領域での負帰還量を低減し、上記飽和動作領域での利得低下を抑制することが可能となり、電力増幅器の低歪み動作と高効率動作の両立が可能となる。したがって、例えば通信端末内で電力増幅器の占める消費電力の割合が大きくなる高出力(飽和動作に近い)状態での低消費電力化が可能となり、通信端末の低消費電力化に大きく寄与する。また、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路が、第１のダイオードおよび第２のダイオードが順方向が互いに対向するように直列に接続された直列接続回路であり、上記第２のダイオードは、上記第１のダイオードよりも大きな接合面積を有することを特徴としている。
【００２１】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記第１のダイオードおよび第２のダイオードが順方向が互いに対向するように直列に接続された直列接続回路において、上記第１,第２のダイオードは、それらの両端電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、この電力増幅回路では、上記第１,第２のダイオードが順方向に互いに対向するように接続されているため、いずれのダイオードも直流的には非導通状態にあり、上記負帰還回路による増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は遮断されており、キャパシタンス素子を付加しなくても、電力増幅器のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
また、上記第１ , 第２のダイオードの接合面積が異なることにより、上記第１ , 第２のダイオードが同一である場合に比べ、上記負帰還回路の両端に発生する信号電圧に対する負帰還量の変化を大きくすることができ、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られる。また、この電力増幅回路では、上記第１ , 第２のダイオードが等しい接合面積を有する場合の負帰還の変化量を、より接合面積の小さいダイオードで実現することが可能となり、電力増幅回路の小型化が可能となる。これは、以下のように説明できる。
図１４ ( Ａ ) は、単位接合面積のｎ倍の大きさのダイオードＤ 1 と、単位接合面積のｍ倍の大きさのダイオードＤ 2 とを、順方向が互いに対向するように直列接続した回路を示している。図１４ ( Ｂ ) は、図１４ ( Ａ ) の高周波的な等価回路であり、ダイオードＤ 1 は抵抗Ｒ 1 とキャパシタンス素子Ｃ 1 の並列接続回路で表され、ダイオードＤ 2 は抵抗Ｒ 2 とキャパシタンス素子Ｃ 2 の並列接続回路で表されている。ここで、単位接合面積当たりのダイオードの抵抗 , 容量成分をそれぞれＲ o, Ｃ o とし、ダイオードＤ 1 とＤ 2 の総接合面積Ｋは一定とすると、ｍ＝Ｋ−ｎであり、
【数３】
である。抵抗Ｒ 1 と容量成分Ｃ 1 の並列接続回路で表されたダイオードＤ 1 の両端インピーダンスＺ a は、
【数４】
となる。ｆは信号の周波数である。同様に、抵抗Ｒ 2 と容量成分Ｃ 2 の並列接続回路で表されたダイオードＤ 1 の両端インピーダンスＺ b は、
【数５】
となる。したがって、図１４ ( Ｂ ) の等価回路における両端Ａ−Ｂ間のインピーダンスＺは、
【数６】
となる。
ダイオードの非線形性により、Ａ端電圧Ｖ a またはＢ端電圧Ｖ b の変化に応じて単位接合面積当たりのダイオードの抵抗Ｒ o, 容量成分Ｃ o が変化するため、インピーダンスＺの実部および虚部も変化することになり、可変インピーダンス特性が得られるが、その変化量はＡ ( ｎ ) に比例する。総接合面積Ｋが一定であれば、Ａ ( ｎ ) は、０＜ｎ＜Ｋでは、ｎ＝Ｋ／２、すなわちｎ＝ｍの時に極小点を有する関数となる。したがって、ダイオードＤ 1 とＤ 2 の接合面積を異ならせた方が、同一の接合面積である場合に比べインピーダンスＺの可変量は大きくすることができる。
【００２２】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、１つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合およびベース−コレクタ間接合で構成されていることを特徴としている。
【００２３】
上記電力増幅器として、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられる。したがって、上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードとして１つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合およびベース−コレクタ間接合を用いると、バイポーラトランジスタ内では、これらの接合は互いに逆方向に接続されており、上記第１,第２のダイオードの直列接続回路と同様の機能を有する。さらに、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードとしてのバイポーラトランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２４】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、第１のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合および第２のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００２５】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つのバイポーラトランジスタのサイズ等を個別に設定できるので、第１,第２のダイオードの特性を個別に設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としての増幅用バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つのバイポーラトランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２６】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、第１の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合および第２の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００２７】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つの電界効果トランジスタのサイズ等を個別に設定できるので、上記第１,第２のダイオードの特性を個別に設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つの電界効果トランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【００３１】
【００３２】
【００３３】
【００３４】
【００３５】
【００３６】
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路が、上記ダイオードと上記キャパシタンス素子の直列接続回路または上記ダイオードと上記キャパシタンス素子と帰還抵抗の直列接続回路であって、上記ダイオードと上記キャパシタンス素子との間の接続点が接地抵抗を介して接地され、上記ダイオードがバイアスされるように上記直列接続回路の一端に上記電力増幅器のバイアス電源が接続されていることを特徴としている。
【００３７】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記ダイオードとキャパシタンス素子との間の接続点を接地抵抗を介して接地すると共に、上記直列接続回路の一端に電力増幅器のバイアス電源を接続することによって、上記バイアス電源からダイオード,接地抵抗を介して接地に至る経路(経路に帰還抵抗を含む場合もある)を直流的に導通状態にして、バイアス電源によりダイオードにバイアスをかける。そうして、上記バイアス電源の電圧値や上記接地抵抗の抵抗値を調整して、ダイオードのバイアスを調整することによって、そのダイオードの両端信号電圧による可変インピーダンス特性を設定する自由度がより高くなり、増幅器の歪みをさらに低減できる。また、上記負帰還回路がダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗の直列接続回路である場合、帰還抵抗の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定できる。
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴としている。
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記負帰還回路の両端の信号電圧の増大に伴って上記負帰還回路のインピーダンスを増大させることにより、電力増幅器の利得が入力信号電力の増大に伴って低下する飽和動作領域での負帰還量を低減し、上記飽和動作領域での利得低下を抑制することが可能となり、電力増幅器の低歪み動作と高効率動作の両立が可能となる。したがって、例えば通信端末内で電力増幅器の占める消費電力の割合が大き くなる高出力 ( 飽和動作に近い ) 状態での低消費電力化が可能となり、通信端末の低消費電力化に大きく寄与する。また、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００３８】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記ダイオードは、バイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００３９】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の増幅素子としてバイポーラトランジスタを用いている場合には、上記ダイオードをバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成することによって、上記増幅素子としてのバイポーラトランジスタと同一の製造工程でダイオードとして用いるバイポーラトランジスタを製造できるため、製造工程を増やすことなく、電力増幅器の製造工程時に負帰還回路も同時に製造できる。
【００４０】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記電力増幅器が、バイポーラトランジスタを用いて構成されており、上記ダイオードを構成するバイポーラトランジスタと上記電力増幅器に用いられたバイポーラトランジスタのバイアス電流の温度特性が略同一であることを特徴としている。
【００４１】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記ダイオードを構成するバイポーラトランジスタと上記電力増幅器に用いられたバイポーラトランジスタのバイアス電流の温度特性を略同一にすることによって、温度補償された安定した動作ができる。
【００４２】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記ダイオードが、電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソース間のうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００４３】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記ダイオードによる直列接続回路を構成する電界効果トランジスタのサイズ等を設定することにより、上記ダイオードの特性を設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記ダイオードを構成する電界効果トランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００４４】
また、この発明の通信装置は、上記電力増幅回路が送信部に用いられたことを特徴としている。
【００４５】
上記構成の通信装置によれば、上記電力増幅回路を送信部に用いることによって、小型化ができると共に、送信信号を低歪みかつ低消費電力で増幅することが可能となり、通信装置の低消費電力化ができる。例えば、通信装置として、携帯電話に代表されるリチウムイオン電池やニッケル水素電池等を用いたバッテリ駆動型の携帯端末では、電池切れまでの通信時間延長が重要であり、この電力増幅回路を用いることによる効果が特に高い。また、通信時間が同じであれば、より小型の電池を用いることができ、通信装置の小型化が可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の電力増幅回路およびそれを用いた通信装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４７】
（第１実施形態）
図１は、この発明の第１実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この電力増幅回路１１は、図１に示すように、電力増幅器１２と、その電力増幅器１２の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された並列負帰還回路１３で構成されている。上記並列負帰還回路１３は、両端のＡ１−Ｂ１間にインピーダンスＺ1を有する。上記電力増幅器１２の信号入力端子に入力された入力信号電力Ｐinを電力増幅回路１１により増幅し、出力信号電力Ｐoutとして出力する。ここで、電力増幅器１２の利得は、入力信号電力Ｐinに依存し、Ｇ2(Ｐin)と表記する。また、並列負帰還回路１２の帰還量は、入力信号電力Ｐinに依存し、β(Ｐin)と表記する。この電力増幅回路１１の利得は、入力信号電力Ｐinの関数としてＧ1(Ｐin)と表記すると、
【数７】
であり、入力信号電力Ｐinによる利得変化は、
【数８】
となるので、所定の出力信号電力Ｐout出力時に帰還量βの可変特性が、
【数９】
