JP2007174553A - 高周波電力増幅用電子部品および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 出力電力検出回路の特性を改善して、検波入力の入力レベルをリニアスケールで表わしたときに出力検波電圧がリニアに変化するように検波回路を構成することによって、出力電力の制御性を向上させる。
【解決手段】 出力電力検出回路に、カプラにより取り出された高周波信号を増幅しつつ検波する多段構成の検波回路と各検波段の出力を減衰させる複数の減衰手段とを設ける。また、多段構成の検波回路を通さない高周波信号を減衰しつつ検波するアッテネータとその出力を増幅する増幅手段とを設け、上記多段構成の検波回路の各検波段の出力までのゲイン（正の利得）と対応する減衰手段のゲイン（負の利得）とが打ち消し合い、また上記アッテネータのゲイン（負の利得）と対応する増幅手段のゲイン（正の利得）とが打ち消し合うように、それぞれの回路のゲインを設定するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波電力増幅回路を内蔵した高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）において出力電力検出回路の特性を改善して出力電力の制御性を向上させる技術に関し、例えば携帯電話機に用いられるＲＦパワーモジュールおよびこれを用いた無線通信装置に適用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。また、携帯電話機では、基地局から送られて来る送信電力指示情報に従って周囲環境に適応するように出力電力を変えて通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようシステムが構成されている。

従来、出力レベルの制御方式としては、出力レベルを指示する信号に基づいて、該信号に比例して出力レベルが変化するようにパワーアンプの動作電圧（電源電圧）を制御するようにした方式（例えば、特許文献１参照）と、パワーアンプの増幅素子のバイアス電圧を制御するバイアス制御方式（例えば、特許文献２参照）とがある。バイアス制御方式は、オープンループで増幅素子のバイアス電圧を制御すると出力レベルのばらつきが大きくなる。

そこで、出力電力を検出する検波回路と、該検波回路の検出信号とベースバンド回路からの出力レベル指示信号Ｖrampとを比較する誤差アンプなどからなるＡＰＣ回路を設け、電位差に応じた制御電圧Ｖapcを生成する。そして、この制御電圧Ｖapcによってパワーアンプの増幅素子のバイアスを制御して、所望の出力電力となるようにパワーアンプのゲイン（利得）を制御することが行なわれている。

また、送信開始時に出力電力を立ち上げるランプアップと送信終了時に出力電力を立ち下げるランプダウンを動作電圧制御方式で行ない、送信動作中はＡＰＣ回路により出力電力をフィードバック制御で行なうようにしたシステムもある。
特開２００５−０２０３８３号公報 特開２０００−１５１３１０号公報

ランプアップとランプダウンを動作電圧制御で行なう方式は消費電力が多く効率が悪い。一方、ランプアップとランプダウンをバイアス制御で行なう方式は、効率はよいが、製造ばらつきによる出力レベルのばらつきが大きいという欠点がある。そのため、ランプアップとランプダウンをバイアス制御で行なう場合にもＡＰＣ回路による制御を行なうことで、出力レベルの補正をすることが可能である。

ところで、近年、ＧＳＭの規格においては、高速データ伝送を可能にするため、変調方式として搬送波の位相と振幅を送信データに応じてシフトする８−ＰＳＫ変調を使用したＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれる通信方式が規定されている。このＥＤＧＥ方式では、出力の振幅成分にも情報が含まれるため、出力振幅の正確な制御が要求される。ＥＤＧＥ方式のＰＳＫ変調を実現する技術として、入力信号情報を位相成分と振幅成分とに分離して位相変調を電力増幅器の前段で行ない振幅変調を電力増幅器で行なう位相振幅分離変調方式（いわゆるポーラーループ方式）と、位相変調と振幅変調を電力増幅器の前段で同時に行なう方式（Ｐｉｎ制御方式）とがある。

このうち、特に位相振幅分離変調方式において、精度の高い振幅制御を達成するには、パワーアンプの出力レベルを検波電圧に対してリニアに制御するのが望ましい。ところが、従来のＡＰＣ回路では、一般に、図３に破線Ｂで示されているように、検波入力ＲＦｉｎの入力レベルを対数スケール（単位：ｄＢｍ）で表わしたときに出力検波電圧がリニアになるように検波回路が構成されていた。そのため、精度の高い振幅制御が行なえないという課題があることが明らかとなった。

この発明の目的は、出力電力検出回路の特性を改善して、検波入力の入力レベルをリニアスケールで表わしたときに出力検波電圧がリニアに変化するように検波回路を構成することによって、出力電力の制御性を向上させることができる高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）およびそれを用いた無線通信装置を提供することにある。

この発明の他の目的は、特に位相振幅分離変調方式でＰＳＫ変調を行なう無線通信装置に好適な高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）およびそれを用いた無線通信装置を提供することにある。

