JP2007036973A - 電力増幅器および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 増幅歪みの補償の調整範囲が広い電力増幅器およびこれを用いた通信装置を提供する。
【解決手段】 可変インピーダンス回路３０は、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に接続されており、キャパシタ１１１と、ＭＯＳＦＥＴ１１２とを含む。キャパシタ１１１は、直流成分に対して開放であるように作用する。ＭＯＳＦＥＴ１１２は、交流成分に対するインピーダンスを変化させる。ベース電圧生成部４０の抵抗１０９，１１０は、バイポーラトランジスタ１０４のベースにかかるバイアスを設定する。すなわち、ベース電圧生成部４０は、電圧端子１０５から供給される動作電圧ＶＢを抵抗１０９と抵抗１１０との比で分割することで、バイポーラトランジスタ１０４のベース電圧を生成する。
【選択図】 図２

Description

この発明は、電力増幅器および通信装置に関し、より特定的には、低歪みが要求される電力増幅器およびこれを用いた通信装置に関する。

携帯電話や無線通信では、デジタル変調方式として、４元位相変移変調（Quadrature Phase Shift Keying：ＱＰＳＫ）方式、４元振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）方式などが一般に用いられている。これらのデジタル変調システムは、信号の振幅および位相の両方に情報を乗せるため、信号波形の忠実な増幅を必要とする。このため、上記のデジタル変調システムに用いられる電力増幅器では、増幅歪みを低く抑えた動作が要求される。

特許第３６０７８５５号（特許文献１）は、増幅歪みを補償する電力増幅器について開示している。この電力増幅器の例を図面を参照しながら以下に説明する。

図２３は、従来の電力増幅器１１００の回路構成を示した回路図である。
図２３を参照して、従来の電力増幅器１１００は、入力端子１０１と、電力増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタ１０２と、出力端子１０３と、可変インピーダンス用のバイポーラトランジスタ１０４と、電圧端子１０５と、抵抗１１０と、キャパシタ５０４とを備える。

入力端子１０１は、高周波信号ＲＦｉｎを入力する。出力端子１０３は、バイポーラトランジスタ１０２のコレクタを介して増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。電圧端子１０５は、動作電圧ＶＢを供給する。抵抗１１０は、電圧端子１０５とバイポーラトランジスタ１０４のベースとの間に接続されている。キャパシタ５０４は、電圧端子１０５と接地ノードとの間に接続されている。

バイポーラトランジスタ１０４は、エミッタがバイポーラトランジスタ１０２のベースに接続され、コレクタが電圧端子１０５に接続され、ベースが抵抗１１０に接続されている。バイポーラトランジスタ１０４は、エミッタ電流がベース電流とコレクタ電流との和になるが、コレクタ電流はベース電流にほぼ比例する。このため、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタ電流は、動作電圧ＶＢに対してダイオード的な電流−電圧特性を有する。したがって、バイポーラトランジスタ１０４は、可変インピーダンス素子として機能する。

バイポーラトランジスタ１０４は、ベース電流が抵抗１１０によって可変であるため、コレクタ電流およびエミッタ電流も抵抗１１０によって可変となる。したがって、使用するバイポーラトランジスタ１０４を選定した後であっても、抵抗１１０によってバイポーラトランジスタ１０４の可変抵抗特性を調整することができる。この結果、電力増幅器１１００における歪み補正の調整自由度を広げることが可能となる。

特開２００５−６２１２号公報（特許文献２）は、増幅歪みの補償の程度を制御信号によって調整する電力増幅器について開示している。この電力増幅器の例を図面を参照しながら以下に説明する。

図２４は、従来の電力増幅器１２００の回路構成を示した回路図である。
図２４を参照して、従来の電力増幅器１２００は、入力端子１０１と、電力増幅用のエミッタ接地型ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（Heterojunction Bipolar Transistor：ＨＴＢ）１０２と、出力端子１０３と、電圧端子１０５と、キャパシタ１０７と、抵抗５０６と、可変インピーダンス素子２２０１と、制御回路２２０２とを備える。

入力端子１０１は、高周波信号ＲＦｉｎを入力する。出力端子１０３は、バイポーラトランジスタ１０２のコレクタを介して増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。電圧端子１０５は、動作電圧ＶＢを供給する。キャパシタ１０７は、入力端子１０１とバイポーラトランジスタ１０２のベースとの間に接続されている。

抵抗５０６は、電圧端子１０５とバイポーラトランジスタ１０２のベースとの間に接続されている。抵抗５０６を挿入することで、温度上昇によるバイポーラトランジスタ１０２の電流増加を抵抗間電圧によって打ち消すことができ、バイポーラトランジスタ１０２の熱的な安定動作を実現できる。

可変インピーダンス素子２２０１は、電圧端子１０５と入力端子１０１との間に接続されている。可変インピーダンス素子２２０１は、抵抗５０６を介してバイポーラトランジスタ１０２に向かうベース電流の交流成分の一部をバイパスする経路を構成する。これにより、抵抗５０６での電圧降下の増大が実効的に抑制され、所望する出力の高周波信号ＲＦｏｕｔにおいて電力増幅器１２００の低歪み動作が可能となる。

上記バイパス経路を流れる電流の大きさは、可変インピーダンス素子２２０１のインピーダンス値に依存する。当該インピーダンス値を低くすると、抵抗５０６による電圧降下増大の実効的な抑制量が大きくなって飽和電力が増加するとともに、高周波信号ＲＦｏｕｔの電流が増加することで動作効率が低下する。つまり、電力増幅器１２００の飽和電力と動作効率とはトレードオフの関係にある。このため、可変インピーダンス素子２２０１のインピーダンス値には、高出力動作および高効率動作の観点から最適値が存在する。

可変インピーダンス素子２２０１のインピーダンス値は、制御回路２２０２から出力される制御信号ＣＴＲによって変化させることができる。したがって、電力増幅器１２００の飽和電力が何らかの要因で低下したとしても、バイパス経路の可変インピーダンス素子２２０１を制御信号ＣＴＲによって変化させることで、電力増幅器１２００の飽和電力を改善させることが可能となる。
特許第３６０７８５５号（第１０頁、図１０） 特開２００５−６２１２号公報（第５−６頁、図１）

上記した従来の電力増幅器は、増幅歪みの補償の程度をある程度調整することが可能である。しかしながら、従来の電力増幅器は、増幅歪みの補償の調整範囲が比較的狭いため、複数の異なる周波数帯域に対応した電力増幅器、周波数帯域が広い通信方式の電力増幅器などにおいて、周波数ごとに異なった増幅歪みの補償を行なうことができず、増幅歪みの微調整などに用途が限定される場合もあった。

それゆえに、この発明の目的は、増幅歪みの補償の調整範囲が広い電力増幅器およびこれを用いた通信装置を提供することである。

この発明は、入力端子から入力される入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する電力増幅器であって、ベースが直接または間接に入力端子に接続されコレクタが出力端子に接続されたエミッタ接地の第１のバイポーラトランジスタを含む高周波信号入出力部と、高周波信号入出力部に動作電圧を供給する電圧端子と、第１のバイポーラトランジスタのベースにエミッタが直接または間接に接続される第２のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタのベース電圧を生成するベース電圧生成部と、第２のバイポーラトランジスタのベースに対するインピーダンスを制御する可変インピーダンス回路とを備える。

好ましくは、高周波信号入出力部は、第１のバイポーラトランジスタのベースと第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される第１の抵抗と、入力端子と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第１のキャパシタとをさらに含む。