の関係を満たす状態に近くなるようにインピーダンスＺ1の可変特性を設定すれば、(式４)の分子がほぼ０になり、入力信号電力Ｐinによる利得Ｇ1(Ｐin)の変動が抑制された電力増幅回路を実現できる。
【００４８】
また、携帯電話等の無線通信端末では、送信電力が高く、電力増幅回路が飽和動作に近づいたときの歪みが大きな問題となっている。このような飽和動作付近では、増幅器の利得は、入力信号電力の増大に伴って単調に低下する。したがって、この発明のより好ましい実施の形態としては、入力信号電力Ｐinの増大に伴ってインピーダンスＺ1が増大するようなインピーダンス素子を用いる。したがって、利得の出力信号電力Ｐout依存性について従来との相違が図１２に示すように、入力信号電力Ｐinが増大すると、並列負帰還量β(Ｐin)が減少するので、飽和動作付近での負帰還ループ利得Ｇ2(Ｐin)β(Ｐin)が、図１１に示す従来の固定βの場合より小さくなり、従来の利得Ｇ3(Ｐin)に対して利得Ｇ1(Ｐin)の低下はより高い出力信号電力Ｐoutまで抑制される。
【００４９】
このように、上記電力増幅器２がより飽和動作に近い動作でも低歪み動作ができ、低歪みで高効率な電力増幅回路を実現できる。また、負帰還量の可変特性によって、飽和出力付近の入力信号電力Ｐinの増大に伴う利得低下が抑制できるので、従来の負帰還型電力増幅回路の場合よりも帰還量の絶対値を低減することにより、低歪みを維持しつつ高い利得を得ることも可能となる。また、この第１実施形態の電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５０】
（第２実施形態）
図２は、この発明の第２実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この電力増幅回路２１は、図２に示すように、電力増幅器２２と、その電力増幅器２２の接地端子と接地との間に接続された直列負帰還回路２３で構成されている。上記直列負帰還回路２３は、両端のＡ２−Ｂ２間にインピーダンスＺ２を有するインピーダンス素子である。上記電力増幅器２２の信号入力端子に入力された入力信号電力Ｐinを電力増幅回路２１により増幅し、出力信号電力Ｐoutとして出力する。ここで、この電力増幅器２２の利得は、入力信号電力Ｐinに依存し、Ｇ2(Ｐin)と表記する。また、直列負帰還回路２３の帰還量βは、入力信号電力Ｐinに依存し、β(Ｐin)と表記する。直列負帰還の場合は、帰還量βがＡ２−Ｂ２間に発生する信号電圧に依存し、Ａ２−Ｂ２間のインピーダンスＺ２が小さいほど帰還量は小さくなる。この電力増幅回路２１の利得は、入力信号電力Ｐinの関数としてＧ1(Ｐin)と表記すると、第１実施形態の場合と同様に、
【数１０】
であり、所定の出力信号電力Ｐout(Ｐin)出力時に帰還量βの可変特性が、
【数１１】
の関係を満たす状態に近くなるようにインピーダンスＺ２の可変特性を設定すれば、第１実施形態と同様に、入力信号電力Ｐinによる利得Ｇ1(Ｐin)の変動が大きく抑制された低歪み電力増幅回路を実現できる。
【００５１】
また、この発明のより好ましい実施の形態としては、入力信号電力Ｐinの増大に伴ってインピーダンスＺ２が低下するようなインピーダンス素子を用いる。
【００５２】
したがって、入力信号電力Ｐinが増大すると、直列負帰還量β(Ｐin)が減少するので、飽和動作付近での負帰還ループ利得Ｇ2(Ｐin)β(Ｐin)が固定βの場合より小さくなり、利得Ｇ1(Ｐin)の低下は、より高い出力信号電力Ｐoutまで抑制される。
【００５３】
このように、電力増幅器２がより飽和動作に近い動作でも低歪み動作ができると共に、低歪で高効率な電力増幅回路を実現できる。また、負帰還量の可変特性によって、飽和出力付近の入力信号電力Ｐinの増大に伴う利得低下が抑制できるので、従来の負帰還型電力増幅回路の場合よりも帰還量の絶対値を低減することにより、低歪みを維持しつつ高い利得を得ることも可能となる。また、この第２実施形態の電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５４】
（第３実施形態）
図３は、この発明の第３実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第３実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路３３に、ダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31との直列接続回路を用いたものである。上記ダイオードＤ31は、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。
【００５５】
したがって、電力増幅器３２に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、上記可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定の出力信号電力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、上記並列負帰還回路による電力増幅器３２の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は、キャパシタンス素子Ｃ31によって遮断されているので、電力増幅器３２のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードＤ31には直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５６】
また、上記並列負帰還回路３３のＡ３−Ｂ３間のインピーダンスＺ３の絶対値およびダイオードＤ31の非線型性によるＡ３−Ｂ３間のインピーダンスＺ３の変化率は、キャパシタンス素子Ｃ31の容量値にも依存する。具体的には、容量値を小さくすると、帰還量が減少して、電力増幅回路３１の利得が増大する一方、入力信号電力Ｐinに対する帰還量の変化量は減少する。したがって、このキャパシタンス素子Ｃ31の容量値は、この電力増幅回路の設計事項として、要求される利得,出力および歪み特性に応じて適宜設定される。
【００５７】
（第４実施形態）
図４は、この発明の４実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第４実施形態の電力増幅回路は、図３に示す第３実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ31の代わりに、バイポーラトランジスタＴr41のベース−エミッタ間の接合を用いたものである。この第４実施形態では、バイポーラトランジスタＴr41のコレクタはベースに接続されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタＴr41のベース−コレクタ間の接合を用いてもよい。また、バイポーラトランジスタＴr41の代わりに電界効果トランジスタを用い、バイポーラトランジスタＴr41のベース,コレクタおよびエミッタのそれぞれに電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースを対応させて接続し、ゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を上記ダイオードとして用いてもよい。
【００５８】
図５は、図４における並列負帰還回路４３のみについて、一方のＢ４端を接地し、他方のＡ４端から信号を入力したときの、Ａ４端から見たインピーダンスＺ1の入力信号電力依存性を示している。ここで、信号周波数は１.９５ＧＨz、キャパシタンス素子Ｃ41の容量値は３ｐＦ、バイポーラトランジスタＴr41としてはガリウムヒ素ＨＢＴを用い、ベース−エミッタの接合面積は１０２.４μｍ2である。図５より、入力信号電力の増加に伴い、Ａ４−Ｂ４間のインピーダンスＺ４の実部は殆ど変化しないが虚部は絶対値が増大していく。したがって、この並列負帰還回路４３は、電力増幅器４２の入力信号電力Ｐinの増加に伴ってインピーダンスＺ４が増大し、帰還量が低下するので、この第４実施形態の電力増幅回路４１の飽和動作付近での利得低下が抑制され、高効率動作可能な電力増幅回路を実現できる。
【００５９】
（第５実施形態）
図６は、この発明の第５実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第５実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路１３に、順方向が互いに対向するように直列接続された第１のダイオードＤ51および第２のダイオードＤ52を用いたものである。
【００６０】
上記ダイオードＤ51,Ｄ52は、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しており、入力信号電力に応じた電力増幅器５２の入力信号電力または出力信号電力に応じた電力増幅器５２の出力端信号電圧によって、ダイオードＤ51,Ｄ52のインピーダンスが変化するため、電力増幅器５２に対する負帰還量が可変となり、上記可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力による増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定の出力信号電力付近での電力増幅回路５１の歪みを低減できる。また、この第５実施形態では、ダイオードＤ51,Ｄ52が互いに逆バイアス方向に接続されているため、いずれのダイオードも直流的には非導通状態にあり、上記並列負帰還回路による電力増幅器５２の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は遮断されており、第３および第４実施形態のようにキャパシタンス素子を付加しなくても、電力増幅器のバイアス状態に撹乱をきたさない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００６１】
（第６実施形態）
図７は、この発明の第６実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第６実施形態の電力増幅回路は、図６に示す第５実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ51,Ｄ52の代わりに、第１のバイポーラトランジスタＴr61および第２のバイポーラトランジスタＴr62のベース−エミッタ間接合を用いたものである。この第６実施形態では、Ｔr61およびＴr62のそれぞれのコレクタはそれぞれのベースに短絡されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタのベース−コレクタ間の接合を用いてもよい。また、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62の代わりに電界効果トランジスタを用い、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62のベース,コレクタおよびエミッタのそれぞれに電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースを対応させて接続して、ゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を上記ダイオードとして用いてもよい。
【００６２】
図８は、図７に示す並列負帰還回路６３のみについて、一方のＢ６端を接地し、他方のＡ６端から信号を入力したときのＡ６端から見たインピーダンスＺ６の入力信号電力依存性を示している。ここで、信号周波数は１.９５ＧＨz、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62としてはガリウムヒ素ＨＢＴを用い、ベース−エミッタの接合面積は、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62の合計の接合面積を１７９.２μｍ2で一定として、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62のベース−エミッタ接合面積比を(９：５)、(８：６)、(１：１)とした場合を示している。図８において、黒丸印はベース−エミッタ接合面積比が(９：５)、白丸印はベース−エミッタ接合面積比が(８：６)、黒三角印はベース−エミッタ接合面積比が(１：１)のときのインピーダンスＺ６の実部と虚部を示している。
【００６３】
図８より、入力信号電力の増加に伴って、インピーダンスＺ６の実部は殆ど変化しないが、虚部は絶対値が増大していく。したがって、この並列負帰還回路６３は、電力増幅器６２の入力信号電力Ｐinの増加に伴ってインピーダンスＺ６が増大し、帰還量が低下するので、この電力増幅回路６１の飽和動作付近での入力信号電力Ｐinの増加による利得低下が抑制され、高効率動作可能な電力増幅回路を実現できる。また、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61とＴr62の接合面積比を(１：１)からずらした方が入力信号電力が増大したときのインピーダンスの変化が大きく、負帰還回路の両端信号電圧に対する負帰還量の変化を大きくすることができ、より自由度の高い負帰還の可変特性が得られる。また、この第６実施形態では、上記第１,第２のダイオードＤ51,Ｄ52が同一である場合の負帰還回路の両端電圧に対する負帰還の変化量を、より接合面積の小さいダイオードで実現することが可能となり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００６４】
（第７実施形態）
図９は、この発明の第７実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第７実施形態の電力増幅回路は、図６に示す第５実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ51,Ｄ52の代わりに、１つのバイポーラトランジスタＴr71のベース−コレクタ間接合およびベース−エミッタ間接合を用いたものである。上記バイポーラトランジスタＴr71のベース自体は開放状態となる。この第７実施形態の電力増幅回路によれば、第６実施形態の電力増幅回路のように複数のトランジスタを使用する必要がなく、また、トランジスタのベース,エミッタおよびコレクタの各端子に設ける必要がある外部との接続用電極数を低減できるので、並列負帰還回路の小型化が可能となる。