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。

すなわち、出力電力検出信号と出力レベルを指示する信号とに基づいて高周波電力増幅回路の出力電力をフィードバック制御する無線通信装置に用いられる出力電力検出回路に、カプラにより取り出された高周波信号を増幅しつつ検波する多段構成の検波回路と各検波段の出力を減衰させる複数の減衰手段とを設ける。また、多段構成の検波回路を通さない高周波信号を減衰しつつ検波するアッテネータとその出力を増幅する増幅手段とを設け、上記複数の減衰手段を介した出力と増幅手段を介した出力を合成したものを出力電力検出信号として、誤差アンプに入力して高周波電力増幅回路の制御信号を生成する。さらに、上記多段構成の検波回路の各検波段の出力までのゲイン（正の利得）と対応する減衰手段のゲイン（負の利得）とが打ち消し合い、また上記アッテネータのゲイン（負の利得）と対応する増幅手段のゲイン（正の利得）とが打ち消し合うように、それぞれの回路のゲインを設定するようにした。

上記した手段によれば、多段構成のアンプで増幅した信号を減衰させ、またアッテネータで減衰した信号を増幅させ、それらを合成して検出出力としているため、入力高周波信号のレベルをリニアスケールで表わしたときに出力電力検出電圧がリニアに変化するようになり、それによって出力電力の制御性を向上させることができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、出力電力検出回路の特性を改善して、検波入力の入力レベルをリニアスケールで表わしたときに出力検波電圧がリニアに変化するように検波回路を構成することによって、出力電力の制御性を向上させることができる。また、位相振幅分離変調方式でＰＳＫ変調を行なう無線通信装置に好適な高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）およびそれを用いた無線通信装置を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。

図１には、本発明に係る高周波電力増幅器に用いられる出力電力検出回路の第１の実施例が示されている。なお、図１において符号ＲＦｉｎで示されている信号は、図示しない高周波電力増幅回路（パワーアンプ）の出力線からカプラなどにより取り出された検波入力としての高周波信号である。

この実施例の出力電力検出回路２０は、高周波信号ＲＦｉｎを増幅しつつ検波する３段構成の検波回路ＤＥＴ３，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１および高周波信号ＲＦｉｎを減衰しつつ検波するアッテネータからなる検波回路ＤＥＴ４からなる検波部２１を有する。

出力電力検出回路２０は、さらに上記検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４の検出電流Ｉdet1〜Ｉdet4を加算して電圧として出力する加算回路２２と、加算回路２２の出力を極性反転する極性反転回路２３、加算回路２２を構成するオペアンプ（演算増幅回路）ＡＭＰ１の非反転入力端子に供給する基準電圧Ｖref1を生成する定電圧回路２４を有する。

極性反転回路２３を設けているのは、加算回路２２として反転型加算回路を用いているためである。定電圧回路２４は、検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４のアンプと類似の構成を有する回路が用いられ、これによって製造ばらつきに伴う出力電圧のばらつきを小さくできるようにされている。

検波回路ＤＥＴ３，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１は、それぞれ２段の直列形態の差動アンプからなり、＋１０ｄＢｍ，＋２０ｄＢｍ，＋２０ｄＢｍのゲインを有するように回路の定数が設定されている。検波回路ＤＥＴ３，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１は直列形態に接続されることにより、入力端子ＩＮから各検波回路の出力端までのゲインが、ＤＥＴ３は＋１０ｄＢｍ、ＤＥＴ２は＋３０ｄＢｍ、ＤＥＴ１は＋５０ｄＢｍとなる。また、検波回路ＤＥＴ４は、−１０ｄＢｍのゲインを有するように回路の定数が設定されている。

加算回路２２は、検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４に対応した入力抵抗Ｒｉ１〜Ｒｉ４と、入力抵抗Ｒｉ１〜Ｒｉ４の結合端が反転入力端子に接続されたオペアンプＡＭＰ１と、オペアンプＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗Ｒｆ１とから、反転型加算回路として構成されている。そして、各入力抵抗Ｒｉ１〜Ｒｉ４と帰還抵抗Ｒｆ１との抵抗比が、対応する検波回路の出力端までのゲインを打ち消すようなゲインとなるように、設定されている。

具体的には、入力抵抗Ｒｉ１と帰還抵抗Ｒｆ１の抵抗比は、この信号経路でのゲインが検波回路ＤＥＴ１の出力のゲインである＋５０ｄＢｍを打ち消すため−５０ｄＢｍとなるように、また入力抵抗Ｒｉ２と帰還抵抗Ｒｆ１の抵抗比は、この信号経路でのゲインが検波回路ＤＥＴ２の出力のゲインである３０ｄＢｍを打ち消すため−３０ｄＢｍとなるように設定されている。同様にして、入力抵抗Ｒｉ３と帰還抵抗Ｒｆ１の抵抗比は、この信号経路でのゲインが検波回路ＤＥＴ３の出力のゲインである＋１０ｄＢｍを打ち消すため−１０ｄＢｍとなるように設定されている。一方、入力抵抗Ｒｉ４と帰還抵抗Ｒｆ１の抵抗比は、検波回路ＤＥＴ４のゲインである−１０ｄＢｍを打ち消すため＋１０ｄＢｍのようなゲインとなるように設定されている。

図２には、上記実施例のように構成された出力電力検出回路における入力高周波信号ＲＦｉｎと、検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４の各検出電流Ｉdet1〜Ｉdet4との関係が、横軸に対数スケールをとって示されている。また、図３には、入力高周波信号ＲＦｉｎと、アンプＡＭＰ２の出力すなわち出力電力検出回路の出力である検出電圧Ｖdetとの関係が、横軸に対数スケールをとって示されている。さらに、図４には、横軸に実効電圧Ｖrmsをとった場合の入力高周波信号ＲＦｉｎと、出力電力検出回路の出力である検出電圧Ｖdetとの関係が、横軸にリニアスケールをとって示されている。