好ましくは、ベース電圧生成部は、電圧端子と第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、第２のバイポーラトランジスタのベースと接地ノードとの間に接続される第３の抵抗とを含む。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、可変インピーダンス回路の直流成分に対して開放であるように作用する第２のキャパシタと、可変インピーダンス回路の交流成分に対するインピーダンスをゲート電圧によって制御するインピーダンス制御端子がゲートに直接または間接に接続された電界効果トランジスタとを含む。

好ましくは、高周波信号入出力部は、第１のバイポーラトランジスタ、第１の抵抗および第１のキャパシタを複数ユニット含む。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、電界効果トランジスタのドレインが第２のバイポーラトランジスタのベースに接続され、ソースが第２のキャパシタに接続されるとともに、第２のキャパシタが電界効果トランジスタのソースと接地ノードとの間に接続されている。

好ましくは、電界効果トランジスタのゲートに接続される電圧設定回路をさらに備える。電圧設定回路は、インピーダンス制御端子と電界効果トランジスタのゲートとの間に接続される第４の抵抗と、電界効果トランジスタのゲートと接地ノードとの間に接続される第５の抵抗とを含む。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、第２のキャパシタと電界効果トランジスタのドレインとの間にさらに接続される第６の抵抗と電界効果トランジスタとを複数ユニット含む。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、第２のバイポーラトランジスタのベースに接続される第２のキャパシタと、第２のキャパシタに接続される第７の抵抗とインピーダンスを制御する接続部との複数ユニットとを含む。接続部は、第７の抵抗に接続される第１のパッドと、接地であるダイエリアとを有し、複数の第１のパッドの少なくとも１つとダイエリアとはボンディングワイヤによって接続されている。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、第２のバイポーラトランジスタのベースに接続される第２のキャパシタと、第２のキャパシタに配線を介して接続される接続部とを含む。接続部は、第２のキャパシタと共通のチップ上で接続される第２のパッドと、チップの外部に配置される第３のパッドと、第３のパッドと接地ノードとの間に接続される第８の抵抗とを有し、第２のパッドと第３のパッドとはワイヤによって接続されている。

好ましくは、ベース電圧生成部は、電圧端子と第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、第２のバイポーラトランジスタのベースと第１のノードとの間に直列接続される第１および第２のダイオードと、第１および第２のダイオードと並列に接続される第３のキャパシタと、第１のノードと接地ノードとの間に接続される第９の抵抗とを含む。

好ましくは、高周波信号入出力部は、第１のバイポーラトランジスタのエミッタと接地ノードとの間に接続されるインダクタンス回路をさらに含む。ベース電圧生成部は、電圧端子と第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、第２のバイポーラトランジスタのベースと第１のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に直列接続される第１および第２のダイオードと、第１および第２のダイオードと並列に接続される第３のキャパシタとを含む。

この発明の他の局面によれば、入力端子から入力される入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する電力増幅器であって、ベースが直接または間接に入力端子に接続されコレクタが出力端子に接続されたエミッタ接地の第１のバイポーラトランジスタを含む高周波信号入出力部と、高周波信号入出力部に動作電圧を供給する電圧端子と、第１のバイポーラトランジスタのベースにエミッタが直接または間接に接続される第２のバイポーラトランジスタと、電圧端子と第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗を含むベース電圧生成部と、第２のバイポーラトランジスタのベースに対するインピーダンスを設定するインピーダンス回路とを備える。高周波信号入出力部は、第１のバイポーラトランジスタのベースと第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される第１の抵抗と、入力端子と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第１のキャパシタと、入力端子と第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される可変インピーダンス素子とをさらに含む。

この発明のさらに他の局面によれば、入力端子から入力される入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する電力増幅器を備えた通信装置であって、電力増幅器は、ベースが直接または間接に入力端子に接続されコレクタが出力端子に接続されたエミッタ接地の第１のバイポーラトランジスタを含む高周波信号入出力部と、高周波信号入出力部に動作電圧を供給する電圧端子と、第１のバイポーラトランジスタのベースにエミッタが直接または間接に接続される第２のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタのベース電圧を生成するベース電圧生成部と、第２のバイポーラトランジスタのベースに対するインピーダンスを制御する可変インピーダンス回路とを備える。

好ましくは、入力信号を処理する信号処理回路と、キャリア信号を発振する局部発振器と、キャリア信号を受けて処理された信号を変調する変調器と、変調された信号を増幅する送信電力増幅器と、送信電力増幅器からの送信信号を出力するアンテナとを備える。送信電力増幅器は、電力増幅器を含む。

好ましくは、送信電力増幅器に電力を供給する電源と、信号処理回路、局部発振器および電源の状態に応じて、送信電力増幅器の増幅歪みを調整する制御部とをさらに備える。

この発明によれば、増幅歪みの補償の調整範囲を広くすることが可能となる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、この発明の実施の形態１を説明する背景としての電力増幅器５０の回路構成を示した回路図である。

図１を参照して、電力増幅器５０は、高周波信号入出力部２５と、インピーダンス回路３５と、抵抗１１０を含むベース電圧生成部４５と、バイポーラトランジスタ１０４と、電圧端子１０５とを備える。高周波信号入出力部２５は、入力端子１０１と、電力増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタ１０２と、出力端子１０３と、抵抗１０６と、キャパシタ１０７と、可変インピーダンス素子２２０１とを含む。インピーダンス回路３５は、キャパシタ１１１と、抵抗５０２とを含む。

入力端子１０１は、高周波信号ＲＦｉｎを入力する。出力端子１０３は、バイポーラトランジスタ１０２のコレクタを介して増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。抵抗１０６は、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタとバイポーラトランジスタ１０２のベースとの間に接続されている。抵抗１０６は、バイポーラトランジスタ１０２に流れるベース電流を調整する。抵抗１０６は無い場合もある。

キャパシタ１０７は、入力端子１０１とバイポーラトランジスタ１０２のベースとの間に接続されている。可変インピーダンス素子２２０１は、入力端子１０１とバイポーラトランジスタ１０４のエミッタとの間に接続されている。

バイポーラトランジスタ１０４は、エミッタがバイポーラトランジスタ１０２のベースに接続され、コレクタが電圧端子１０５に接続され、ベースが抵抗１１０に接続されている。電圧端子１０５は、動作電圧ＶＢを供給する。抵抗１１０は、電圧端子１０５とバイポーラトランジスタ１０４のベースとの間に接続されている。キャパシタ１１１は、バイポーラトランジスタ１０４のベースと抵抗５０２との間に接続されている。抵抗５０２は、キャパシタ１１１と接地ノードとの間に接続されている。

高周波信号ＲＦｉｎは、入力端子１０１からキャパシタ１０７を介してバイポーラトランジスタ１０２のベースに入力される。増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔは、バイポーラトランジスタ１０２のコレクタを介して出力端子１０３から出力される。バイポーラトランジスタ１０２のベースバイアス電圧は、電圧端子１０５から、バイポーラトランジスタ１０４のコレクタおよびエミッタを経て、抵抗１０６を介して供給される。

ここで、抵抗１０６は、バイポーラトランジスタ１０２のベース電圧を調整するための抵抗である。また、キャパシタ１０７は、バイポーラトランジスタ１０２のベースに供給されるバイアス電圧を入力端子１０１に対して分離するための容量である。

高周波信号ＲＦｉｎの電力が大きくなると、バイポーラトランジスタ１０２のベース電流が増加し、抵抗１０６などにおいて電圧降下が発生する。これにより、バイポーラトランジスタ１０２のベース電圧が低下し、利得の低下などの増幅歪みが生じる。