【００６５】
上記第１〜第７実施形態において、電力増幅器を構成する増幅用デバイスとしては、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられる。したがって、上記各実施形態のごとく、ダイオードとしてバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間またはベース−コレクタ間の接合や、電界効果トランジスタのゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を用いることにより、これらダイオードを、増幅用のバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタと同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が容易にできる。
【００６６】
さらに、上記第１〜第７実施形態の電力増幅回路は、携帯電話に代表される移動体通信システムや無線ＬＡＮ(ローカル・エリア・ネットワーク)システム等で使用される電池動作の無線通信装置に用いられることにより、特に高効率動作の効果を発揮する。
【００６７】
（第８実施形態）
図１０は、この発明の第８実施形態の通信装置を示すものである。この通信装置８１は、図１０に示すように、電力増幅器段８２と、電圧供給手段８３と、通信装置の主電源としてのバッテリ８４(このバッテリは通信装置内の各回路部を駆動するが図示しない)と、フィルタ８５と、ドライバ増幅器段８６と、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する周波数変換部８７と、低雑音増幅器やフィルタ等で構成される受信用ＲＦ部８８と、ＩＦ／ベースバンド部８９と、デュプレクサ９０と、アンテナ９１とを備える。上記電力増幅器段８２,電圧供給手段８３,バッテリ８４,フィルタ８５およびドライバ増幅器段８６で送信部を構成している。
【００６８】
上記電力増幅器段８２は、所定のアンテナ出力を得るための利得に応じた段数Ｎの電力増幅器ＩＶ１〜ＩＶMで構成され、ドライバ増幅器段８６,電力増幅器ＩＶ１〜ＩＶMの少なくとも１つに第１〜第７実施形態の電力増幅回路のいずれかを用いている。また、電圧供給手段８３から電力増幅器８２を動作させるためのバイアス電圧Ｖ1,Ｖ2,…,ＶMが供給される。上記電力増幅器８２がバイポーラトランジスタで構成される場合は、これらバイアス電圧Ｖ1,Ｖ2,…,ＶMにより、バイポーラトランジスタのベースまたはコレクタがバイアスされる。
【００６９】
上記ドライバ増幅器８６や電力増幅器段８２で構成される送信部は、通信装置内で最大の信号電力を扱うため、増幅器の消費電力が大きく、増幅時の歪も生じやすいが、この第８実施形態では、送信部にこの発明の電力増幅回路が用いることによって、低歪みでかつ低消費電力で所定のアンテナ出力までの送信信号の増幅が可能となり、通信装置８１の低消費電力化ができる。また、アンテナ９１に近い増幅段ほど大きな信号電力を増幅するので、この発明の電力増幅回路をアンテナ９１により近い増幅器に用いることが通信装置の低消費電力化により効果的である。また、この第８実施形態のごとく、通信装置８１がバッテリ駆動型である場合、バッテリ切れまでの通信時間を伸ばすことが可能となる。また、従来と同一の通信時間であれば、より小型のバッテリを使用することが可能となり、通信装置の小型化,軽量化が可能となる。
【００７０】
さらに、この第８実施形態の通信装置がＷ−ＣＤＭＡ(Wideband Code Division Multiple Access)、ＩＳ−９５(CDMA方式のディジタル携帯電話の米国規格)、ＰＤＣ(Personal Digital Cellular；日本の現行のディジタル携帯電話規格)、ＰＨＳ(Personal Handiphone System；パーソナル・ハンディホン・システム)、ＩＭＴ−２０００(International Mobile Telecommunication 2000)等の送信用電力増幅回路に隣接チャネル漏洩電力規格に代表される厳しい低歪み特性が要求される通信システムで使用される場合、送信用電力増幅回路の低歪みと高効率の両立が可能であり、この発明のより望ましい実施形態となる。
【００７１】
（第９実施形態）
図１５はこの発明の第９実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第９実施形態の電力増幅回路は、帰還抵抗を除き第３実施形態の図３に示す電力増幅回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００７２】
図１５に示すように、ダイオードＤ31のアノードに帰還抵抗Ｒ30の一端を接続し、その帰還抵抗Ｒ30の他端を電力増幅器３２の信号入力端子に接続している。このように、この第９実施形態の電力増幅回路９１は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路１１の並列負帰還回路３３に、帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31とを順に直列に接続した直列接続回路を用いたものである。上記帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31で構成された負帰還回路３５は、両端のＡ３−Ｂ３間にインピーダンスＺ３を有する。
【００７３】
上記構成の電力増幅回路９１は、第３実施形態の電力増幅回路と同様の効果を有すると共に、負帰還回路３５に用いた帰還抵抗Ｒ30の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定することができる。
【００７４】
なお、上記第９実施形態では、帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いたが、ダイオードと帰還抵抗とキャパシタンス素子とを順に直列に接続した直列接続回路またはダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。
【００７５】
（第１０実施形態）
図１６はこの発明の第１０実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１０実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路３３に、ダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31との直列接続回路を用いたものである。図１６に示すように、この電力増幅回路１１１は、ダイオードＤ111のカソードとキャパシタンス素子Ｃ111との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ112を介して接地している。また、上記ダイオードＤ111のアノード側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ111を介してバイアス電源Ｖbを接続している。
【００７６】
この第１０実施形態の電力増幅回路１１１は、第３実施形態の図３に示す電力増幅回路３１において、電力増幅器１１２のバイアス電源Ｖbおよびバイアス抵抗Ｒ111、ダイオードＤ111のバイアス用接地抵抗Ｒ112が付加された構成である。上記バイアス電源Ｖbは、電力増幅器１１２がバイポーラトランジスタで構成される場合には、ベースバイアス電源またはコレクタバイアス電源であり、電力増幅器１１２が電界効果トランジスタで構成される場合には、ゲートバイアス電源またはドレインバイアス電源である。この第１０実施形態のバイアス電源Ｖbはベースバイアス電源である。上記バイアス電源ＶbからダイオードＤ111,接地抵抗Ｒ112を経由して接地に至る経路は、直流的に導通状態にあり、ダイオードＤ111は、バイアス電源Ｖbによってバイアスされる。上記ダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111で構成された負帰還回路１１３は、両端のＡ１１−Ｂ１１間にインピーダンスＺ１１を有する。
【００７７】
上記第１０実施形態の電力増幅回路１１１では、ダイオードＤ111のバイアスを調整することによって、その両端信号電圧による可変インピーダンス特性を上記第３実施形態の電力増幅回路よりも高い自由度で設定することが可能であり、電力増幅器の歪みをさらに低減することができる。
【００７８】
たとえば、ダイオードＤ111をそのオン電圧付近にバイアスすれば、ダイオードＤ111の両端電圧の増減によって、ダイオードＤ111はオフ状態からオン状態まで大きく特性変化するため、広い可変インピーダンス特性が得られる。一方、ダイオードＤ111をそのオン電圧より十分高い電圧にバイアスすれば、両端信号電圧の増減によっても、ダイオードＤ111はオフ状態までは特性変化しないため、比較的狭い可変インピーダンス特性が得られる。
【００７９】
また、この第１０実施形態の電力増幅回路１１１においても、ダイオードＤ111は、電力増幅器１１２のバイアス電源によってバイアスされるため、付加的な制御電圧発生手段は不要である。ただし、上記第３実施形態の電力増幅回路と異なり、ダイオードＤ111へのバイアスによって、電力増幅器１１２のバイアスが影響を受けるので、ダイオードＤ111に流れる電流によって生じるバイアス抵抗Ｒ111での電圧降下分に見合うだけ、バイアス抵抗Ｒ111の抵抗値やバイアス電源Ｖｂの電圧値を調整する必要がある。
さらに、この発明の第１０実施形態の電力増幅回路１１１においても、付加的な入力信号電力検出手段および付加的な負帰還量制御手段が不要であり、低歪み電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００８０】
（第１１実施形態）
図１７はこの発明の第１１実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１１実施形態の電力増幅回路は、図１６に示す第１０実施形態の電力増幅回路において、ダイオードＤ111をバイポーラトランジスタＴr121のベース-エミッタ間の接合で構成したものである。図１７に示すように、この電力増幅回路１２１は、バイポーラトランジスタＴr121のエミッタとキャパシタンス素子Ｃ121との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ122を介して接地している。また、上記バイポーラトランジスタＴr121のコレクタ側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ121を介してバイアス電源Ｖbを接続している。
【００８１】
なお、上記電力増幅回路１２１では、バイポーラトランジスタＴr121のコレクタはベースに短絡されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタＴr121のベース-コレクタ間の接合を用いてもよい。上記バイポーラトランジスタＴr121とキャパシタンス素子Ｃ121で構成された負帰還回路１２３は、両端のＡ１２−Ｂ１２間にインピーダンスＺ１２を有する。
【００８２】
上記電力増幅回路１２１を構成するときに、電力増幅器１２２やダイオードとして動作するバイポーラトランジスタＴr121を個別部品で構成する場合と、これらを同一の半導体基板上に形成したＩＣとして構成される場合がある。
【００８３】
上記電力増幅回路１２１がＩＣとして構成され、電力増幅器１２２がバイポーラトランジスタを増幅素子として構成されている場合には、上記ダイオードをバイポーラトランジスタＴr121で構成すれば、上記増幅素子としてのバイポーラトランジスタと同一製造工程でバイポーラトランジスタＴr121を製造できるため、製造工程を増やすことなく、電力増幅器１２２の製造工程時に負帰還回路１２３も同時に製造できる。
【００８４】
また、上記第１１実施形態の電力増幅回路１２１のバイポーラトランジスタＴr121の代わりに電界効果トランジスタを用いてもよい。さらに、電力増幅回路１２１がＩＣとして構成され、電力増幅器１２２が電界効果トランジスタを増幅素子として構成されている場合に、製造工程の簡素化の点でより好ましい。
【００８５】
（第１２実施形態）
図１８はこの発明の第１２実施形態の電力増幅回路の回路図であり、第１１実施形態の電力増幅回路の具体的な回路を示している。上記第１１実施形態の電力増幅回路の電力増幅器１２２に相当する電力増幅器１３２が、エミッタ接地のバイポーラトランジスタＴr132で構成されている。図１８に示すように、この電力増幅回路１３１は、バイポーラトランジスタＴr131のエミッタとキャパシタンス素子Ｃ131との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ132を介して接地している。また、上記バイポーラトランジスタＴr131のコレクタ側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ131を介してバイアス電源Ｖbを接続している。上記バイポーラトランジスタＴr131とキャパシタンス素子Ｃ131で構成された負帰還回路１３３は、両端のＡ１３−Ｂ１３間にインピーダンスＺ１３を有する。
【００８６】
上記構成の電力増幅回路１３１において、電力増幅器１３２のバイポーラトランジスタＴr132を駆動するために、ベースバイアス電源Ｖbには正の電圧が印加されるので、この実施形態のように、ダイオードとして用いるバイポーラトランジスタＴr131のエミッタ端子（ダイオードのカソード端子に相当）を接地側（抵抗Ｒ132の端子）に接続した方が、ダイオードのバイアスをオフ状態からオン状態までの広範囲に設定できるので、可変インピーダンス特性の調整自由度を高くできる。
【００８７】
また、上記ダイオードとして用いるバイポーラトランジスタＴr131と電力増幅器１３２のバイポーラトランジスタＴr132のバイアス電流の温度特性を略同一にすることによって、バイポーラトランジスタＴr132のバイアス電流の温度特性がバイポーラトランジスタＴr131のバイアス電流の温度特性によって補償され、温度補償された安定した動作が可能になる。
【００８８】
また、上記第１２実施形態の電力増幅回路１３１のバイポーラトランジスタＴr131の代わりに電界効果トランジスタを用いてもよい。さらに、上記電力増幅回路１３１がＩＣとして構成され、電力増幅器１３２が電界効果トランジスタを増幅素子として構成されている場合に、製造工程の簡素化の点でより好ましい。