比較のため、図１における反転型加算回路２２を設けないで、単に検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４の検出電流Ｉdet1〜Ｉdet4を合成して電流−電圧変換用抵抗に流した場合に得られる従来型の出力電力検出回路の検出電圧を図３に破線Ｂで示す。図３と図４を比較すると、従来型の出力電力検出回路の検出電圧は、図３の破線Ｂのように、横軸に対数スケールをとって示した場合に直線的に変化するのに対し、本実施例の出力電力検出回路の出力である検出電圧Ｖdetは、図４のように、横軸にリニアスケールで実効電圧Ｖrmsをとって示した場合に直線的に変化するようになることが分かる。また、図２から分かるように、本実施例の出力電力検出回路の検波部では、各検波段ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ３の出力電流Ｉdet1〜Ｉdet3は、入力高周波信号ＲＦｉｎが増加するとまずトータルのゲインが最も高い３段目の検波段ＤＥＴ１の出力電流Ｉdet1が最初に増加を始めて、最初に飽和する。そして、Ｉdet1が飽和する頃に２段目の検波段ＤＥＴ２の出力電流Ｉdet2が増加し始めて、Ｉdet2が飽和する頃に１段目の検波段ＤＥＴ３の出力電流Ｉdet3が増加し、最後にアッテネータからなる検波段ＤＥＴ４の出力電流Ｉdet4が増加する。これらの電流を合成して電圧に変換したものが、図３に実線Ａで表わされている。

図５には、出力電力検出回路の第２の実施例が示されている。

この実施例は、多段構成のアンプからなる検波部の後段に反転型の加算回路を設ける代わりに、各段の検波回路ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ３およびＤＥＴ４に対応してそれぞれの出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路ＶＩＣ１，ＶＩＣ２，ＶＩＣ３，ＶＩＣ４を設け、それらの回路で変換された電流を合成したものを抵抗Ｒｄに流して電圧に変換する。そして、上記Ｖ−Ｉ変換回路ＶＩＣ１〜ＶＩＣ４に、それぞれ対応する検波回路ＤＥＴ１〜ＤＥＴ４のゲインを打ち消すようなゲインを持たせ、抵抗Ｒｄで変換された電圧をバッファアンプＡＭＰ０で受けて出力するように構成したものである。

具体的には、検波回路ＤＥＴ３，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１は、第１の実施例と同様にそれぞれ２段の直列形態の差動アンプからなり、＋１０ｄＢｍ，＋２０ｄＢｍ，＋２０ｄＢｍのゲインを有するように回路の定数が設定されている。検波回路ＤＥＴ３，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１は直列形態に接続されることにより、入力端子ＩＮから各検波回路の出力端までのゲインが、ＤＥＴ３は＋１０ｄＢｍ、ＤＥＴ２は＋３０ｄＢｍ、ＤＥＴ１は＋５０ｄＢｍとなる。また、検波回路ＤＥＴ４は、−１０ｄＢｍのゲインを有するように回路の定数が設定される。

これに応じてＶ−Ｉ変換回路ＶＩＣ３，ＶＩＣ２，ＶＩＣ１は、それぞれ−１０ｄＢｍ，−３０ｄＢｍ，−５０ｄＢｍのゲインとなるように、一方、Ｖ−Ｉ変換回路ＶＩＣ４は＋１０ｄＢｍのゲインとなるように回路の定数が設定される。このような構成を有することにより、本実施例の出力電力検出回路は、第１の実施例と同様に、図４のように、横軸にリニアスケールで実効電圧Ｖrmsをとって示した場合に検出電圧Ｖdetが直線的に変化するようになる。

図６には、第１の実施例の出力電力検出回路を構成する検波回路ＤＥＴ１の具体的な回路例が示されている。他の検波回路ＤＥＴ２，ＤＥＴ３，ＤＥＴ４も同様な構成を有する。

図６に示されているように、第１の実施例の検波回路ＤＥＴ１は、バイポーラ・トランジスタからなる２つの差動増幅段３１，３２と、差動増幅段３１と３２との間に設けられたエミッタフォロワ回路３３とにより構成されている。そして、後段の差動増幅段３２の差動トランジスタＱ７，Ｑ８の共通エミッタからＲＦｉｎを全波整流した出力電流Ｉdet1が取り出されるように構成されている。また、第１の実施例の出力電力検出回路における定電圧回路２４は、図６において一点鎖線で囲まれている抵抗Ｒｃ４、トランジスタＱ１０，Ｑ８、定電流源ＣＩ４と同一の構成の回路により構成される。

図７には、図５の第２の実施例の出力電力検出回路を構成する検波回路ＤＥＴ１とＶ−Ｉ変換回路ＶＩＣ１の具体的な回路例が示されている。他の検波回路ＤＥＴ２，ＤＥＴ３，ＤＥＴ４およびＶ−Ｉ変換回路ＶＩＣ２，ＶＩＣ３，ＶＩＣ４も同様な構成を有する。図７に示されているように、第２の実施例の検波回路ＤＥＴ１は、第１の実施例の検波回路ＤＥＴ１と同様に２つの差動増幅段３１，３２と、差動増幅段３１と３２との間に設けられたエミッタフォロワ回路３３とにより構成されている。