図１に示す電力増幅器５０は、バイポーラトランジスタ１０４によって上記電圧降下を補償することで増幅歪みを解消している。これは、入力される高周波信号ＲＦｉｎの大きさに応じてバイポーラトランジスタ１０４のコレクタ−エミッタ間のインピーダンスが減少し、その結果、バイポーラトランジスタ１０２のベース電圧が上昇する作用を利用したものである。

具体的には、高周波信号ＲＦｉｎの一部が、抵抗１０６を通り、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタに入力される。その結果、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタ−ベース間に発生する高周波電圧によって、当該エミッタ−ベース間に大きな瞬時電圧が発生する。これが、バイポーラトランジスタ１０４のコレクタ−エミッタ間の直流電流の増加となって表れる。このコレクタ−エミッタ間の直流電流の増加が、前述のバイポーラトランジスタ１０２のベース電圧の降下に反して、当該ベース電圧を上昇させる作用となっている。

さらに、可変インピーダンス素子２２０１は、高周波信号ＲＦｉｎに対する、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタに入力される高周波信号の比を増減させることができる。これにより、電力増幅器５０における増幅歪みの補償の程度を電気的に調整することが可能となる。

具体的には、可変インピーダンス素子２２０１は、高周波信号ＲＦｉｎが抵抗１０６を迂回してバイポーラトランジスタ１０４のエミッタへ入力するバイパス経路となっている。可変インピーダンス素子２２０１の値を変化させることにより、高周波信号ＲＦｉｎに対する、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタに入力される高周波信号の比を増減させることができる。

上記により、電力増幅器５０は、バイポーラトランジスタ１０２のベース電圧を上昇させる作用を変化させ、前述のベース電圧の降下とのバランスを変えることで、増幅歪みの補償の程度を電気的に調整している。以下では、上記の電力増幅器をさらに改良した本発明の実施の形態による電力増幅器およびこれを用いた通信装置について説明する。

［実施の形態１］
図２は、この発明の実施の形態１による電力増幅器１００の回路構成を示した回路図である。

図２に示す実施の形態１の電力増幅器１００は、高周波信号入出力部２５が高周波信号入出力部２０に、インピーダンス回路３５が可変インピーダンス回路３０に、ベース電圧生成部４５がベース電圧生成部４０に、それぞれ置き換えられた点において、図１の電力増幅器５０と異なる。したがって、電力増幅器５０と重複する部分の説明は、ここでは繰り返さない。

高周波信号入出力部２０は、可変インピーダンス素子２２０１が取り除かれた点において、高周波信号入出力部２５と異なる。可変インピーダンス回路３０は、抵抗５０２が、インピーダンス制御端子１１３を有するＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴと称す）１１２に置き換えられた点において、インピーダンス回路３５と異なる。ベース電圧生成部４０は、抵抗１０９が付加された点において、ベース電圧生成部４５と異なる。

ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ドレインがキャパシタ１１１に接続され、ソースが接地ノードに接続され、ゲートがインピーダンス制御端子１１３に接続されている。抵抗１０９は、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に接続されている。

抵抗１０９，１１０は、バイポーラトランジスタ１０４のベースにかかるバイアスを設定する。すなわち、ベース電圧生成部４０は、電圧端子１０５から供給される動作電圧ＶＢを抵抗１０９と抵抗１１０との比で分割することで、バイポーラトランジスタ１０４のベース電圧を生成する。

実施の形態１では、バイポーラトランジスタ１０２，１０４にシリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）のバイポーラトランジスタを用いている。したがって、バイポーラトランジスタ１０２，１０４のベース−エミッタ間には約０．８Ｖの電圧が加わる。また、バイポーラトランジスタ１０４のベースには、約１．６Ｖの電圧が加わる。

可変インピーダンス回路３０は、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に接続されており、キャパシタ１１１と、ＭＯＳＦＥＴ１１２とを含む。キャパシタ１１１は、直流成分に対して開放であるように作用する。ＭＯＳＦＥＴ１１２は、交流成分に対するインピーダンスを変化させる。

実施の形態１では、ＭＯＳＦＥＴ１１２として、ゲート幅２０μｍのＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。実施の形態１のＭＯＳＦＥＴ１１２は、インピーダンス制御端子１１３を介してゲート電圧Ｖｇを０〜３Ｖの間に設定することで、ソース−ドレイン間のインピーダンスが約５０００〜１００Ωの間で変化する特性を有する。

図３は、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。

図３において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器１００の振幅歪み（ｄＢ）を示す。図３を参照して、曲線Ａ１〜Ａ５は、ゲート電圧Ｖｇが０．５Ｖ，１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖの場合における出力電力−振幅歪みの関係をそれぞれ示す。

図３に示すように、実施の形態１の電力増幅器１００は、出力電力が特に１０〜２５ｄＢｍの間であれば、ゲート電圧Ｖｇを変化させることで、振幅歪みの補償の調整を広い範囲で行なうことが可能である。

図４は、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。

図４において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器１００の位相歪み（ｄｅｇ）を示す。ここでの位相歪みは、信号が十分小さいときの線形動作時の入出力信号の位相差と各信号出力時の入出力信号の位相差との差を角度で表記したものである。図４を参照して、曲線Ｐ１〜Ｐ５は、ゲート電圧Ｖｇが０．５Ｖ，１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖの場合における出力電力−位相歪みの関係をそれぞれ示す。

図４に示すように、実施の形態１の電力増幅器１００は、出力電力が特に５〜２５ｄＢｍの間であれば、ゲート電圧Ｖｇを変化させることで、位相歪みの補償の調整を広い範囲で行なうことが可能である。

図５は、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力とＥＶＭ（Error Vector Magnitude）との関係を示した図である。

図５において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器１００のＥＶＭ（％）を示す。ここでのＥＶＭは、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）通信方式８０１．１１ａの規格の送信信号を用いて測定した値である。図５を参照して、曲線Ｅ１〜Ｅ５は、ゲート電圧Ｖｇが０．５Ｖ，１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖの場合における出力電力−ＥＶＭの関係をそれぞれ示す。

図５に示すように、実施の形態１の電力増幅器１００は、出力電力が特に０〜１５ｄＢｍの間であれば、ゲート電圧Ｖｇを変化させることで、ＥＶＭの補償の調整を広い範囲で行なうことが可能である。

図６は、この発明の実施の形態１における比較例としての電力増幅器５０Ｓの回路構成を示した回路図である。

図６に示す比較例としての電力増幅器５０Ｓは、高周波信号入出力部２５が高周波信号入出力部２５Ｓに、ベース電圧生成部４５がベース電圧生成部４０に、それぞれ置き換えられた点において、図１の背景としての電力増幅器５０と異なる。したがって、電力増幅器５０と重複する部分の説明は、ここでは繰り返さない。

高周波信号入出力部２５Ｓは、可変インピーダンス素子２２０１が抵抗５０１およびキャパシタ５０３に置き換えられた点において、高周波信号入出力部２５と異なる。抵抗１０９は、図２の電力増幅器１００と同じく、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に接続されている。

以下では、図６の電力増幅器５０Ｓにおいて、抵抗５０１，５０２の抵抗値を可変インピーダンスとして変化させたときの振幅歪みおよび位相歪みをシミュレーションした結果をそれぞれ示す。これにより、図１に示す実施の形態１の電力増幅器１００と、図２４に示す従来の電力増幅器１２００とで、増幅歪みおよび位相歪みの補償を調整できる範囲を比較する。