【００８９】
（第１３実施形態）
図１９はこの発明の第１３実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１３実施形態の電力増幅回路１４１は、電界効果トランジスタを電力増幅素子およびダイオードとして用いた場合の実施の形態を示すものであり、第１０実施形態の図１６に示す電力増幅器１１２が、ソース接地の電界効果トランジスタＦ142で構成され、負帰還回路１１３は電界効果トランジスタＦ141のゲート(Ｇ)−ソース(Ｓ)間接合とキャパシタンス素子Ｃ141との直列接続回路で構成されている。上記電界効果トランジスタＦ141とキャパシタンス素子Ｃ141で構成された負帰還回路１４３は、両端のＡ１４−Ｂ１４間にインピーダンスＺ１４を有する。
【００９０】
上記ダイオードとして用いられる電界効果トランジスタＦ141のゲートを電界効果トランジスタＦ142のドレインバイアス電源Ｖbに接続し、電界効果トランジスタＦ141のソースを接地抵抗Ｒ142を介して接地している。なお、上記電界効果トランジスタＦ141のドレインは開放状態になっているが、電界効果トランジスタＦ141のソースと接続されてもよい。
【００９１】
上記ドレインバイアス電源Ｖbから正の電圧が印加されるので、この実施形態のように、ダイオードとして用いる電界効果トランジスタＦ141のソース端子（ダイオードのカソード端子に相当）を接地側（抵抗Ｒ142の端子）に接続した方が、ダイオードのバイアスをオフ状態からオン状態まで広範囲に設定できるので、可変インピーダンス特性の調整自由度を高くできる。
【００９２】
（第１４実施形態）
図２０はこの発明の第１４実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１４実施形態の電力増幅回路は、帰還抵抗Ｒ113を除き第１０実施形態の図１６に示す電力増幅回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００９３】
図１６に示すように、ダイオードＤ111のアノードに帰還抵抗Ｒ113の一端を接続し、その帰還抵抗Ｒ113の他端を電力増幅器１１２の信号入力端子に接続している。このように、この第１４実施形態の電力増幅回路１５１は、帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111とを順に直列に接続した直列接続回路を用いたものである。上記帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111で構成された負帰還回路１５３は、両端のＡ１５−Ｂ１５間にインピーダンスＺ１５を有する。
【００９４】
上記構成の電力増幅回路１５１は、第３実施形態の電力増幅回路と同様の効果を有すると共に、負帰還回路１５３に用いた帰還抵抗Ｒ113の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定することができる。
【００９５】
なお、上記第１４実施形態では、帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いたが、ダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。また、ダイオードとキャパシタンス素子とを直列接続した回路の両端に夫々帰還抵抗を接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。さらに、ダイオードと帰還抵抗とキャパシタンス素子とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよく、その場合、帰還抵抗のいずれか一端を接地抵抗を介して接地する。
【００９６】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明の電力増幅回路によれば、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信システムで要求される低歪みで高効率な電力増幅回路を実現することができる。
【００９７】
また、この発明の通信装置によれば、上記電力増幅回路を送信部に用いることによって、小型化ができると共に、送信信号を低歪みかつ低消費電力で増幅することが可能となり、通信装置の低消費電力化ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１はこの発明の第１実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図２】 図２はこの発明の第２実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図３】 図３はこの発明の第３実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図４】 図４はこの発明の第４実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図５】 図５は上記電力増幅回路の並列負帰還回路のインピーダンスの入力信号電力依存性を示す図である。
【図６】 図６はこの発明の第５実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図７】 図７はこの発明の第６実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図８】 図８は上記電力増幅回路の並列負帰還回路のインピーダンスの入力信号電力依存性を示す図である。
【図９】 図９はこの発明の第７実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１０】 図１０はこの発明の第８実施形態の電力増幅回路を用いた通信装置のブロック図である。
【図１１】 図１１は従来の電力増幅回路の回路図である。
【図１２】 図１２はこの発明の電力増幅回路および従来の電力増幅回路における利得の出力信号電力依存性を示す図である。
【図１３】 図１３は従来の他の電力増幅回路の回路図である。
【図１４】 図１４(Ａ)はダイオードの直列接続回路を示す図であり、図１４(Ｂ)は上記直列接続回路の高周波等価回路を示す図である。
【図１５】 図１５はこの発明の第９実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１６】 図１６はこの発明の第１０実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１７】 図１７はこの発明の第１１実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１８】 図１８はこの発明の第１２実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１９】 図１９はこの発明の第１３実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図２０】 図２０はこの発明の第１４実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【符号の説明】
１１,２１,３１,３４,４１,５１,６１,７１,１１１,１２１,１３１,１４１,１５１…電力増幅回路、
１２,２２,３２,４２,５２,６２,７２,１１２,１２２,１３２,１４２…電力増幅器、
１３,２３,３３,３５,４３,５３,６３,７３,１１３,１２３,１３３,１４３,１５３…負帰還回路、
８１…通信装置、
Ｄ1,Ｄ2,Ｄ31,Ｄ51,Ｄ52,Ｄ111…ダイオード、
Ｔr41,Ｔr61,Ｔr62,Ｔr71,Ｔr121,Ｔr131,Ｔr132…バイポーラトランジスタ、
Ｆ141,Ｆ142…電界効果トランジスタ、
Ｃ1,Ｃ2,Ｃ31,Ｃ41,Ｃ111,Ｃ121,Ｃ131,Ｃ141…キャパシタンス素子、
Ｒ1,Ｒ2…抵抗、
Ｒ30,Ｒ113…帰還抵抗、
Ｒ111,Ｒ121,Ｒ131…バイアス抵抗、
Ｒ112,Ｒ122,Ｒ132,Ｒ142…接地抵抗。
【発明の属する技術分野】
この発明は、通信装置(例えば携帯電話)等に用いられる電力増幅回路に関し、特に低歪増幅を必要とする送信用として用いられる電力増幅回路およびそれを用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話や無線ＬＡＮシステム等の今日および将来の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；直交位相変調)やＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重)等のデジタル変復調が主流となっており、これら無線通信システムで使用される電力増幅回路は、低歪み動作が要求されている。加えて、電池駆動端末の低消費電力化のため、電力増幅回路には高効率動作が要求される。このような電力増幅回路に用いられる増幅デバイスとしては、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられている。これらバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタは、飽和動作に近づくと効率が向上する特性を有しているが、飽和動作領域では、振幅歪みや位相歪みが増大するため、高効率動作と低歪み動作はトレードオフの関係にある。このトレードオフを克服するために電力増幅器に負帰還をかける手法が知られている。
【０００３】
図１１は、一般的な負帰還型電力増幅回路を示している。図１１において、１０２は入力信号電力Ｐinに依存した利得Ｇ2(Ｐin)を有する電力増幅器、１０３はその両端インピーダンスにより帰還量βを有する負帰還回路であり、電力増幅器１０２の入出力間に負帰還回路１０３で並列負帰還をかけることにより、負帰還型電力増幅回路１０１が構成されている。
【０００４】
上記電力増幅器１０２は、入力信号電力Ｐinが増大し、出力信号電力Ｐoutが飽和に近づくにつれて、入力信号電力Ｐinの増大分よりも出力信号電力Ｐoutの増大分が小さくなるため、増幅器の利得Ｇ2(Ｐin)が徐々に低下する。この利得低下は、いわゆる振幅歪であり、高調波歪の発生原因になると共に、キャリアの瞬時振幅が変動するような変調波入力信号を増幅する場合には、瞬時的な各キャリア振幅に対して利得が異なることになり、増幅後の出力信号の波形に歪みが生じ、隣接チャネル漏洩電力の増大などの通信障害を招く。
【０００５】
一方、上記電力増幅器１０２に、負帰還回路１０３により帰還量βで負帰還をかけた負帰還型電力増幅回路１０１の利得Ｇ3(Ｐin)は、
【数１】
【０００６】
また、(式１)をＰinで微分するとわかるように、
【数２】
【０００７】
また、特開平８−１１１６１４号公報には、図１３に示すように、負帰還回路に負帰還量の制御端子を設け、入力信号電力に応じた制御電圧によって、負帰還量を制御して利得を制御する負帰還可変利得型電力増幅回路が開示されている。図１３において、１７１は増幅用ソース接地ＦＥＴ、１７３は帰還用ＦＥＴであり、帰還用ＦＥＴ１７３のソースを増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のゲートに接続し、帰還用ＦＥＴ１７３のゲートを抵抗１７７を介して制御端子１７９に接続し、帰還用ＦＥＴ１７３のドレインを制御端子１８１に接続している。さらに、上記帰還用ＦＥＴ１７３のゲ−トにコンデンサ１７５を介して増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のドレインを接続し、帰還用ＦＥＴ１７３とコンデンサ１７５によって並列負帰還回路を形成している。また、制御端子１７９,１８１をバイパス用のコンデンサ１８３,１８５を介して夫々接地している。さらに、増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のゲートを入力整合回路１８７を介して信号入力端子１９１に接続し、増幅用ソース接地ＦＥＴ１７１のドレインを出力整合回路１９３を介して信号出力端子１９５に接続している。
【０００８】
上記制御端子１７９に印加する制御電圧Ｖ1または制御端子１８１に印加する制御電圧Ｖ2によって、帰還用ＦＥＴ１７３の相互コンダクタンスを変化させることにより、帰還量を変化させて利得を制御する。そうして、入力信号電力が大きいときは、制御電圧Ｖ1またはＶ2によって、帰還用ＦＥＴ１７３の相互コンダクタンスを大きくし、帰還量が大きくなるように利得を制御(具体的には利得を低減)することによって、電力増幅回路の歪を低減することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図１１に示す負帰還型電力増幅回路では、より飽和に近い動作まで利得の低下を抑制しようとすると、帰還量βを大きく設定しておく必要があり、利得自体の低下をもたらすと共に、利得の低下による電力付加効率(PAE: Power Added Efficiency)の低下を招くという問題がある。
【００１０】
また、図１３に示す負帰還可変利得型電力増幅回路では、帰還量を制御するための付加的な制御電圧発生手段や入力信号電力検出手段が必要となるので、電力増幅回路の回路構成が複雑になると共に、電力増幅回路の小型化が困難になるという問題がある。また、入力信号電力が大きいときに歪を低減するためには、利得を低く制御することが必要であり、図１１の負帰還型電力増幅回路と同様に利得の低下による電力付加効率の低下を招くという問題がある。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、飽和動作に近い状態での入力信号電力の増大による電力増幅器の利得の低下を抑制できると共に、小型化が可能な低歪みで高効率な電力増幅回路およびそれを用いた通信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子との直列接続回路であり、上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴としている。
【００１３】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記ダイオードとキャパシタンス素子との直列接続回路において、上記ダイオードは、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、上記負帰還回路による電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は、上記キャパシタンス素子によって遮断されているので、電力増幅器のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とが直列に接続された直列接続回路であり、上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴としている。
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記帰還抵抗の抵抗値を調整することによって、上記負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定できる。
【００１４】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴としている。
【００１５】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記負帰還回路の両端の信号電圧の増大に伴って上記負帰還回路のインピーダンスを増大させることにより、電力増幅器の利得が入力信号電力の増大に伴って低下する飽和動作領域での負帰還量を低減し、上記飽和動作領域での利得低下を抑制することが可能となり、電力増幅器の低歪み動作と高効率動作の両立が可能となる。したがって、例えば通信端末内で電力増幅器の占める消費電力の割合が大きくなる高出力(飽和動作に近い)状態での低消費電力化が可能となり、通信端末の低消費電力化に大きく寄与する。また、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路が、第１のダイオードおよび第２のダイオードが順方向が互いに対向するように直列に接続された直列接続回路であり、上記第２のダイオードは、上記第１のダイオードよりも大きな接合面積を有することを特徴としている。
【００２１】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記第１のダイオードおよび第２のダイオードが順方向が互いに対向するように直列に接続された直列接続回路において、上記第１,第２のダイオードは、それらの両端電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、この電力増幅回路では、上記第１,第２のダイオードが順方向に互いに対向するように接続されているため、いずれのダイオードも直流的には非導通状態にあり、上記負帰還回路による増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は遮断されており、キャパシタンス素子を付加しなくても、電力増幅器のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
また、上記第１ , 第２のダイオードの接合面積が異なることにより、上記第１ , 第２のダイオードが同一である場合に比べ、上記負帰還回路の両端に発生する信号電圧に対する負帰還量の変化を大きくすることができ、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られる。また、この電力増幅回路では、上記第１ , 第２のダイオードが等しい接合面積を有する場合の負帰還の変化量を、より接合面積の小さいダイオードで実現することが可能となり、電力増幅回路の小型化が可能となる。これは、以下のように説明できる。
図１４ ( Ａ ) は、単位接合面積のｎ倍の大きさのダイオードＤ 1 と、単位接合面積のｍ倍の大きさのダイオードＤ 2 とを、順方向が互いに対向するように直列接続した回路を示している。図１４ ( Ｂ ) は、図１４ ( Ａ ) の高周波的な等価回路であり、ダイオードＤ 1 は抵抗Ｒ 1 とキャパシタンス素子Ｃ 1 の並列接続回路で表され、ダイオードＤ 2 は抵抗Ｒ 2 とキャパシタンス素子Ｃ 2 の並列接続回路で表されている。ここで、単位接合面積当たりのダイオードの抵抗 , 容量成分をそれぞれＲ o, Ｃ o とし、ダイオードＤ 1 とＤ 2 の総接合面積Ｋは一定とすると、ｍ＝Ｋ−ｎであり、
【数３】
【数４】
【数５】
【数６】
ダイオードの非線形性により、Ａ端電圧Ｖ a またはＢ端電圧Ｖ b の変化に応じて単位接合面積当たりのダイオードの抵抗Ｒ o, 容量成分Ｃ o が変化するため、インピーダンスＺの実部および虚部も変化することになり、可変インピーダンス特性が得られるが、その変化量はＡ ( ｎ ) に比例する。総接合面積Ｋが一定であれば、Ａ ( ｎ ) は、０＜ｎ＜Ｋでは、ｎ＝Ｋ／２、すなわちｎ＝ｍの時に極小点を有する関数となる。したがって、ダイオードＤ 1 とＤ 2 の接合面積を異ならせた方が、同一の接合面積である場合に比べインピーダンスＺの可変量は大きくすることができる。
【００２２】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、１つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合およびベース−コレクタ間接合で構成されていることを特徴としている。
【００２３】
上記電力増幅器として、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられる。したがって、上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードとして１つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合およびベース−コレクタ間接合を用いると、バイポーラトランジスタ内では、これらの接合は互いに逆方向に接続されており、上記第１,第２のダイオードの直列接続回路と同様の機能を有する。さらに、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードとしてのバイポーラトランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２４】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、第１のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合および第２のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００２５】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つのバイポーラトランジスタのサイズ等を個別に設定できるので、第１,第２のダイオードの特性を個別に設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としての増幅用バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つのバイポーラトランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２６】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路が、第１の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合および第２の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００２７】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つの電界効果トランジスタのサイズ等を個別に設定できるので、上記第１,第２のダイオードの特性を個別に設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路を構成する２つの電界効果トランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【００３１】
【００３２】
【００３３】
【００３４】
【００３５】
【００３６】
また、この発明の電力増幅回路は、電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、上記負帰還回路が、上記ダイオードと上記キャパシタンス素子の直列接続回路または上記ダイオードと上記キャパシタンス素子と帰還抵抗の直列接続回路であって、上記ダイオードと上記キャパシタンス素子との間の接続点が接地抵抗を介して接地され、上記ダイオードがバイアスされるように上記直列接続回路の一端に上記電力増幅器のバイアス電源が接続されていることを特徴としている。
【００３７】
上記構成の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に発生する信号電圧に依存し、上記信号電圧は入力信号電力の増大に伴って増大する。したがって、上記負帰還回路による電力増幅器に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、その可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定出力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。なお、上記電力増幅器は、１段であっても多段であってもよい。さらに、上記ダイオードとキャパシタンス素子との間の接続点を接地抵抗を介して接地すると共に、上記直列接続回路の一端に電力増幅器のバイアス電源を接続することによって、上記バイアス電源からダイオード,接地抵抗を介して接地に至る経路(経路に帰還抵抗を含む場合もある)を直流的に導通状態にして、バイアス電源によりダイオードにバイアスをかける。そうして、上記バイアス電源の電圧値や上記接地抵抗の抵抗値を調整して、ダイオードのバイアスを調整することによって、そのダイオードの両端信号電圧による可変インピーダンス特性を設定する自由度がより高くなり、増幅器の歪みをさらに低減できる。また、上記負帰還回路がダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗の直列接続回路である場合、帰還抵抗の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定できる。
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記負帰還回路のインピーダンスが、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴としている。
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記負帰還回路の両端の信号電圧の増大に伴って上記負帰還回路のインピーダンスを増大させることにより、電力増幅器の利得が入力信号電力の増大に伴って低下する飽和動作領域での負帰還量を低減し、上記飽和動作領域での利得低下を抑制することが可能となり、電力増幅器の低歪み動作と高効率動作の両立が可能となる。したがって、例えば通信端末内で電力増幅器の占める消費電力の割合が大き くなる高出力 ( 飽和動作に近い ) 状態での低消費電力化が可能となり、通信端末の低消費電力化に大きく寄与する。また、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００３８】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記ダイオードは、バイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００３９】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記電力増幅器の増幅素子としてバイポーラトランジスタを用いている場合には、上記ダイオードをバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成することによって、上記増幅素子としてのバイポーラトランジスタと同一の製造工程でダイオードとして用いるバイポーラトランジスタを製造できるため、製造工程を増やすことなく、電力増幅器の製造工程時に負帰還回路も同時に製造できる。
【００４０】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記電力増幅器が、バイポーラトランジスタを用いて構成されており、上記ダイオードを構成するバイポーラトランジスタと上記電力増幅器に用いられたバイポーラトランジスタのバイアス電流の温度特性が略同一であることを特徴としている。
【００４１】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記ダイオードを構成するバイポーラトランジスタと上記電力増幅器に用いられたバイポーラトランジスタのバイアス電流の温度特性を略同一にすることによって、温度補償された安定した動作ができる。
【００４２】
また、一実施形態の電力増幅回路は、上記ダイオードが、電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソース間のうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴としている。
【００４３】
上記実施形態の電力増幅回路によれば、上記ダイオードによる直列接続回路を構成する電界効果トランジスタのサイズ等を設定することにより、上記ダイオードの特性を設定可能であり、より自由度の高い負帰還量の可変特性が得られると共に、上記電力増幅器としてのバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタと、上記ダイオードを構成する電界効果トランジスタとを同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００４４】
また、この発明の通信装置は、上記電力増幅回路が送信部に用いられたことを特徴としている。
【００４５】