Ｖ−Ｉ変換回路ＶＩＣ１は、ゲート共通接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｍ１，Ｍ２と、Ｍ１と直列に接続されたバイポーラ・トランジスタＱ１１および定電流源ＣＩ５と、Ｍ２と直列に接続された定電流源ＣＩ６と、Ｍ２のドレイン端子にコレクタ端子が接続されたＰＮＰバイポーラ・トランジスタＱ１２を有する。さらに、Ｑ１２とベース共通接続されたトランジスタＱ１３と、Ｑ１２，Ｑ１３の共通ベース端子と接地点との間に接続されたトランジスタＱ１４を有する。Ｍ１，Ｍ２はカレントミラー回路を構成し、Ｑ１２，Ｑ１３もカレントミラー回路を構成している。

また、検波回路ＤＥＴ１の後段の差動増幅段３２の差動トランジスタＱ７，Ｑ８の共通エミッタが電流−電圧変換用の抵抗Ｒｅ１を介してＶ−Ｉ変換回路ＶＩＣ１のトランジスタＱ１１のエミッタ端子に接続されている。Ｖbiasは、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ１１の動作点を与えるバイアス電圧で、トランジスタＱ８のベース端子にＱ８をＢ級増幅動作させるような電位のバイアス電圧Ｖbiasが印加されることで、Ｑ８のエミッタから入力高周波信号ＲＦｉｎを全波整流した出力を取り出すことができるようにされている。

Ｑ１１はベース接地型のトランジスタとして動作し、そのコレクタ電流が、Ｍ１とＭ２のカレントミラー回路によってＭ１とＭ２のサイズ比に応じて縮小または増大されてＭ２に流される。そして、定電流源ＣＩ６の電流Ｉ６とＭ２の電流Ｉ２との差分の電流がＱ１２に流され、Ｑ１２とＱ１３のカレントミラー回路によってＱ１３に転写され、検出電流Ｉdet1として出力される。なお、図６や図７に示されている回路はあくまでも一例であって、所望の増幅率や減衰率を設定できる回路であればどうような形式の回路であっても良い。

図８は、高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路と、前記実施例の出力電力検出回路を内蔵し高周波電力増幅回路のゲインを制御する制御用ＩＣとを搭載した高周波電力増幅器（モジュール）の一構成例を示す。

この実施例の高周波電力増幅器は、２つの高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂを備え、８００ＭＨｚ帯を使用するＧＳＭと、１８００ＭＨｚ帯を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）および１９００ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の送信信号をそれぞれ電力増幅できるように構成されている。高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂはそれぞれ別個の半導体チップ上にＩＣ（半導体集積回路）として形成され、これらの増幅用ＩＣと、前記実施例の出力電力検出回路（検波回路）２２２を内蔵した制御用ＩＣ２２０が容量や抵抗などの外付け素子と共に絶縁基板に実装されてモジュールとして構成されている。

本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。以下、モジュール化されたこの実施例の高周波電力増幅器をＲＦパワーモジュールと称する。

この実施例のＲＦパワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳとＰＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂにそれぞれ対応してカプラＣＰＬと容量素子Ｃｉとからなる出力抽出手段２５１ａ，２５１ｂが設けられている。出力電力検出回路２２２は、ＧＳＭとＤＣＳの増幅回路２１０ａ，２１０ｂに共通の回路として設けられており、出力抽出手段２５１ａ，２５１ｂからの信号ＲＦｉｎ１，ＲＦｉｎ２のいずれかを共通の出力電力検出回路２２２に選択的に供給するため、切替えスイッチ２２１が設けられている。この切替えスイッチ２２１は、外部から入力されるＧＳＭかＤＣＳまたはＰＣＳかを示す信号ＶBandによって切替えが行なわれる。

また、制御用ＩＣ２２０には、高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂ内の増幅用トランジスタのバイアス電流を生成するバイアス回路２３１ａ，２３１ｂ、出力電力検出回路２２２からの検出電圧Ｖdetとチップ外部からの出力レベル指示信号Ｖrampとを比較し、それらの電位差に応じた制御電圧Ｖapcを生成する誤差アンプ２２３が設けられている。特に制限されるものでないが、この制御電圧Ｖapcは、電圧−電流変換回路２２４により電流値に変換されてバイアス回路２３１ａ，２３１ｂへ供給される。

さらに、この実施例のＲＦパワーモジュールには、制御電圧Ｖapcが増大したときに、製造ばらつきで高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂ内の増幅用トランジスタに想定以上の電流が流れてしまうのを防止するため、制御電圧Ｖapcの上限を制限するリミッタ２２５が設けられている。また、バイアス回路２３１ａ，２３１ｂへオフセット電圧Ｉoffを付与するオフセット生成回路２２６が設けられている。オフセット生成回路２２６を設けているのは、製造ばらつき等によりＶrampが出力レベルとして「０」を指示しているにもかかわらず、誤差アンプ２２３から出力される制御電圧Ｖapcが０Ｖよりも低い電位になったような場合でも、バイアス回路２３１ａ，２３１ｂが最小限のバイアスを増幅用トランジスタに与えることができるようにするためである。