上記シミュレーションにおいて、抵抗５０１，５０２の抵抗値は、図２のＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇを０〜３Ｖとしたときのソース−ドレイン間の抵抗変化に相当するように、５０００〜１２５Ωの幅で変化させている。

具体的には、抵抗５０１，５０２の抵抗値は、伝導度がほぼ一定間隔となるように、１２５Ω（８ｍＳ），２５０Ω（４ｍＳ），５０００Ω（０．２ｍＳ）の幅で変化させている。また、抵抗５０１，５０２の一方を変化させるとき、他方の抵抗値は２５０Ωで固定させることとしている。

まず、図６の電力増幅器５０Ｓにおいて抵抗５０１を変化させたときの振幅歪みおよび位相歪みのシミュレーション結果を図７，８に示す。

図７は、抵抗５０１の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。

図７において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器５０Ｓの振幅歪み（ｄＢ）を示す。図７を参照して、曲線Ａ１１〜Ａ１３は、抵抗５０１が１２５Ω（８ｍＳ），２５０Ω（４ｍＳ），５０００Ω（０．２ｍＳ）の場合における出力電力−振幅歪みの関係をそれぞれ示す。

図８は、抵抗５０１の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。

図８において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器５０Ｓの位相歪み（ｄｅｇ）を示す。図８を参照して、曲線Ｐ１１〜Ｐ１３は、抵抗５０１が１２５Ω（８ｍＳ），２５０Ω（４ｍＳ），５０００Ω（０．２ｍＳ）の場合における出力電力−位相歪みの関係をそれぞれ示す。

次に、図６の電力増幅器５０Ｓにおいて抵抗５０２を変化させたときの振幅歪みおよび位相歪みのシミュレーション結果を図９，１０に示す。

図９は、抵抗５０２の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。

図９において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器５０Ｓの振幅歪み（ｄＢ）を示す。図９を参照して、曲線Ａ２１〜Ａ２３は、抵抗５０２が１２５Ω（８ｍＳ），２５０Ω（４ｍＳ），５０００Ω（０．２ｍＳ）の場合における出力電力−振幅歪みの関係をそれぞれ示す。

図１０は、抵抗５０２の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。

図１０において、横軸は出力端子１０３から出力される高周波信号ＲＦｏｕｔの出力電力（ｄＢｍ）、縦軸は電力増幅器５０Ｓの位相歪み（ｄｅｇ）を示す。図１０を参照して、曲線Ｐ２１〜Ｐ２３は、抵抗５０２が１２５Ω（８ｍＳ），２５０Ω（４ｍＳ），５０００Ω（０．２ｍＳ）の場合における出力電力−位相歪みの関係をそれぞれ示す。

図７，８と図９，１０とを比較すると、図６の電力増幅器５０Ｓは、抵抗５０１を変化させるよりも、抵抗５０２を変化させたときの方が、同じ抵抗値の変化幅に対して振幅歪みおよび位相歪みの補償の調整を広い範囲で行なえることが分かる。

ゆえに、抵抗５０１およびキャパシタ５０３の位置に可変インピーダンス素子２２０１を用いる図２４の従来の電力増幅器１２００よりも、抵抗５０２の位置に可変インピーダンス素子としてＭＯＳＦＥＴ１１２を用いる図２の実施の形態１の電力増幅器１００の方が、より広い範囲で振幅歪みおよび位相歪みの補償を行なえることが実証された。

また、図７と図９とを比較すると、図９において抵抗５０２を変化させたときの増幅利得の差０．１３ｄＢは、図７において抵抗５０１を変化させたときの増幅利得の差０．２７ｄＢよりも小さいことが分かる。このように、実施の形態１の電力増幅器１００は、従来の電力増幅器に比べて、増幅歪み等を補償する際の利得変動が少ない。したがって、電力増幅器の動作中であっても増幅歪み等の補償を調整することが可能である。

また、電力増幅器の増幅歪み等は、動作周波数が異なることによっても変化する。実施の形態１の電力増幅器１００は、周波数間隔が離れた複数の周波数に対しても増幅歪み等の調整が可能である。そのため、周波数ごとに増幅歪みが異なるような場合の歪み補償にも適用することができる。たとえば、複数の異なる周波数領域に対応した電力増幅器、周波数帯域が広い通信方式の電力増幅器などに適用することが考えられる。

以上のように、図２に示す実施の形態１の電力増幅器１００は、増幅歪みおよび位相歪みの補償を広い範囲で調整できる。そのため、動作状態が大きく変化する際に歪み特性が大きく異なるような場合の歪み補償にも適用することができる。このような場合としては、たとえば、バイポーラトランジスタのベースバイアスまたはコレクタバイアスを変化させて省電力モードと高出力モードとの間で動作させる場合が考えられる。

なお、実施の形態１では、バイポーラトランジスタ１０２，１０４にシリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）のバイポーラトランジスタを用いている。しかしながら、本発明のバイポーラトランジスタはＳｉＧｅに限られるものではなく、シリコン（Ｓｉ）やガリウム砒素（ＧａＡｓ）など他の材料を用いることも可能である。

（実施の形態１の変形例１）
図１１は、この発明の実施の形態１の変形例１による電力増幅器１００Ａの回路構成を示した回路図である。

図１１に示す変形例１の電力増幅器１００Ａは、高周波信号入出力部２０が高周波信号入出力部２０Ａに置き換えられた点において、図２の電力増幅器１００と異なる。したがって、電力増幅器１００と重複する部分の説明は、ここでは繰り返さない。

高周波信号入出力部２０Ａは、電力増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタ１０２がバイポーラトランジスタ１００２〜１００５に、抵抗１０６が抵抗１００６〜１００９に、キャパシタ１０７がキャパシタ１０１０〜１０１３に、それぞれ置き換えられた点において、高周波信号入出力部２０と異なる。

すなわち、変形例１における高周波信号入出力部２０Ａは、入力端子１０１および出力端子１０３が共通のマルチユニット構成となっている。なお、図１１の高周波信号入出力部２０Ａでは４ユニットからなるマルチユニット構成の場合について図示しているが、ユニット数はこれには限られない。

抵抗１００６〜１００９は、バイポーラトランジスタ１０４のエミッタとバイポーラトランジスタ１００２〜１００５のベースとの間にそれぞれ接続されている。キャパシタ１０１０〜１０１３は、入力端子１０１とバイポーラトランジスタ１００２〜１００５のベースとの間にそれぞれ接続されている。抵抗１００６〜１００９（バラスト抵抗）は、高周波信号入出力部２０Ａにおける電力集中を防ぐ構成となっている。

上述したように、バイポーラトランジスタ１０４のベース電圧は、抵抗１０９，１１０によってほぼ定電圧となるように設定されている。しかし、その他の電圧設定手段を用いてバイポーラトランジスタ１０４のベース電圧を設定することもできる。たとえば、抵抗１０９を省略したり、ダイオードで置き換えたりすることも可能である。

抵抗１０９をダイオードで置き換えた電圧設定手段は、ダイオードの温度特性によって、低温ほどバイポーラトランジスタ１０４のベース電圧が高くなる。そのため、当該電圧設定手段は、電力増幅器１００Ａにおける利得の温度依存性を緩和する温度補償の機能を有する。