上記構成の通信装置によれば、上記電力増幅回路を送信部に用いることによって、小型化ができると共に、送信信号を低歪みかつ低消費電力で増幅することが可能となり、通信装置の低消費電力化ができる。例えば、通信装置として、携帯電話に代表されるリチウムイオン電池やニッケル水素電池等を用いたバッテリ駆動型の携帯端末では、電池切れまでの通信時間延長が重要であり、この電力増幅回路を用いることによる効果が特に高い。また、通信時間が同じであれば、より小型の電池を用いることができ、通信装置の小型化が可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の電力増幅回路およびそれを用いた通信装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４７】
（第１実施形態）
図１は、この発明の第１実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この電力増幅回路１１は、図１に示すように、電力増幅器１２と、その電力増幅器１２の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された並列負帰還回路１３で構成されている。上記並列負帰還回路１３は、両端のＡ１−Ｂ１間にインピーダンスＺ1を有する。上記電力増幅器１２の信号入力端子に入力された入力信号電力Ｐinを電力増幅回路１１により増幅し、出力信号電力Ｐoutとして出力する。ここで、電力増幅器１２の利得は、入力信号電力Ｐinに依存し、Ｇ2(Ｐin)と表記する。また、並列負帰還回路１２の帰還量は、入力信号電力Ｐinに依存し、β(Ｐin)と表記する。この電力増幅回路１１の利得は、入力信号電力Ｐinの関数としてＧ1(Ｐin)と表記すると、
【数７】
【数８】
【数９】
【００４８】
また、携帯電話等の無線通信端末では、送信電力が高く、電力増幅回路が飽和動作に近づいたときの歪みが大きな問題となっている。このような飽和動作付近では、増幅器の利得は、入力信号電力の増大に伴って単調に低下する。したがって、この発明のより好ましい実施の形態としては、入力信号電力Ｐinの増大に伴ってインピーダンスＺ1が増大するようなインピーダンス素子を用いる。したがって、利得の出力信号電力Ｐout依存性について従来との相違が図１２に示すように、入力信号電力Ｐinが増大すると、並列負帰還量β(Ｐin)が減少するので、飽和動作付近での負帰還ループ利得Ｇ2(Ｐin)β(Ｐin)が、図１１に示す従来の固定βの場合より小さくなり、従来の利得Ｇ3(Ｐin)に対して利得Ｇ1(Ｐin)の低下はより高い出力信号電力Ｐoutまで抑制される。
【００４９】
このように、上記電力増幅器２がより飽和動作に近い動作でも低歪み動作ができ、低歪みで高効率な電力増幅回路を実現できる。また、負帰還量の可変特性によって、飽和出力付近の入力信号電力Ｐinの増大に伴う利得低下が抑制できるので、従来の負帰還型電力増幅回路の場合よりも帰還量の絶対値を低減することにより、低歪みを維持しつつ高い利得を得ることも可能となる。また、この第１実施形態の電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５０】
（第２実施形態）
図２は、この発明の第２実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この電力増幅回路２１は、図２に示すように、電力増幅器２２と、その電力増幅器２２の接地端子と接地との間に接続された直列負帰還回路２３で構成されている。上記直列負帰還回路２３は、両端のＡ２−Ｂ２間にインピーダンスＺ２を有するインピーダンス素子である。上記電力増幅器２２の信号入力端子に入力された入力信号電力Ｐinを電力増幅回路２１により増幅し、出力信号電力Ｐoutとして出力する。ここで、この電力増幅器２２の利得は、入力信号電力Ｐinに依存し、Ｇ2(Ｐin)と表記する。また、直列負帰還回路２３の帰還量βは、入力信号電力Ｐinに依存し、β(Ｐin)と表記する。直列負帰還の場合は、帰還量βがＡ２−Ｂ２間に発生する信号電圧に依存し、Ａ２−Ｂ２間のインピーダンスＺ２が小さいほど帰還量は小さくなる。この電力増幅回路２１の利得は、入力信号電力Ｐinの関数としてＧ1(Ｐin)と表記すると、第１実施形態の場合と同様に、
【数１０】
【数１１】
【００５１】
また、この発明のより好ましい実施の形態としては、入力信号電力Ｐinの増大に伴ってインピーダンスＺ２が低下するようなインピーダンス素子を用いる。
【００５２】
したがって、入力信号電力Ｐinが増大すると、直列負帰還量β(Ｐin)が減少するので、飽和動作付近での負帰還ループ利得Ｇ2(Ｐin)β(Ｐin)が固定βの場合より小さくなり、利得Ｇ1(Ｐin)の低下は、より高い出力信号電力Ｐoutまで抑制される。
【００５３】
このように、電力増幅器２がより飽和動作に近い動作でも低歪み動作ができると共に、低歪で高効率な電力増幅回路を実現できる。また、負帰還量の可変特性によって、飽和出力付近の入力信号電力Ｐinの増大に伴う利得低下が抑制できるので、従来の負帰還型電力増幅回路の場合よりも帰還量の絶対値を低減することにより、低歪みを維持しつつ高い利得を得ることも可能となる。また、この第２実施形態の電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５４】
（第３実施形態）
図３は、この発明の第３実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第３実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路３３に、ダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31との直列接続回路を用いたものである。上記ダイオードＤ31は、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しているため、負帰還回路のインピーダンスは、その両端に発生する信号電圧に依存する。
【００５５】
したがって、電力増幅器３２に対する負帰還量が入力信号電力によって可変となり、上記可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力の増大または減少による電力増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定の出力信号電力付近での電力増幅器の歪みを低減できる。また、上記並列負帰還回路による電力増幅器３２の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は、キャパシタンス素子Ｃ31によって遮断されているので、電力増幅器３２のバイアス状態を撹乱することもない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードＤ31には直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００５６】
また、上記並列負帰還回路３３のＡ３−Ｂ３間のインピーダンスＺ３の絶対値およびダイオードＤ31の非線型性によるＡ３−Ｂ３間のインピーダンスＺ３の変化率は、キャパシタンス素子Ｃ31の容量値にも依存する。具体的には、容量値を小さくすると、帰還量が減少して、電力増幅回路３１の利得が増大する一方、入力信号電力Ｐinに対する帰還量の変化量は減少する。したがって、このキャパシタンス素子Ｃ31の容量値は、この電力増幅回路の設計事項として、要求される利得,出力および歪み特性に応じて適宜設定される。
【００５７】
（第４実施形態）
図４は、この発明の４実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第４実施形態の電力増幅回路は、図３に示す第３実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ31の代わりに、バイポーラトランジスタＴr41のベース−エミッタ間の接合を用いたものである。この第４実施形態では、バイポーラトランジスタＴr41のコレクタはベースに接続されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタＴr41のベース−コレクタ間の接合を用いてもよい。また、バイポーラトランジスタＴr41の代わりに電界効果トランジスタを用い、バイポーラトランジスタＴr41のベース,コレクタおよびエミッタのそれぞれに電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースを対応させて接続し、ゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を上記ダイオードとして用いてもよい。
【００５８】
図５は、図４における並列負帰還回路４３のみについて、一方のＢ４端を接地し、他方のＡ４端から信号を入力したときの、Ａ４端から見たインピーダンスＺ1の入力信号電力依存性を示している。ここで、信号周波数は１.９５ＧＨz、キャパシタンス素子Ｃ41の容量値は３ｐＦ、バイポーラトランジスタＴr41としてはガリウムヒ素ＨＢＴを用い、ベース−エミッタの接合面積は１０２.４μｍ2である。図５より、入力信号電力の増加に伴い、Ａ４−Ｂ４間のインピーダンスＺ４の実部は殆ど変化しないが虚部は絶対値が増大していく。したがって、この並列負帰還回路４３は、電力増幅器４２の入力信号電力Ｐinの増加に伴ってインピーダンスＺ４が増大し、帰還量が低下するので、この第４実施形態の電力増幅回路４１の飽和動作付近での利得低下が抑制され、高効率動作可能な電力増幅回路を実現できる。
【００５９】
（第５実施形態）
図６は、この発明の第５実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第５実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路１３に、順方向が互いに対向するように直列接続された第１のダイオードＤ51および第２のダイオードＤ52を用いたものである。
【００６０】
上記ダイオードＤ51,Ｄ52は、両端信号電圧に対して可変インピーダンス特性を有しており、入力信号電力に応じた電力増幅器５２の入力信号電力または出力信号電力に応じた電力増幅器５２の出力端信号電圧によって、ダイオードＤ51,Ｄ52のインピーダンスが変化するため、電力増幅器５２に対する負帰還量が可変となり、上記可変特性を調整することにより、所定の出力信号電力付近での入力信号電力または出力信号電力による増幅器の利得変動を抑制できると共に、所定の出力信号電力付近での電力増幅回路５１の歪みを低減できる。また、この第５実施形態では、ダイオードＤ51,Ｄ52が互いに逆バイアス方向に接続されているため、いずれのダイオードも直流的には非導通状態にあり、上記並列負帰還回路による電力増幅器５２の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路は遮断されており、第３および第４実施形態のようにキャパシタンス素子を付加しなくても、電力増幅器のバイアス状態に撹乱をきたさない。また、この電力増幅回路によれば、ダイオードには直流バイアスを印加する必要がなく、ダイオードの付加的なバイアス回路が不要である。さらに、この電力増幅回路によれば、付加的な入力信号電力検出手段や負帰還量制御手段が不要であり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００６１】
（第６実施形態）
図７は、この発明の第６実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第６実施形態の電力増幅回路は、図６に示す第５実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ51,Ｄ52の代わりに、第１のバイポーラトランジスタＴr61および第２のバイポーラトランジスタＴr62のベース−エミッタ間接合を用いたものである。この第６実施形態では、Ｔr61およびＴr62のそれぞれのコレクタはそれぞれのベースに短絡されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタのベース−コレクタ間の接合を用いてもよい。また、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62の代わりに電界効果トランジスタを用い、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62のベース,コレクタおよびエミッタのそれぞれに電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースを対応させて接続して、ゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を上記ダイオードとして用いてもよい。
【００６２】
図８は、図７に示す並列負帰還回路６３のみについて、一方のＢ６端を接地し、他方のＡ６端から信号を入力したときのＡ６端から見たインピーダンスＺ６の入力信号電力依存性を示している。ここで、信号周波数は１.９５ＧＨz、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62としてはガリウムヒ素ＨＢＴを用い、ベース−エミッタの接合面積は、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62の合計の接合面積を１７９.２μｍ2で一定として、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61,Ｔr62のベース−エミッタ接合面積比を(９：５)、(８：６)、(１：１)とした場合を示している。図８において、黒丸印はベース−エミッタ接合面積比が(９：５)、白丸印はベース−エミッタ接合面積比が(８：６)、黒三角印はベース−エミッタ接合面積比が(１：１)のときのインピーダンスＺ６の実部と虚部を示している。
【００６３】
図８より、入力信号電力の増加に伴って、インピーダンスＺ６の実部は殆ど変化しないが、虚部は絶対値が増大していく。したがって、この並列負帰還回路６３は、電力増幅器６２の入力信号電力Ｐinの増加に伴ってインピーダンスＺ６が増大し、帰還量が低下するので、この電力増幅回路６１の飽和動作付近での入力信号電力Ｐinの増加による利得低下が抑制され、高効率動作可能な電力増幅回路を実現できる。また、第１,第２のバイポーラトランジスタＴr61とＴr62の接合面積比を(１：１)からずらした方が入力信号電力が増大したときのインピーダンスの変化が大きく、負帰還回路の両端信号電圧に対する負帰還量の変化を大きくすることができ、より自由度の高い負帰還の可変特性が得られる。また、この第６実施形態では、上記第１,第２のダイオードＤ51,Ｄ52が同一である場合の負帰還回路の両端電圧に対する負帰還の変化量を、より接合面積の小さいダイオードで実現することが可能となり、電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００６４】