この実施例では、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａとＤＣＳおよびＰＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂの構成は同じであるが、内部の増幅用トランジスタのバイアス電流は、増幅する送信信号がＧＳＭの信号とＤＣＳまたはＰＣＳの信号によって異なる。そのため、出力電力検出回路２２２と誤差アンプ２２３等は共通であるが、バイアス回路は別々に設けられている。バイアス回路２３１ａ，２３１ｂは、電流制御方式で高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂ内の増幅用トランジスタに、上記誤差アンプ２２３から出力される制御電圧Ｖapcに応じた動作電流が流されるようにするためのバイアスBias1,Bias2,Bias3を与える。

高周波電力増幅回路２１０ａと２１０ｂは構成が同じであるので、以下、２１０ａについて説明する。それぞれ高周波電力増幅回路２１０ａは３個の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３が従属接続、すなわち後段のトランジスタの制御端子としてのベース端子に前段のトランジスタのコレクタ端子の出力が入力されるように接続がなされた３段の増幅回路として構成されている。特に制限されるものでないが、この実施例では、増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３には、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）が用いられている。

２段目と３段目の増幅用トランジスタＱａ２，Ｑａ３には、バイアス回路２３１ａ，２３１ｂからのバイアスBias2,Bias3に基づいて、それぞれのトランジスタに適したベース電位を与えるためのバイアス用トランジスタＱb11〜Ｑb13，Ｑb21〜Ｑb23が設けられている。また、各増幅段の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３のコレクタ端子と電源電圧端子Ｖｄｄとの間には、モジュールの基板上に形成されたマイクロストリップラインからなるインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３が接続されている。

さらに、高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂの各増幅段の間には、増幅すべき高周波信号の直流成分を遮断する容量Ｃｃ１，Ｃｃ２およびインピーダンス整合回路ＭＮ１，ＭＮ２が設けられている。そして、最終段の増幅用トランジスタＱａ３のコレクタ端子が、容量Ｃｃ３を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。バイアス用トランジスタＱb11〜Ｑb13，Ｑb21〜Ｑb23には、増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３と同様にＨＢＴが用いられている。なお、本実施例のパワーモジュールでは、高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂがそれぞれ３段の増幅段で構成されているが、１段あるいは２段であっても良い。

この実施例のＲＦパワーモジュール２００は、位相と振幅を分離して別々に変調をかける無線通信システムに適用される場合、出力電力の立ち上げ時には、誤差アンプ２２３に外部のベースバンド回路などから出力レベル指示信号Ｖrampが供給される。また、高周波電力増幅回路２１０ａまたは２１０ｂに高周波信号Ｐｉｎが入力されるようになると、誤差アンプ２２３には振幅を制御するための制御信号ＶAMが入力されるようになり、制御信号ＶAMに基づいて、出力電力検出回路２２２、誤差アンプ２２３などからなるＡＰＣ回路２３０による出力電力のフィードバック制御が行なわれる。

図９には、前記実施例のＲＦパワーモジュールを使用した位相振幅分離変調方式の無線通信システムの一例の概略構成を示す。

図９の無線通信システムは、ＧＳＭモードにおけるＧＭＳＫ変調やＥＤＧＥモードにおける８−ＰＳＫ変調や送受信信号の周波数変換を行なうことができる高周波ＩＣ１００、高周波ＩＣ１００からの送信信号を受けてアンテナＡＮＴを駆動して送信を行なうＲＦパワーモジュール２００、ベースバンドＩＣ３００などから構成されている。ベースバンドＩＣ３００は、送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり高周波ＩＣ１００を介してＲＦパワーモジュール２００のパワーを制御するための制御信号Ｖrampを生成したりする回路である。

高周波ＩＣ１００は、変調回路１２０や位相変調された送信信号（搬送波）を生成する送信用発振器ＴｘＶＣＯなどからなる送信系回路の他に、受信系回路や、チップ内部の制御情報や動作モード等を設定するためのレジスタ１７０、レジスタ１７０の設定値に基づいてチップ内部の各回路を制御するシーケンサ１８０などを備える。シーケンサ１８０は、外部のベースバンドＩＣ３００からの入力コマンドや指定された動作モードに応じて内部回路を所定の順序で動作させるタイミング信号を生成する。

受信系回路は、アンテナＡＮＴからの受信信号を増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）１９１、受信信号とＲＦ−ＶＣＯからの発振信号とをミキシングして受信信号を直接ベースバンド信号にダウンコンバートするミキサ（Ｒｘ−ＭＩＸ）１９２を有する。また、受信系回路は、受信信号を所望のレベルの信号に増幅する高利得のプログラマブル・ゲインアンプ（ＰＧＡ）１９３、増幅された受信信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路（ＡＤＣ）１９４を有する。

高周波ＩＣ１００の送信系回路は、位相制御のためのフィードバック制御ループ（本明細書では、これを位相制御ループと称する）の他に、振幅制御のためのフィードバック制御ループ（本明細書では、これを振幅制御ループと称する）を備える。