また、可変インピーダンス回路３０では、インピーダンスを変化させる素子として、ＭＯＳＦＥＴ１１２を用いている。しかし、その他の可変インピーダンス素子を用いてインピーダンスを変化させることもできる。たとえば、ＭＯＳＦＥＴ１１２の代わりに可変抵抗素子または可変容量素子を用いることも可能である。

（実施の形態１の変形例２）
図１２は、この発明の実施の形態１の変形例２による電力増幅器１００Ｂの回路構成を示した回路図である。

図１２に示す変形例２の電力増幅器１００Ｂは、可変インピーダンス回路３０が可変インピーダンス回路３１に置き換えられた点において、図２の電力増幅器１００と異なる。したがって、電力増幅器１００と重複する部分の説明は、ここでは繰り返さない。

可変インピーダンス回路３１は、キャパシタ１１１とＭＯＳＦＥＴ１１２とが入れ替えられた点において、可変インピーダンス回路３０と異なる。ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ドレインがバイポーラトランジスタ１０４のベースに接続され、ソースがキャパシタ１１１に接続され、ゲートがインピーダンス制御端子１１３に接続されている。キャパシタ１１１は、ＭＯＳＦＥＴ１１２のソースと接地ノードとの間に接続されている。

可変インピーダンス回路３１を用いることにより、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート−ソース間およびドレイン−ソース間を流れる漏れ電流を抑制することができる。これにより、可変インピーダンス回路３１の制御がバイポーラトランジスタ１０２のベースバイアスに影響しなくなるので好ましい。

図１２の可変インピーダンス回路３１では、ＭＯＳＦＥＴ１１２としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いた場合、ソース電圧が変動するようになり、インピーダンス制御端子１１３を介したゲート電圧の制御が容易となるので、より好ましい。

［実施の形態２］
図１３は、この発明の実施の形態２による電力増幅器２００の回路構成を示した回路図である。

図１３に示す実施の形態２の電力増幅器２００は、インピーダンス制御端子１１３を含む電圧設定回路７０がＭＯＳＦＥＴ１１２のゲートに新たに接続されている点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明は、ここでは繰り返さない。

電圧設定回路７０は、抵抗１２０２，１２０４と、インピーダンス制御端子１１３とを含む。抵抗１２０２は、インピーダンス制御端子１１３とＭＯＳＦＥＴ１１２のゲートとの間に接続されている。抵抗１２０４は、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲートと接地ノードとの間に接続されている。

電圧設定回路７０は、インピーダンス制御端子１１３から供給されるゲート電圧Ｖｇを抵抗１２０２と抵抗１２０４との比で分割する。電圧設定回路７０は、抵抗１２０２と抵抗１２０４との比を変更することにより、ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲートに供給される電圧を変化させる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１２におけるソース−ドレイン間のインピーダンスが変化するため、電力増幅器２００の歪み補償の調整を行なうことができる。

以上のように、実施の形態２によれば、たとえば電力増幅器２００を含む集積回路の製造ロットにバラつきがあった場合に、当該集積回路の周辺抵抗器としての抵抗１２０２，１２０４を製造ロットごとに調整することができる。これにより、電力増幅器２００の歪み補償の調整を容易に行なうことができ、歪みの少ない電力増幅器を安定して製造できるなどの利点がある。

［実施の形態３］
図１４は、この発明の実施の形態３による電力増幅器３００の回路構成を示した回路図である。

図１４に示す実施の形態３の電力増幅器３００は、可変インピーダンス回路３０が可変インピーダンス回路３０Ａに置き換えられた点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明はここでは繰り返さない。

可変インピーダンス回路３０Ａは、キャパシタ１１１に抵抗１３０１〜１３０４が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１２がＭＯＳＦＥＴ１３０５〜１３０８に置き換えられた点において、可変インピーダンス回路３０と異なる。

すなわち、実施の形態３における可変インピーダンス回路３０Ａは、キャパシタ１１１が共通のマルチユニット構成となっている。なお、図１４の可変インピーダンス回路３０Ａでは４ユニットからなるマルチユニット構成の場合について図示しているが、ユニット数はこれには限られない。

抵抗１３０１〜１３０４は、キャパシタ１１１とＭＯＳＦＥＴ１３０５〜１３０８のドレインとの間にそれぞれ接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１３０５〜１３０８は、ドレインが抵抗１３０１〜１３０４に接続され、ソースが接地ノードに接続され、ゲートがインピーダンス制御端子１３０９〜１３１２にそれぞれ接続されている。

実施の形態３の電力増幅器３００は、抵抗１３０１〜１３０４とインピーダンス制御端子１３０９〜１３１２によって抵抗値が制御されるＭＯＳＦＥＴ１３０５〜１３０８との合成抵抗によって、ノードＮ３と接地ノードとの間の抵抗値を設定することができる。そのため、電力増幅器３００は、可変インピーダンス回路３０Ａの制御をデジタル的に行なうことが可能となる。

たとえば、電力増幅器３００は、複数の動作条件に応じて予め設定された合成抵抗をインピーダンス制御端子１３０９〜１３１２を介して切り替えることにより、その動作条件に最適な低歪みの電力増幅作用を実現することが可能となる。

特に、抵抗１３０１〜１３０４を伝導度の比で１：２：４：８となるように設定することにより、合成抵抗の抵抗値をインピーダンス制御端子１３０９〜１３１２を介したＭＯＳＦＥＴ１３０５〜１３０８の切り替えで１６段階に切り替えることが可能となる。これにより、実施の形態３の電力増幅器３００は、デジタル的な制御回路からデジタル−アナログ変換回路を用いて電圧設定せずとも、直接デジタル的に可変インピーダンス回路３０Ａのインピーダンスを制御して歪み補償を行なうことができる。

［実施の形態４］
図１５は、この発明の実施の形態４による電力増幅器４００の回路構成を示した回路図である。

図１５に示す実施の形態４の電力増幅器４００は、可変インピーダンス回路３０が可変インピーダンス回路３０Ｘに置き換えられた点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明はここでは繰り返さない。

可変インピーダンス回路３０Ｘは、キャパシタ１１１に抵抗１４０１〜１４０４が並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１２が接続部１４０５〜１４０８に置き換えられた点において、可変インピーダンス回路３０と異なる。可変インピーダンス回路３０Ｘのより具体的な構成について次に説明する。

図１６は、電力増幅器４００における可変インピーダンス回路３０Ｘの具体的構成を示した図である。

図１６を参照して、可変インピーダンス回路３０Ｘは、キャパシタ１１１と、抵抗１４０１〜１４０４と、チップ１５０１と、パッド１５０２〜１５０５と、ダイエリア１５０６と、ボンディングワイヤ１５０７とを含む。チップ１５０１上には、可変インピーダンス回路３０Ｘを含む電力増幅器４００の各構成要素が実装されている。

抵抗１４０１〜１４０４は、チップ１５０１上においてキャパシタ１１１とパッド１５０２〜１５０５との間にそれぞれ接続されている。図１６では、パッド１５０３と接地であるダイエリア１５０６とがボンディングワイヤ１５０７で接続されている。

実施の形態４の電力増幅器４００は、パッド１５０２〜１５０５を有する可変インピーダンス回路３０Ｘにおいて接続部１４０５〜１４０８の接続状態を変更することで、増幅歪みを調整することができる。これにより、電力増幅器４００は、たとえば、周波数、出力、負荷などの仕様に合わせて、ひとつの電力増幅集積回路の実装過程で歪み補償を調整することが可能となる。