（第７実施形態）
図９は、この発明の第７実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第７実施形態の電力増幅回路は、図６に示す第５実施形態の電力増幅回路のダイオードＤ51,Ｄ52の代わりに、１つのバイポーラトランジスタＴr71のベース−コレクタ間接合およびベース−エミッタ間接合を用いたものである。上記バイポーラトランジスタＴr71のベース自体は開放状態となる。この第７実施形態の電力増幅回路によれば、第６実施形態の電力増幅回路のように複数のトランジスタを使用する必要がなく、また、トランジスタのベース,エミッタおよびコレクタの各端子に設ける必要がある外部との接続用電極数を低減できるので、並列負帰還回路の小型化が可能となる。
【００６５】
上記第１〜第７実施形態において、電力増幅器を構成する増幅用デバイスとしては、シリコンやガリウムヒ素等の半導体を用いたバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタが用いられる。したがって、上記各実施形態のごとく、ダイオードとしてバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間またはベース−コレクタ間の接合や、電界効果トランジスタのゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間の接合を用いることにより、これらダイオードを、増幅用のバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタと同一の半導体基板上に形成できるため、電力増幅回路の小型化が容易にできる。
【００６６】
さらに、上記第１〜第７実施形態の電力増幅回路は、携帯電話に代表される移動体通信システムや無線ＬＡＮ(ローカル・エリア・ネットワーク)システム等で使用される電池動作の無線通信装置に用いられることにより、特に高効率動作の効果を発揮する。
【００６７】
（第８実施形態）
図１０は、この発明の第８実施形態の通信装置を示すものである。この通信装置８１は、図１０に示すように、電力増幅器段８２と、電圧供給手段８３と、通信装置の主電源としてのバッテリ８４(このバッテリは通信装置内の各回路部を駆動するが図示しない)と、フィルタ８５と、ドライバ増幅器段８６と、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する周波数変換部８７と、低雑音増幅器やフィルタ等で構成される受信用ＲＦ部８８と、ＩＦ／ベースバンド部８９と、デュプレクサ９０と、アンテナ９１とを備える。上記電力増幅器段８２,電圧供給手段８３,バッテリ８４,フィルタ８５およびドライバ増幅器段８６で送信部を構成している。
【００６８】
上記電力増幅器段８２は、所定のアンテナ出力を得るための利得に応じた段数Ｎの電力増幅器ＩＶ１〜ＩＶMで構成され、ドライバ増幅器段８６,電力増幅器ＩＶ１〜ＩＶMの少なくとも１つに第１〜第７実施形態の電力増幅回路のいずれかを用いている。また、電圧供給手段８３から電力増幅器８２を動作させるためのバイアス電圧Ｖ1,Ｖ2,…,ＶMが供給される。上記電力増幅器８２がバイポーラトランジスタで構成される場合は、これらバイアス電圧Ｖ1,Ｖ2,…,ＶMにより、バイポーラトランジスタのベースまたはコレクタがバイアスされる。
【００６９】
上記ドライバ増幅器８６や電力増幅器段８２で構成される送信部は、通信装置内で最大の信号電力を扱うため、増幅器の消費電力が大きく、増幅時の歪も生じやすいが、この第８実施形態では、送信部にこの発明の電力増幅回路が用いることによって、低歪みでかつ低消費電力で所定のアンテナ出力までの送信信号の増幅が可能となり、通信装置８１の低消費電力化ができる。また、アンテナ９１に近い増幅段ほど大きな信号電力を増幅するので、この発明の電力増幅回路をアンテナ９１により近い増幅器に用いることが通信装置の低消費電力化により効果的である。また、この第８実施形態のごとく、通信装置８１がバッテリ駆動型である場合、バッテリ切れまでの通信時間を伸ばすことが可能となる。また、従来と同一の通信時間であれば、より小型のバッテリを使用することが可能となり、通信装置の小型化,軽量化が可能となる。
【００７０】
さらに、この第８実施形態の通信装置がＷ−ＣＤＭＡ(Wideband Code Division Multiple Access)、ＩＳ−９５(CDMA方式のディジタル携帯電話の米国規格)、ＰＤＣ(Personal Digital Cellular；日本の現行のディジタル携帯電話規格)、ＰＨＳ(Personal Handiphone System；パーソナル・ハンディホン・システム)、ＩＭＴ−２０００(International Mobile Telecommunication 2000)等の送信用電力増幅回路に隣接チャネル漏洩電力規格に代表される厳しい低歪み特性が要求される通信システムで使用される場合、送信用電力増幅回路の低歪みと高効率の両立が可能であり、この発明のより望ましい実施形態となる。
【００７１】
（第９実施形態）
図１５はこの発明の第９実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第９実施形態の電力増幅回路は、帰還抵抗を除き第３実施形態の図３に示す電力増幅回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００７２】
図１５に示すように、ダイオードＤ31のアノードに帰還抵抗Ｒ30の一端を接続し、その帰還抵抗Ｒ30の他端を電力増幅器３２の信号入力端子に接続している。このように、この第９実施形態の電力増幅回路９１は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路１１の並列負帰還回路３３に、帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31とを順に直列に接続した直列接続回路を用いたものである。上記帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31で構成された負帰還回路３５は、両端のＡ３−Ｂ３間にインピーダンスＺ３を有する。
【００７３】
上記構成の電力増幅回路９１は、第３実施形態の電力増幅回路と同様の効果を有すると共に、負帰還回路３５に用いた帰還抵抗Ｒ30の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定することができる。
【００７４】
なお、上記第９実施形態では、帰還抵抗Ｒ30とダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いたが、ダイオードと帰還抵抗とキャパシタンス素子とを順に直列に接続した直列接続回路またはダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。
【００７５】
（第１０実施形態）
図１６はこの発明の第１０実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１０実施形態の電力増幅回路は、図１に示す第１実施形態の電力増幅回路の並列負帰還回路３３に、ダイオードＤ31とキャパシタンス素子Ｃ31との直列接続回路を用いたものである。図１６に示すように、この電力増幅回路１１１は、ダイオードＤ111のカソードとキャパシタンス素子Ｃ111との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ112を介して接地している。また、上記ダイオードＤ111のアノード側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ111を介してバイアス電源Ｖbを接続している。
【００７６】
この第１０実施形態の電力増幅回路１１１は、第３実施形態の図３に示す電力増幅回路３１において、電力増幅器１１２のバイアス電源Ｖbおよびバイアス抵抗Ｒ111、ダイオードＤ111のバイアス用接地抵抗Ｒ112が付加された構成である。上記バイアス電源Ｖbは、電力増幅器１１２がバイポーラトランジスタで構成される場合には、ベースバイアス電源またはコレクタバイアス電源であり、電力増幅器１１２が電界効果トランジスタで構成される場合には、ゲートバイアス電源またはドレインバイアス電源である。この第１０実施形態のバイアス電源Ｖbはベースバイアス電源である。上記バイアス電源ＶbからダイオードＤ111,接地抵抗Ｒ112を経由して接地に至る経路は、直流的に導通状態にあり、ダイオードＤ111は、バイアス電源Ｖbによってバイアスされる。上記ダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111で構成された負帰還回路１１３は、両端のＡ１１−Ｂ１１間にインピーダンスＺ１１を有する。
【００７７】
上記第１０実施形態の電力増幅回路１１１では、ダイオードＤ111のバイアスを調整することによって、その両端信号電圧による可変インピーダンス特性を上記第３実施形態の電力増幅回路よりも高い自由度で設定することが可能であり、電力増幅器の歪みをさらに低減することができる。
【００７８】
たとえば、ダイオードＤ111をそのオン電圧付近にバイアスすれば、ダイオードＤ111の両端電圧の増減によって、ダイオードＤ111はオフ状態からオン状態まで大きく特性変化するため、広い可変インピーダンス特性が得られる。一方、ダイオードＤ111をそのオン電圧より十分高い電圧にバイアスすれば、両端信号電圧の増減によっても、ダイオードＤ111はオフ状態までは特性変化しないため、比較的狭い可変インピーダンス特性が得られる。
【００７９】
また、この第１０実施形態の電力増幅回路１１１においても、ダイオードＤ111は、電力増幅器１１２のバイアス電源によってバイアスされるため、付加的な制御電圧発生手段は不要である。ただし、上記第３実施形態の電力増幅回路と異なり、ダイオードＤ111へのバイアスによって、電力増幅器１１２のバイアスが影響を受けるので、ダイオードＤ111に流れる電流によって生じるバイアス抵抗Ｒ111での電圧降下分に見合うだけ、バイアス抵抗Ｒ111の抵抗値やバイアス電源Ｖｂの電圧値を調整する必要がある。
さらに、この発明の第１０実施形態の電力増幅回路１１１においても、付加的な入力信号電力検出手段および付加的な負帰還量制御手段が不要であり、低歪み電力増幅回路の小型化が可能となる。
【００８０】
（第１１実施形態）
図１７はこの発明の第１１実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１１実施形態の電力増幅回路は、図１６に示す第１０実施形態の電力増幅回路において、ダイオードＤ111をバイポーラトランジスタＴr121のベース-エミッタ間の接合で構成したものである。図１７に示すように、この電力増幅回路１２１は、バイポーラトランジスタＴr121のエミッタとキャパシタンス素子Ｃ121との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ122を介して接地している。また、上記バイポーラトランジスタＴr121のコレクタ側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ121を介してバイアス電源Ｖbを接続している。
【００８１】
なお、上記電力増幅回路１２１では、バイポーラトランジスタＴr121のコレクタはベースに短絡されているが、コレクタは開放状態であってもよい。また、ダイオードとして、バイポーラトランジスタＴr121のベース-コレクタ間の接合を用いてもよい。上記バイポーラトランジスタＴr121とキャパシタンス素子Ｃ121で構成された負帰還回路１２３は、両端のＡ１２−Ｂ１２間にインピーダンスＺ１２を有する。
【００８２】
上記電力増幅回路１２１を構成するときに、電力増幅器１２２やダイオードとして動作するバイポーラトランジスタＴr121を個別部品で構成する場合と、これらを同一の半導体基板上に形成したＩＣとして構成される場合がある。
【００８３】
上記電力増幅回路１２１がＩＣとして構成され、電力増幅器１２２がバイポーラトランジスタを増幅素子として構成されている場合には、上記ダイオードをバイポーラトランジスタＴr121で構成すれば、上記増幅素子としてのバイポーラトランジスタと同一製造工程でバイポーラトランジスタＴr121を製造できるため、製造工程を増やすことなく、電力増幅器１２２の製造工程時に負帰還回路１２３も同時に製造できる。
【００８４】
また、上記第１１実施形態の電力増幅回路１２１のバイポーラトランジスタＴr121の代わりに電界効果トランジスタを用いてもよい。さらに、電力増幅回路１２１がＩＣとして構成され、電力増幅器１２２が電界効果トランジスタを増幅素子として構成されている場合に、製造工程の簡素化の点でより好ましい。
【００８５】
（第１２実施形態）
図１８はこの発明の第１２実施形態の電力増幅回路の回路図であり、第１１実施形態の電力増幅回路の具体的な回路を示している。上記第１１実施形態の電力増幅回路の電力増幅器１２２に相当する電力増幅器１３２が、エミッタ接地のバイポーラトランジスタＴr132で構成されている。図１８に示すように、この電力増幅回路１３１は、バイポーラトランジスタＴr131のエミッタとキャパシタンス素子Ｃ131との間の接続点をバイアス用接地抵抗Ｒ132を介して接地している。また、上記バイポーラトランジスタＴr131のコレクタ側の電力増幅器１１２の信号入力端子にバイアス抵抗Ｒ131を介してバイアス電源Ｖbを接続している。上記バイポーラトランジスタＴr131とキャパシタンス素子Ｃ131で構成された負帰還回路１３３は、両端のＡ１３−Ｂ１３間にインピーダンスＺ１３を有する。
【００８６】
上記構成の電力増幅回路１３１において、電力増幅器１３２のバイポーラトランジスタＴr132を駆動するために、ベースバイアス電源Ｖbには正の電圧が印加されるので、この実施形態のように、ダイオードとして用いるバイポーラトランジスタＴr131のエミッタ端子（ダイオードのカソード端子に相当）を接地側（抵抗Ｒ132の端子）に接続した方が、ダイオードのバイアスをオフ状態からオン状態までの広範囲に設定できるので、可変インピーダンス特性の調整自由度を高くできる。