送信系回路は、発振器ＩＦ−ＶＣＯで生成された例えば６４０ＭＨｚのような周波数の発振信号φIFを分周しかつ互いに位相が９０°ずれた中間周波数の信号を生成する分周移相回路１１０、ベースバンドＩＣ３００から供給されるＩ，Ｑ信号と分周移相回路１１０で分周された信号とをミキシングして直交変調を行なう直交変調回路１２０を有する。また、送信系回路は、送信用発振器ＴｘＶＣＯからのフィードバック信号と高周波発振器ＲＦ−ＶＣＯからの発振信号φRFとをミキシングして、中間周波数の信号にダウンコンバートするミキサ１３１、該ミキサ１３１の出力信号と前記直交変調回路１２０の出力信号との位相差を検出する位相検出回路１４０、位相検出回路１４０の出力に比例した電圧を発生するループフィルタＬＰＦ１を有する。

さらに、送信系回路は、パワーアンプ２１０の出力レベルを検出するカプラ２５２の検出信号と高周波発振器ＲＦ−ＶＣＯからの発振信号φRFとをミキシングするミキサ１３２、該ミキサ１３２の出力を増幅する可変利得増幅回路ＭＶＧＡ、該増幅回路ＭＶＧＡで増幅された信号と前記直交変調回路１２０の出力信号とを比較して振幅差を検出する振幅検出回路１５０を有する。また、送信系回路は、振幅検出回路１５０の出力に比例した電圧を発生するとともに振幅制御ループの周波数帯域を規制するループフィルタＬＰＦ２、該ループフィルタＬＰＦ２を通過した信号を増幅する可変利得増幅回路ＩＶＧＡ、電流−電圧変換器ＶＩＣ、可変利得増幅回路ＭＶＧＡおよびＩＶＧＡの利得を制御する利得制御回路１６０を有する。

上記カプラ２５２からミキサ１３２、可変利得増幅回路ＭＶＧＡ、振幅検出回路１５０、ループフィルタＬＰＦ２、可変利得増幅回路ＩＶＧＡを通ってパワーアンプ２１０に至るまでのループにより振幅制御ループが構成される。また、カプラ２５２からミキサ１３２、可変利得増幅回路ＭＶＧＡ、位相検出回路１４０、ループフィルタＬＰＦ１、送信用発振器ＴｘＶＣＯ、ミキサ１３１を通って位相検出回路１４０までのループによりメインの位相制御ループが構成される。一方、位相検出回路１４０から、ループフィルタＬＰＦ１、送信用発振器ＴｘＶＣＯ、ミキサ１３１を通って位相検出回路１４０までのループによりサブの位相制御ループが構成される。

この実施例の高周波ＩＣ１００においては、直交変調回路１２０の出力信号とミキサ１３１からのフィードバック信号に位相差が生じていると、この誤差を減少させるような電圧が送信用発振器ＴｘＶＣＯの周波数制御端子に供給され、ミキサ１３１からのフィードバック信号の位相が直交変調回路１２０の出力信号の位相と一致するように制御が行なわれる。

さらに、この実施例の高周波ＩＣ１００においては、ＭＶＧＡの出力が位相検出回路１４０と振幅検出回路１５０の両方に供給されるようにされ、カプラ２５２からミキサ１３２を通ってＭＶＧＡまでの経路を振幅制御ループと位相制御ループの共通のフィードバックパスとして使用可能にするため、切替えスイッチＳＷ０が設けられている。スイッチＳＷ０は、ベースバンドＩＣ３００によって設定が行なわれるレジスタ１７０の設定状態に応じてシーケンサ１８０によって切替えが行なわれる。

ＥＤＧＥモードではパワーアンプ２１０の出力に位相変調成分と振幅変調成分の両方が含まれるので、出力側の位相成分を有する位相検出回路１４０への帰還信号として、送信用発振器ＴｘＶＣＯの出力またはパワーアンプ２１０の出力のいずれを用いてもよい。ただし、送信開始時はパワーアンプ２１０の出力がまだ立ち上がっていないので、振幅制御ループからのフィードバック信号では位相制御ループをロックさせることができない。

また、ＥＤＧＥモードでは振幅制御ループのフィードバックパスは、パワーアンプ２１０において発生した歪みを修正するために不可欠である。そのため、ループがロックした後はフィードバックパスを振幅制御ループと位相制御ループで共用して、ミキサ１３１を含むＴｘＶＣＯ側のサブ位相制御ループを遮断してもよく、それにより消費電力を低減でき、またより精度の高い位相変調が行なえる。

そこで、この実施例においては、スイッチＳＷ０は、出力立上げ時にはサブ位相制御ループすなわちミキサ１３１からのフィードバック信号を選択する側に切り替えられ、ループが安定したらフィードバックパスすなわち可変利得増幅回路ＭＶＧＡからの信号を選択するメイン位相制御ループに切り替えられる。これにより、ループ安定後はパワーアンプ２１０の出力の位相が変調回路１２０からの信号ＳREFの位相に一致するような制御が行なわれ、サブ位相制御ループによる制御よりも精度の高い位相制御が可能になる。