実施の形態４における可変インピーダンス回路３０Ｘは、パッド１５０２〜１５０５とダイエリア１５０６との間を接続するボンディングワイヤによって抵抗を変更する構成を有している。しかしながら、可変インピーダンス回路３０Ｘの構成はこれに限られるものではなく、たとえばプリント基板上でジャンパピンなどによって抵抗を変更する構成とすることも可能である。

図２４に示す従来の電力増幅器１２００などでは、増幅素子であるバイポーラトランジスタ１０２のベースに対して可変インピーダンス素子２２０１が配置されている。そのため、集積回路を製造後に接続を変えることが事実上不可能であった。これに対し、実施の形態４の電力増幅回路４００では、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に可変インピーダンス回路３０Ｘが設けられている。これにより、集積回路を製造後に接続を変えることが可能となっている。

以上のように、実施の形態４の電力増幅器４００は、可変インピーダンス回路３０Ｘにおいてボンディングワイヤまたはジャンパピンで抵抗を選ぶ構成となっている。このため、ＭＯＳＦＥＴのように製造後に歪み補償の調整を電気的に行なうことはできないが、直流電流の消費がゼロであるという利点を有する。

［実施の形態５］
図１７は、この発明の実施の形態５による電力増幅器５００の回路構成を示した回路図である。

図１７に示す実施の形態５の電力増幅器５００は、可変インピーダンス回路３０が可変インピーダンス回路３０Ｙに置き換えられた点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明はここでは繰り返さない。

可変インピーダンス回路３０Ｙは、ＭＯＳＦＥＴ１１２が配線１６０３を介した接続部１６０２に置き換えられた点において、可変インピーダンス回路３０と異なる。可変インピーダンス回路３０Ｙのより具体的な構成について次に説明する。

図１８は、電力増幅器５００における可変インピーダンス回路３０Ｙの具体的構成を示した図である。

図１８を参照して、可変インピーダンス回路３０Ｙは、キャパシタ１１１と、配線１６０３と、パッド１７０１，１７０２と、ワイヤ１７０３と、接地ノード１７０４と、抵抗１７０５と、チップ１７１０とを含む。チップ１７１０上には、可変インピーダンス回路３０Ｙを含む電力増幅器５００の各構成要素が実装されている。

配線１６０３は、チップ１７１０上においてキャパシタ１１１とパッド１７０１とを接続している。パッド１７０１は、チップ１７１０外部のパッド１７０２とワイヤ１７０３で接続されている。チップ１７１０の外部において、パッド１７０２は、抵抗１７０５を介して接地ノード１７０４と接続されている。

可変インピーダンス回路３０Ｙは、抵抗１７０５を別の抵抗に変更することでインピーダンスを変化させる。これにより、電力増幅器５００は、増幅歪みの調整を行なうことができる。なお、可変インピーダンス回路３０Ｙでは、インピーダンス素子として抵抗１７０５を用いているが、本発明のインピーダンス素子は抵抗に限定されるものではなく、容量など他のインピーダンス素子を用いることも可能である。

実施の形態５の電力増幅器５００は、電力増幅器５００の増幅歪みを調整するための抵抗１７０５をチップ１７１０の外部に配置している。これにより、電力増幅器５００は、チップ１７１０上への実装後であっても、抵抗１７０５を変更することで増幅歪みの補償を調整することができる。

以上のように、実施の形態５の電力増幅器５００は、製造バラつきがあって増幅歪みが設計と異なってしまった場合でも、製造後にチップ１７１０の内部を変更することなく、チップ１７１０外部の変更のみで増幅歪みの調整を行なうことができる。また、電力増幅器５００は、研究・実験段階において増幅歪みが設計とずれた場合、チップ１７１０上の回路構成を変えることなく、増幅歪みの調整を行なうことができる。

［実施の形態６］
図１９は、この発明の実施の形態６による電力増幅器６００の回路構成を示した回路図である。

図１９に示す実施の形態６の電力増幅器６００は、ベース電圧生成部４０がベース電圧生成部４０Ａに置き換えられた点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明はここでは繰り返さない。

ベース電圧生成部４０Ａは、ダイオード１８０１，１８０２およびキャパシタ１８０４が付加された点において、ベース電圧生成部４０と異なる。ダイオード１８０１，１８０２は、実施の形態１の変形例１でも説明したように、電力増幅器６００における利得の温度特性を改善する目的で付加されている。

ダイオード１８０１，１８０２は、バイポーラトランジスタ１０４のゲートとノードＮ６（第１のノード）との間に直列に接続されている。キャパシタ１８０４は、ダイオード１８０１，１８０２と並列に接続されている。抵抗１０９は、ノードＮ６と接地ノードとの間に接続されている。

図２を参照して、実施の形態１の電力増幅器１００は、動作時の環境温度が低温だとバイポーラトランジスタ１０２の利得が下がり、増幅器全体の特性が劣化する。そこで、電力増幅器１００におけるベース電圧生成部４０の抵抗１０９をダイオード１８０１，１８０２で置き換えた場合について考える。

上記の場合、環境温度が下がると、ダイオード１８０１，１８０２のインピーダンスが高くなり、バイポーラトランジスタ１０４のベース電圧が引き上げられる。その結果、バイポーラトランジスタ１０２のベースに流れ込む直流電流が増加し、バイポーラトランジスタ１０４の利得の低下を抑制する。

このように、ベース電圧生成部４０の抵抗１０９をダイオード１８０１，１８０２で置き換えることにより、ダイオード１８０１，１８０２が温度補償回路として機能し、低温時における電力増幅器の特性劣化を防ぐ。しかし、電力増幅器１００においてベース電圧生成部４０の抵抗１０９をダイオード１８０１，１８０２で置き換えると、電力増幅器１００の飽和出力が下がる場合があった。

検討の結果、上記の現象は、図１に示す背景技術としての電力増幅器５０のように、バイポーラトランジスタ１０２のベースとバイポーラトランジスタ１０４のエミッタとの間に可変インピーダンス素子２２０１を配置した場合には見られないことが分かった。また、図２に示す実施の形態１の電力増幅器１００のように、バイポーラトランジスタ１０４のベースと接地ノードとの間に可変インピーダンス回路３０を配置し、かつ可変インピーダンス回路３０のインピーダンスが高い場合に、上記現象が見られることが分かった。

上記の検討を踏まえ、実施の形態１の電力増幅器１００において、ベース電圧生成部４０の抵抗１０９をダイオード１８０１，１８０２で置き換え、かつ可変インピーダンス回路３０のインピーダンスが高い場合についてさらに検討した結果を以下に説明する。

上記の場合、高周波信号ＲＦｉｎが大きくなると、ダイオード１８０１，１８０２にかかる電圧が高くなり、ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れ始める。ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れ始めると、ダイオード１８０１，１８０２のインピーダンスが低下し、バイポーラトランジスタ１０４のベース電圧が下がる。

上記の結果、バイポーラトランジスタ１０４のベース−コレクタ間を流れる電流が減るため、バイポーラトランジスタ１０４に十分な電流が供給されず、飽和出力が下がっていることが判明した。これを防ぐためには、高周波信号ＲＦｉｎの入力時において、ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れなくすることが重要であると考え、図１９に示す実施の形態６の電力増幅器６００の回路構成を見出した。

実施の形態６の電力増幅器６００では、ベース電圧生成部４０Ａにおいてダイオード１８０１，１８０２に直列に抵抗１０９が接続されている。この回路構成では、ダイオード１８０１，１８０２に印加される電圧が抵抗１０９で減衰するため、ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れるのを防ぐことができる。