【００８７】
また、上記ダイオードとして用いるバイポーラトランジスタＴr131と電力増幅器１３２のバイポーラトランジスタＴr132のバイアス電流の温度特性を略同一にすることによって、バイポーラトランジスタＴr132のバイアス電流の温度特性がバイポーラトランジスタＴr131のバイアス電流の温度特性によって補償され、温度補償された安定した動作が可能になる。
【００８８】
また、上記第１２実施形態の電力増幅回路１３１のバイポーラトランジスタＴr131の代わりに電界効果トランジスタを用いてもよい。さらに、上記電力増幅回路１３１がＩＣとして構成され、電力増幅器１３２が電界効果トランジスタを増幅素子として構成されている場合に、製造工程の簡素化の点でより好ましい。
【００８９】
（第１３実施形態）
図１９はこの発明の第１３実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１３実施形態の電力増幅回路１４１は、電界効果トランジスタを電力増幅素子およびダイオードとして用いた場合の実施の形態を示すものであり、第１０実施形態の図１６に示す電力増幅器１１２が、ソース接地の電界効果トランジスタＦ142で構成され、負帰還回路１１３は電界効果トランジスタＦ141のゲート(Ｇ)−ソース(Ｓ)間接合とキャパシタンス素子Ｃ141との直列接続回路で構成されている。上記電界効果トランジスタＦ141とキャパシタンス素子Ｃ141で構成された負帰還回路１４３は、両端のＡ１４−Ｂ１４間にインピーダンスＺ１４を有する。
【００９０】
上記ダイオードとして用いられる電界効果トランジスタＦ141のゲートを電界効果トランジスタＦ142のドレインバイアス電源Ｖbに接続し、電界効果トランジスタＦ141のソースを接地抵抗Ｒ142を介して接地している。なお、上記電界効果トランジスタＦ141のドレインは開放状態になっているが、電界効果トランジスタＦ141のソースと接続されてもよい。
【００９１】
上記ドレインバイアス電源Ｖbから正の電圧が印加されるので、この実施形態のように、ダイオードとして用いる電界効果トランジスタＦ141のソース端子（ダイオードのカソード端子に相当）を接地側（抵抗Ｒ142の端子）に接続した方が、ダイオードのバイアスをオフ状態からオン状態まで広範囲に設定できるので、可変インピーダンス特性の調整自由度を高くできる。
【００９２】
（第１４実施形態）
図２０はこの発明の第１４実施形態の電力増幅回路の回路図を示している。この第１４実施形態の電力増幅回路は、帰還抵抗Ｒ113を除き第１０実施形態の図１６に示す電力増幅回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００９３】
図１６に示すように、ダイオードＤ111のアノードに帰還抵抗Ｒ113の一端を接続し、その帰還抵抗Ｒ113の他端を電力増幅器１１２の信号入力端子に接続している。このように、この第１４実施形態の電力増幅回路１５１は、帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111とを順に直列に接続した直列接続回路を用いたものである。上記帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111で構成された負帰還回路１５３は、両端のＡ１５−Ｂ１５間にインピーダンスＺ１５を有する。
【００９４】
上記構成の電力増幅回路１５１は、第３実施形態の電力増幅回路と同様の効果を有すると共に、負帰還回路１５３に用いた帰還抵抗Ｒ113の抵抗値を調整することによって、負帰還回路の負帰還量の絶対値およびインピーダンスの変化率を任意に設定することができる。
【００９５】
なお、上記第１４実施形態では、帰還抵抗Ｒ113とダイオードＤ111とキャパシタンス素子Ｃ111とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いたが、ダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。また、ダイオードとキャパシタンス素子とを直列接続した回路の両端に夫々帰還抵抗を接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよい。さらに、ダイオードと帰還抵抗とキャパシタンス素子とを順に直列に接続した直列接続回路を負帰還回路に用いてもよく、その場合、帰還抵抗のいずれか一端を接地抵抗を介して接地する。
【００９６】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明の電力増幅回路によれば、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信システムで要求される低歪みで高効率な電力増幅回路を実現することができる。
【００９７】
また、この発明の通信装置によれば、上記電力増幅回路を送信部に用いることによって、小型化ができると共に、送信信号を低歪みかつ低消費電力で増幅することが可能となり、通信装置の低消費電力化ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１はこの発明の第１実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図２】 図２はこの発明の第２実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図３】 図３はこの発明の第３実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図４】 図４はこの発明の第４実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図５】 図５は上記電力増幅回路の並列負帰還回路のインピーダンスの入力信号電力依存性を示す図である。
【図６】 図６はこの発明の第５実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図７】 図７はこの発明の第６実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図８】 図８は上記電力増幅回路の並列負帰還回路のインピーダンスの入力信号電力依存性を示す図である。
【図９】 図９はこの発明の第７実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１０】 図１０はこの発明の第８実施形態の電力増幅回路を用いた通信装置のブロック図である。
【図１１】 図１１は従来の電力増幅回路の回路図である。
【図１２】 図１２はこの発明の電力増幅回路および従来の電力増幅回路における利得の出力信号電力依存性を示す図である。
【図１３】 図１３は従来の他の電力増幅回路の回路図である。
【図１４】 図１４(Ａ)はダイオードの直列接続回路を示す図であり、図１４(Ｂ)は上記直列接続回路の高周波等価回路を示す図である。
【図１５】 図１５はこの発明の第９実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１６】 図１６はこの発明の第１０実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１７】 図１７はこの発明の第１１実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１８】 図１８はこの発明の第１２実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図１９】 図１９はこの発明の第１３実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【図２０】 図２０はこの発明の第１４実施形態の電力増幅回路の回路図である。
【符号の説明】
１１,２１,３１,３４,４１,５１,６１,７１,１１１,１２１,１３１,１４１,１５１…電力増幅回路、
１２,２２,３２,４２,５２,６２,７２,１１２,１２２,１３２,１４２…電力増幅器、
１３,２３,３３,３５,４３,５３,６３,７３,１１３,１２３,１３３,１４３,１５３…負帰還回路、
８１…通信装置、
Ｄ1,Ｄ2,Ｄ31,Ｄ51,Ｄ52,Ｄ111…ダイオード、
Ｔr41,Ｔr61,Ｔr62,Ｔr71,Ｔr121,Ｔr131,Ｔr132…バイポーラトランジスタ、
Ｆ141,Ｆ142…電界効果トランジスタ、
Ｃ1,Ｃ2,Ｃ31,Ｃ41,Ｃ111,Ｃ121,Ｃ131,Ｃ141…キャパシタンス素子、
Ｒ1,Ｒ2…抵抗、
Ｒ30,Ｒ113…帰還抵抗、
Ｒ111,Ｒ121,Ｒ131…バイアス抵抗、
Ｒ112,Ｒ122,Ｒ132,Ｒ142…接地抵抗。
Claims (13)
- 電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、
上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、
上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子との直列接続回路であり、
上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴とする電力増幅回路。 - 電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、
上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、
上記負帰還回路は、ダイオードとキャパシタンス素子と帰還抵抗とが直列に接続された直列接続回路であり、
上記負帰還回路による上記電力増幅器の信号出力端子と信号入力端子との間の直流経路を、上記キャパシタンス素子によって遮断して、上記ダイオードに直流バイアスを印加しないことを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項１または２に記載の電力増幅回路において、
上記負帰還回路のインピーダンスは、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴とする電力増幅回路。 - 電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、
上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、
上記負帰還回路は、第１のダイオードおよび第２のダイオードが順方向が互いに対向するように直列に接続された直列接続回路であり、
上記第２のダイオードは、上記第１のダイオードよりも大きな接合面積を有することを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項４に記載の電力増幅回路において、
上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路は、１つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間接合およびベース−コレクタ間接合で構成されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項４に記載の電力増幅回路において、
上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路は、第１のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合および第２のバイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項４に記載の電力増幅回路において、
上記第１,第２のダイオードによる直列接続回路は、第１の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合および第２の電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソースのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 電力増幅器と、上記電力増幅器の信号入力端子と信号出力端子との間に接続された負帰還回路とを備えた電力増幅回路であって、
上記負帰還回路のインピーダンスがその負帰還回路の両端に生じる信号電圧に依存すると共に、
上記負帰還回路は、上記ダイオードと上記キャパシタンス素子の直列接続回路または上記ダイオードと上記キャパシタンス素子と帰還抵抗の直列接続回路であって、
上記ダイオードと上記キャパシタンス素子との間の接続点が接地抵抗を介して接地され、
上記ダイオードがバイアスされるように上記直列接続回路の一端に上記電力増幅器のバイアス電源が接続されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項８に記載の電力増幅回路において、
上記負帰還回路のインピーダンスは、その負帰還回路の両端に生じる信号電圧の増大に伴って増大することを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項８に記載の電力増幅回路において、
上記ダイオードは、バイポーラトランジスタのベース,コレクタおよびエミッタのうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項１０に記載の電力増幅回路において、
上記電力増幅器は、バイポーラトランジスタを用いて構成されており、
上記ダイオードを構成するバイポーラトランジスタと上記電力増幅器に用いられたバイポーラトランジスタのバイアス電流の温度特性が略同一であることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項８に記載の電力増幅回路において、
上記ダイオードは、電界効果トランジスタのゲート,ドレインおよびソース間のうちの２端子間の接合で構成されていることを特徴とする電力増幅回路。 - 請求項１乃至１２のいずれか１つに記載の電力増幅回路が送信部に用いられることを特徴とする通信装置。
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