本実施例の高周波ＩＣ１００の送信系回路では、８−ＰＳＫ変調モードで動作する場合、ループ安定後に振幅制御ループにおいて、パワーアンプ２１０の出力電力がカプラ２５２により検出される。そして、その検出信号がミキサ１３２において高周波発振器ＲＦ−ＶＣＯからの発振信号φRFとミキシングされることにより中間周波数（ＩＦ）の信号に変換され、可変利得増幅回路ＭＶＧＡにより増幅されてフィードバック信号ＳFBとして振幅検出回路１５０に供給される。そして、振幅検出回路１５０において、上記フィードバック信号ＳFBと直交変調回路１２０により変調された信号ＳREFとが比較されて振幅差が検出される。その振幅差がループフィルタＬＰＦ２を介して可変利得増幅回路ＩＶＧＡに供給されて増幅される。

一方、直交変調回路１２０から位相検出器１４０と振幅検出器１５０へ供給される基準信号ＳREFは、８−ＰＳＫで変調された信号であり振幅成分と位相成分が変化しているが、振幅制御ループの作用によりパワーアンプの出力電力Ｐoutの振幅成分の変化が基準信号ＳREFの振幅成分の変化と一致するような制御が行なわれる。また、位相制御ループの作用によりパワーアンプ２１０の出力電力Ｐoutの位相成分の変化が基準信号ＳREFの位相成分の変化と一致するような制御が行なわれる。その結果、パワーアンプ２１０の出力は、直交変調回路１２０により生成された８−ＰＳＫ変調信号の本来の変調にきわめて近似した変調された出力となる。

ところで、ＥＤＧＥまたはＧＳＭ対応の携帯電話端末では、パワーアンプ２１０の出力電力Ｐoutを一定時間内に所望の値まで増加または減少させるパワー制御が行なわれる。位相振幅分離変調方式を採用した図９の高周波ＩＣ１００では、可変利得増幅回路ＩＶＧＡの後段に振幅制御ループからの信号ＶAMまたはベースバンド回路３００からの出力レベル指示信号Ｖrampのいずれかをパワーアンプ２１０へ供給できるようにスイッチＳＷ１が設けられている。

８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモードでパワーアンプ２１０の出力電力Ｐoutの立上げ、立下げを行なう際には、このスイッチＳＷ１をベースバンド回路３００からのＶramp側に切り替え、出力電力Ｐoutが所定のレベル以上になった状態では、振幅制御ループからの出力ＶAMが選択される側に切り替える。一方、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモードでは、振幅変調は不要であるので、スイッチＳＷ１をベースバンド回路３００からのＶramp側に切り替えたまま、Ｖrampによるパワー制御を行なうことができる。

前記実施例のパワーモジュールを用いた無線通信システムでは、検波入力信号の入力レベルをリニアスケールで表わしたときすなわち実効電圧で表した入力高周波信号の変化に対して出力検波電圧がリニアに変化するようになる。それによって、ＥＤＧＥモードで振幅制御ループを使用した振幅制御を行なう際のパワーアンプ２１０の制御性を向上させることができるようになる。また、フィードバックループがオフされることがないため、送信開始時の出力電力立ち上げの際におけるスイッチングスペクトラムを悪化させることがない。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅用トランジスタＱａ１〜Ｑａ３にＨＢＴを用いていると説明したが、通常のバイポーラ・トランジスタやＭＯＳＦＥＴ、ＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。

また、前記実施例では、出力電力検出回路の多段構成の検波回路として、３段構成の検波回路を用いられているが、これに限定されるものでなく、２段構成あるいは４段以上の構成の検波回路を用いても良い。また、実施例では、多段構成の検波回路をバイポーラ・トランジスタにより構成したものを示したが、ＭＯＳＦＥＴにより構成するようにしても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＥＤＧＥ方式の携帯電話機に用いられるＲＦパワーモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機を構成するＲＦパワーモジュールなどにも利用することも可能である。

図１は、本発明に係る高周波電力増幅器に用いられる出力電力検出回路の第１の実施例を示す回路構成図である。 図２は、実施例の出力電力検出回路における入力高周波信号の大きさ（ｄＢｍ）と加算回路のアンプに入力される各検波段の出力電流Ｉdet1,Ｉdet2，Ｉdet3，Ｉdet4との関係を示すグラフである。 図３は、実施例の出力電力検出回路と従来の出力電力検出回路における入力高周波信号の大きさと出力電圧（検出出力）との関係を、横軸に対数スケール（ｄＢｍ）をとって示したグラフである。 図４は、実施例の出力電力検出回路における入力高周波信号の大きさとの出力電圧（検出出力）との関係を、横軸に実効電圧（Ｖrms）をとって示したグラフである。 図５は、本発明に係る高周波電力増幅器に用いられる出力電力検出回路の第２の実施例を示す回路構成図である。 図６は、第１実施例の検波回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図７は、第２実施例の検波回路および電圧−電流変換回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図８は、本発明に係る高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）の一実施例を示すブロック図である。 図９は、実施例のＲＦパワーモジュールを使用した無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