さらに、実施の形態６の電力増幅器６００では、ベース電圧生成部４０Ａにおいてダイオード１８０１，１８０２に並列にキャパシタ１８０４が接続されている。この回路構成では、直列接続されたダイオード１８０１，１８０２両端の高周波電圧振幅が低減するため、ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れるのを防ぐことができる。

キャパシタ１８０４は、ダイオード１８０１，１８０２に対して並列に接続されていることが重要であり、抵抗１０９およびダイオード１８０１，１８０２と並列に接続することは好ましくない。

なぜなら、キャパシタ１８０４を接地ノードに直接つなぐと、キャパシタ１８０４のインピーダンスが可変インピーダンス回路３０に比べて小さくなってしまうからである。この結果、可変インピーダンス回路３０に入力する高周波信号が減るため、増幅歪みの調整範囲が減少することになる。

上記を防ぐために、実施の形態６の電力増幅器６００では、キャパシタ１８０４を、ダイオード１８０１，１８０２に対して並列に接続するとともに、抵抗１０９とは直列に接続している。これにより、抵抗１０９とキャパシタ１８０４とのインピーダンスが高く設定される。

［実施の形態７］
図２０は、この発明の実施の形態７による電力増幅器７００の回路構成を示した回路図である。

図２０に示す実施の形態７の電力増幅器７００は、高周波信号入出力部２０が高周波信号入出力部２０Ｘに、ベース電圧生成部４０がベース電圧生成部４０Ｂに、それぞれ置き換えられた点において、実施の形態１の電力増幅器１００と異なる。したがって、実施の形態１と重複する部分の説明はここでは繰り返さない。

高周波信号入出力部２０Ｘは、インダクタンス回路１９０１が付加された点において、高周波信号入出力部２０と異なる。ベース電圧生成部４０Ｂは、ダイオード１８０１，１８０２およびキャパシタ１８０４が付加され、抵抗１０９が取り除かれた点において、ベース電圧生成部４０と異なる。

インダクタンス回路１９０１は、バイポーラトランジスタ１０２のエミッタ（ノードＮ７）と接地ノードとの間に接続されている。インダクタンス回路１９０１は、たとえば、集積回路の実装時にエミッタを接地ノードに接続するのに用いられるボンディングワイヤによって構成されている。

ダイオード１８０１，１８０２は、バイポーラトランジスタ１０４のゲートとノードＮ７との間に直列に接続されている。キャパシタ１８０４は、ダイオード１８０１，１８０２と並列に接続されている。なお、図２０のキャパシタ１８０４は、実施の形態６の図１９に示したキャパシタ１８０４と同じ役割をする。

図２１は、電力増幅器７００の各部位における時間と電圧との関係を示した図である。
図２１において、横軸は時間（ｐｓｅｃ）、縦軸は電圧振幅（Ｖ）を示す。図２０，２１を参照して、電圧Ｖ２Ｂはバイポーラトランジスタ１０２のベースに入力される信号の電圧波形、電圧Ｖ４Ｂはバイポーラトランジスタ１０４のベースに入力される信号の電圧波形、電圧Ｖ２Ｅはバイポーラトランジスタ１０２のエミッタに入力される信号の電圧波形をそれぞれ示す。

図２１に示すように、ダイオード１８０２が接続されているノードＮ７をバイポーラトランジスタ１０２のエミッタに接続することによって、ダイオード１８０２が直接または間接に接地ノードに接続される場合に比べて、直列接続されているダイオード１８０１，１８０２の両端にかかる電圧の振幅が小さくなる。これにより、ダイオード１８０１，１８０２に電流が流れるのを防ぐことができる。

以上のように、実施の形態７の電力増幅器７００は、ノードＮ７をバイポーラトランジスタ１０２のエミッタに接続してインダクタンス回路１９０１を付加するによって、直列接続されているダイオード１８０１，１８０２の両端にかかる高周波電圧振幅が低減される。これにより、電力増幅器７００の飽和出力が増大する。

［実施の形態８］
図２２は、この発明の実施の形態８による通信装置８０００の概略的な構成を示したブロック図である。

図２２を参照して、実施の形態８の通信装置８０００は、信号処理回路２１０１と、変調器２１０２と、局部発振器２１０３と、ドライバ増幅器２１０４と、送信電力増幅器２１０５と、送受切換スイッチ２１０６と、アンテナ２１０７と、電源２１０８と、制御部２１０９とを備える。

信号処理回路２１０１で処理された信号は、変調器２１０２で局部発振器２１０３からのキャリア信号を受けて変調される。当該変調信号は、ドライバ増幅器２１０４において増幅され、さらに送信電力増幅器２１０５において増幅される。送信電力増幅器２１０５から出力される送信信号は、送受切換スイッチ２１０６を介してアンテナ２１０７から送信される。電源２１０８は、送信電力増幅器２１０５に電力を供給する。

送信電力増幅器２１０５は、背景としての電力増幅器５０および実施の形態１〜７の電力増幅器１００〜７００のいずれか１つを少なくともを含む。制御部２１０９は、送信電力増幅器２１０５の増幅歪みを調整する。制御部２１０９は、信号処理回路２１０１、局部発振器２１０３および電源２１０８の状態に応じて、送信電力増幅器２１０５の増幅歪みを調整することが可能である。

したがって、実施の形態８の通信装置８０００は、送信電力増幅器２１０５を、省電力モードで動作させたり、高出力モードで動作させたり、複数の異なる周波数帯域または周波数帯域が広い通信方式で動作させたりする場合に、１つの通信装置内でそれぞれの動作モードに合わせて増幅歪みの補償の調整を行なうことが可能である。これにより、異なる動作モードに合わせて増幅歪みの補償を調整することのできる電力増幅器を備えた通信装置を実現することができる。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１を説明する背景としての電力増幅器５０の回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態１による電力増幅器１００の回路構成を示した回路図である。 ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。 ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。 ＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート電圧Ｖｇの変化に対する電力増幅器１００の出力電力とＥＶＭとの関係を示した図である。 この発明の実施の形態１における比較例としての電力増幅器５０Ｓの回路構成を示した回路図である。 抵抗５０１の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。 抵抗５０１の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。 抵抗５０２の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と振幅歪みとの関係を示した図である。 抵抗５０２の変化に対する電力増幅器５０Ｓの出力電力と位相歪みとの関係を示した図である。 この発明の実施の形態１の変形例１による電力増幅器１００Ａの回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態１の変形例２による電力増幅器１００Ｂの回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態２による電力増幅器２００の回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態３による電力増幅器３００の回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態４による電力増幅器４００の回路構成を示した回路図である。 電力増幅器４００における可変インピーダンス回路３０Ｘの具体的構成を示した図である。 この発明の実施の形態５による電力増幅器５００の回路構成を示した回路図である。 電力増幅器５００における可変インピーダンス回路３０Ｙの具体的構成を示した図である。 この発明の実施の形態６による電力増幅器６００の回路構成を示した回路図である。 この発明の実施の形態７による電力増幅器７００の回路構成を示した回路図である。 電力増幅器７００の各部位における時間と電圧との関係を示した図である。 この発明の実施の形態８による通信装置８０００の概略的な構成を示したブロック図である。 従来の電力増幅器１１００の回路構成を示した回路図である。 従来の電力増幅器１２００の回路構成を示した回路図である。

符号の説明

２０，２０Ａ，２０Ｘ，２５，２５Ｓ 高周波信号入出力部、３０，３０Ａ，３０Ｘ，３０Ｙ 可変インピーダンス回路、３５ インピーダンス回路、４０，４０Ａ，４０Ｂ，４５ ベース電圧生成部、５０，１００〜７００，１１００，１２００ 電力増幅器、７０ 電圧設定回路、１０１ 入力端子、１０２，１００２〜１００５ バイポーラトランジスタ、１０３ 出力端子、１０４ バイポーラトランジスタ、１０５ 電圧端子、１０６，１０９，１１０，５０２，５０６，１００６〜１００９，１２０２，１２０４，１３０１〜１３０４，１４０１〜１４０４，１７０５ 抵抗、１０７，１１１，５０４，１０１０〜１０１３，１８０４ キャパシタ、１１２，１３０５〜１３０８ ＭＯＳＦＥＴ、１１３，１３０９〜１３１２ インピーダンス制御端子、１４０５〜１４０８，１６０２ 接続部、１５０１，１７１０ チップ、１５０２〜１５０５，１７０１，１７０２ パッド、１５０６ ダイエリア、１５０７ ボンディングワイヤ、１６０３ 配線、１７０３ ワイヤ、１７０４ 接地ノード、１８０１，１８０２ ダイオード、１９０１ インダクタンス回路、２１０１ 信号処理回路、２１０２ 変調器、２１０３ 局部発振器、２１０４ ドライバ増幅器、２１０５ 送信電力増幅器、２１０６ 送受切換スイッチ、２１０７ アンテナ、２１０８ 電源、２１０９ 制御部、２２０１ 可変インピーダンス素子、２２０２ 制御回路、８０００ 通信装置。

Claims (16)

1. 入力端子から入力される入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する電力増幅器であって、
   ベースが直接または間接に前記入力端子に接続されコレクタが前記出力端子に接続されたエミッタ接地の第１のバイポーラトランジスタを含む高周波信号入出力部と、
   前記高周波信号入出力部に動作電圧を供給する電圧端子と、
   前記第１のバイポーラトランジスタのベースにエミッタが直接または間接に接続される第２のバイポーラトランジスタと、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベース電圧を生成するベース電圧生成部と、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベースに対するインピーダンスを制御する可変インピーダンス回路とを備える、電力増幅器。
2. 前記高周波信号入出力部は、
   前記第１のバイポーラトランジスタのベースと前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される第１の抵抗と、
   前記入力端子と前記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第１のキャパシタとをさらに含む、請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記ベース電圧生成部は、
   前記電圧端子と前記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベースと接地ノードとの間に接続される第３の抵抗とを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
4. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記可変インピーダンス回路の直流成分に対して開放であるように作用する第２のキャパシタと、
   前記可変インピーダンス回路の交流成分に対するインピーダンスをゲート電圧によって制御するインピーダンス制御端子がゲートに直接または間接に接続された電界効果トランジスタとを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
5. 前記高周波信号入出力部は、
   前記第１のバイポーラトランジスタ、前記第１の抵抗および前記第１のキャパシタを複数ユニット含む、請求項２に記載の電力増幅器。
6. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記電界効果トランジスタのドレインが前記第２のバイポーラトランジスタのベースに接続され、ソースが前記第２のキャパシタに接続され、
   前記第２のキャパシタが前記電界効果トランジスタのソースと接地ノードとの間に接続されている、請求項４に記載の電力増幅器。
7. 前記電界効果トランジスタのゲートに接続される電圧設定回路をさらに備え、
   前記電圧設定回路は、
   前記インピーダンス制御端子と前記電界効果トランジスタのゲートとの間に接続される第４の抵抗と、
   前記電界効果トランジスタのゲートと接地ノードとの間に接続される第５の抵抗とを含む、請求項４に記載の電力増幅器。
8. 前記可変インピーダンス回路は、前記第２のキャパシタと前記電界効果トランジスタのドレインとの間にさらに接続される第６の抵抗と前記電界効果トランジスタとを複数ユニット含む、請求項４に記載の電力増幅器。
9. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベースに接続される第２のキャパシタと、
   前記第２のキャパシタに接続される第７の抵抗とインピーダンスを制御する接続部との複数ユニットとを含み、
   前記接続部は、
   前記第７の抵抗に接続される第１のパッドと、
   接地であるダイエリアとを有し、
   複数の前記第１のパッドの少なくとも１つと前記ダイエリアとはボンディングワイヤによって接続されている、請求項１に記載の電力増幅器。
10. 前記可変インピーダンス回路は、
    前記第２のバイポーラトランジスタのベースに接続される第２のキャパシタと、
    前記第２のキャパシタに配線を介して接続される接続部とを含み、
    前記接続部は、
    前記第２のキャパシタと共通のチップ上で接続される第２のパッドと、
    前記チップの外部に配置される第３のパッドと、
    前記第３のパッドと接地ノードとの間に接続される第８の抵抗とを有し、
    前記第２のパッドと前記第３のパッドとはワイヤによって接続されている、請求項１に記載の電力増幅器。
11. 前記ベース電圧生成部は、
    前記電圧端子と前記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、
    前記第２のバイポーラトランジスタのベースと第１のノードとの間に直列接続される第１および第２のダイオードと、
    前記第１および前記第２のダイオードと並列に接続される第３のキャパシタと、
    前記第１のノードと接地ノードとの間に接続される第９の抵抗とを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
12. 前記高周波信号入出力部は、前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタと接地ノードとの間に接続されるインダクタンス回路をさらに含み、
    前記ベース電圧生成部は、
    前記電圧端子と前記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗と、
    前記第２のバイポーラトランジスタのベースと前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に直列接続される第１および第２のダイオードと、
    前記第１および前記第２のダイオードと並列に接続される第３のキャパシタとを含む、請求項１に記載の電力増幅器。
13. 入力端子から入力される入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する電力増幅器であって、
    ベースが直接または間接に前記入力端子に接続されコレクタが前記出力端子に接続されたエミッタ接地の第１のバイポーラトランジスタを含む高周波信号入出力部と、
    前記高周波信号入出力部に動作電圧を供給する電圧端子と、
    前記第１のバイポーラトランジスタのベースにエミッタが直接または間接に接続される第２のバイポーラトランジスタと、
    前記電圧端子と前記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第２の抵抗を含むベース電圧生成部と、
    前記第２のバイポーラトランジスタのベースに対するインピーダンスを設定するインピーダンス回路とを備え、
    前記高周波信号入出力部は、
    前記第１のバイポーラトランジスタのベースと前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される第１の抵抗と、
    前記入力端子と前記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に接続される第１のキャパシタと、
    前記入力端子と前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続される可変インピーダンス素子とをさらに含む、電力増幅器。
14. 請求項１〜１３のいずれかに記載の電力増幅器を備えた通信装置。
15. 前記通信装置は、
    入力信号を処理する信号処理回路と、
    キャリア信号を発振する局部発振器と、
    前記キャリア信号を受けて前記処理された信号を変調する変調器と、
    前記変調された信号を増幅する送信電力増幅器と、
    前記送信電力増幅器からの送信信号を出力するアンテナとを備え、
    前記送信電力増幅器は、請求項１〜１３のいずれかに記載の電力増幅器を含む、請求項１４に記載の通信装置。
16. 前記通信装置は、
    前記送信電力増幅器に電力を供給する電源と、
    前記信号処理回路、前記局部発振器および前記電源の状態に応じて、前記送信電力増幅器の増幅歪みを調整する制御部とをさらに備える、請求項１５に記載の通信装置。

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