２０ 出力電力検出回路
２１ 検波部
２２ 加算回路
２３ 極性反転回路
３１，３２ 差動増幅段
３３ エミッタフォロワ回路
１００ 高周波ＩＣ
２００ ＲＦパワーモジュール
２１０ 高周波電力増幅回路（パワーアンプ）
２２０ 制御用ＩＣ
２２２ 出力電力検出回路
２２３ 誤差増幅回路（誤差アンプ）
２２４ 電圧−電流変換回路
２２５ リミッタ
２３０ ＡＰＣ回路
２３１ バイアス回路
２５１ 出力抽出手段（カプラ）
３００ ベースバンドＩＣ

Claims (10)

1. 増幅用素子を含み高周波の入力信号を増幅する高周波電力増幅回路と、該高周波電力増幅回路の出力電力の大きさを検出する出力電力検出回路とを備え、前記出力電力検出回路の検出出力と制御信号とに基づいて前記高周波電力増幅回路の出力電力が制御される高周波電力増幅用電子部品であって、
   前記出力電力検出回路は、出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号と検出出力とが、実効電圧で表した前記高周波信号に対して前記検出出力がリニアな関係を有するように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
2. 前記出力電力検出回路は、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号を検波し増幅する複数の検波段が直列に接続されてなる多段構成の第１検波回路と、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回複数の出力から取り出され前記第１検波回路を通らない高周波信号を検波し減衰する第２検波回路と、
   前記第１検波回路の各検波段の出力をそれぞれ減衰する複数の減衰手段と、
   前記第２検波回路の出力を増幅する増幅手段と、
   を備え、前記第１検波回路の各検波段の出力までの正の利得と対応する減衰手段の負の利得とが打ち消し合うように、また前記第２検波回路の負の利得と対応する前記増幅手段の正の利得とが打ち消し合うように、それぞれの利得が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
3. 前記出力電力検出回路は、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号を検波し増幅する複数の検波段が直列に接続されてなる多段構成の第１検波回路と、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回複数の出力から取り出され前記第１検波回路を通らない高周波信号を検波し減衰する第２検波回路と、
   演算増幅回路と複数の入力抵抗と帰還抵抗とを有し前記第１検波回路の各検波段の出力および前記第２検波回路の出力を入力とする反転型加算回路と、
   前記反転型加算回路の出力を極性反転する極性反転回路と、
   を備え、前記複数の入力抵抗と帰還抵抗との抵抗比が、前記第１検波回路の各検波段の出力までの正の利得と前記第２検波回路の負の利得をそれぞれ打ち消すような利得を与えるように設定されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
4. 前記出力電力検出回路は、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号を検波し増幅する複数の検波段が直列に接続されてなる多段構成の第１検波回路と、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回複数の出力から取り出され前記第１検波回路を通らない高周波信号を検波し減衰する第２検波回路と、
   前記第１検波回路の各検波段および前記第２検波回路の後段には、各検波段の出力を電流に変換する電圧−電流変換回路がそれぞれ設けられ、
   前記第１検波回路の各検波段の出力までの正の利得を打ち消すように対応する電圧−電流変換回路の負の利得が設定され、前記第２検波回路の負の利得を打ち消すように対応する電圧−電流変換回路の正の利得が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
5. 前記出力電力検出回路の出力と前記制御信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記高周波電力増幅回路の増幅用素子に与えるバイアスを生成するバイアス回路とを備える請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
6. 前記第１検波回路は直列形態に接続された３個の検波段により構成されている請求項２〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
7. 前記第１検波回路の各検波段はそれぞれ２個の差動増幅回路が直列に接続された回路により構成されている請求項２〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
8. 増幅用素子を含み高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路と、該高周波電力増幅回路の出力電力の大きさを検出する出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の出力と制御信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記高周波電力増幅回路の増幅用素子に与えるバイアスを生成するバイアス回路とを含み、前記バイアス回路の出力によって前記高周波電力増幅回路の出力電力が制御される高周波電力増幅用電子部品と、
   送信信号を変調し受信信号を復調する変復調回路と、
   を備え、前記変復調回路より出力される送信信号を前記高周波電力増幅用電子部品で増幅して出力するように構成された無線通信装置であって、
   前記変復調回路は、位相変調のための位相制御ループと振幅変調のための振幅制御ループとを備え、
   前記出力電力検出回路は、出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号と検出出力とが、実効電圧で表した前記高周波信号に対して前記検出出力がリニアな関係を有するように構成され、
   前記振幅制御ループからの信号または出力レベルを指示する信号が前記制御信号として前記誤差増幅回路に与えられるように構成されている無線通信装置。
9. 前記出力電力検出回路は、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された高周波信号を検波し増幅する複数の検波段が直列に接続されてなる多段構成の第１検波回路と、
   前記出力抽出手段により前記高周波電力増幅回複数の出力から取り出され前記第１検波回路を通らない高周波信号を検波し減衰する第２検波回路と、
   前記第１検波回路の各検波段の出力をそれぞれ減衰する複数の減衰手段と、
   前記第２検波回路の出力を増幅する増幅手段と、
   を備え、前記第１検波回路の各検波段の出力までの正の利得と対応する減衰手段の負の利得とが打ち消し合うように、また前記第２検波回路の負の利得と対応する前記増幅手段の正の利得とが打ち消し合うように、それぞれの利得が設定されていることを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
10. 前記第１検波回路は直列形態に接続された３個の検波段により構成されている請求項９に記載の無線通信装置。
    

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