JP2005217562A - 高周波電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 高周波電力増幅回路を構成する素子の製造ばらつきに伴うバイアス電圧のずれを補正するための調整用抵抗の数を減らし、チップサイズを低減させるとともに抵抗の調整作業に要する時間を短縮することができ、それによって安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した安価な高周波電力増幅回路を提供する。
【解決手段】 電力増幅用トランジスタ（２１１〜２１３）に所定のバイアスを与えて出力電力を設定するようにした高周波電力増幅回路（２１０）において、各増幅段毎に複数のバイアス電圧もしくはバイアス電流を供給可能なバイアス供給回路（２３１）と、該バイアス供給回路より出力されるバイアス電圧もしくはバイアス電流のうち一つを選択して対応する電力増幅用トランジスタに供給可能なバイアス選択手段（２３２）と、調整用抵抗を備え該バイアス選択手段を制御する信号を生成するバイアス選択制御回路（２３３）とを設け、素子の製造ばらつきに応じて電力増幅用トランジスタの制御端子に印加されるバイアス電圧を調整用抵抗の抵抗値で調整できるようにバイアス制御回路（２３０）を構成した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路さらには製造ばらつきに伴う増幅用トランジスタのバイアス電圧のばらつきを低減するのに適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。従来の無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力電力を検出して検出信号とベースバンド回路等からの送信要求レベルに基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。

ところで、従来、携帯電話機における通信方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良い。そこで、このＧＳＭ方式の携帯電話機においては、一般に、入力信号の振幅を固定してバイアス制御回路で高周波電力増幅回路の各増幅素子のアイドル電流を要求出力レベルに応じて制御して出力電力を制御することが行なわれている。
特開２０００−１５１３１０号公報

上記従来の高周波電力増幅回路のバイアス制御方式においては、増幅素子に流されるアイドル電流すなわち増幅率はバイアス制御回路からのバイアス電圧によって一義的に決まるようになっている。また、バイアス制御回路は、出力制御電圧に応じた電流を生成する電流生成回路と生成された電流を電圧に変換する回路などからなり、最終的には抵抗分割で増幅素子の制御端子（ＦＥＴではゲート端子）に印加されるバイアス電圧が生成される。

ところが、バイアス電圧を生成する抵抗素子は、増幅素子が形成される半導体チップ上にオンチップの素子として形成されると抵抗値が製造ばらつきで数１０％近くずれることが多く、それによって例えバイアス電圧がばらついて増幅素子のアイドル電流が変化してしまい、所望の出力電力が得られないという課題がある。

従来、かかるバイアス電圧のばらつきによる増幅素子のアイドル電流の変化を防止するため、増幅素子にバイアス電圧を与えるバイアス制御回路にばらつき調整の抵抗を外付け素子として接続するように構成しておいて、製造後にバイアス電圧を測定してそのばらつきに応じて調整用の外付け抵抗の抵抗値を変化させることで生成されるバイアス電圧を調整して増幅素子に流れるアイドル電流を一定にするようにした技術がある。

ところが、高周波電力増幅回路は、一般に、所望の増幅率を得るために複数の増幅素子を縦続接続して多段構成（例えば３段）とされることが多い。そして、かかる多段構成の高周波電力増幅回路においては、各段の増幅素子ごとにバイアス電圧を調整する必要があるため、段数分だけ外付け抵抗の抵抗値の調整を行なわなければならなかった。さらに、近年の携帯電話機においては、８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）と呼ばれる方式の他に例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）のような方式の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機が提案されている。

かかる携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路では、出力パワーアンプも各バンドに応じて設けられるため、その出力電力を制御するためのバイアス回路も各バンドに応じてそれぞれ必要であり、バイアス電圧を調整する外付け抵抗の数が２倍になる。その結果、それらの外付け抵抗を接続するための端子を高周波電力増幅用半導体集積回路に設ける必要性から半導体チップの外部端子数が増加してチップサイズが大きくなるとともに、それらの抵抗の調整作業に要する時間が長くなって製造コストの上昇を招くという課題があった。

この発明の目的は、高周波電力増幅回路を構成する素子の製造ばらつきに伴うバイアス電圧のずれを補正するための調整用抵抗の数を減らし、チップサイズを低減させるとともに抵抗の調整作業に要する時間を短縮することができ、それによって所望の出力電力を精度良く得ることができるバイアス制御回路を内蔵した安価な高周波電力増幅回路およびそれを用いた高周波電力増幅用電子部品を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力増幅用トランジスタに所定のバイアスを与えて出力電力を設定するようにした高周波電力増幅回路において、各増幅段毎に複数のバイアス電圧もしくはバイアス電流を供給可能なバイアス供給回路と、該バイアス供給回路より出力されるバイアス電圧もしくはバイアス電流のうち一つを選択して対応する電力増幅用トランジスタに供給可能なバイアス選択手段と、調整用抵抗を備え前記バイアス選択手段を制御する信号を生成するバイアス選択制御回路とを設け、素子の製造ばらつきに応じて電力増幅用トランジスタの制御端子に印加されるバイアス電圧を調整用抵抗の抵抗値で調整できるようにバイアス制御回路を構成した。ここで、前記定電流源には電流値を調整可能な抵抗を設けておくようにする。

バイアス選択制御回路は、例えば定電流源と、該定電流源からの電流を電圧に変換する調整用抵抗と、所定の電圧を分圧して複数の参照電圧を発生するラダー抵抗と、該ラダー抵抗の複数の電圧と前記定電流源と調整用抵抗とにより生成された電圧とを比較する電圧比較回路と、該電圧比較回路の出力を例えばエンコードして前記バイアス選択手段を制御する信号を生成する論理回路とから構成することができる。また、バイアス供給回路は、例えば出力制御電圧に比例した基準電流を生成する基準電流生成回路と、該基準電流に比例し互いに電流値の異なる複数の電流を生成するカレントミラー回路とから構成することができる。

上記した手段によれば、高周波電力増幅回路を構成する素子の製造ばらつきで電力増幅用ＭＯＳトランジスタのバイアス電圧が所望の値からずれたとしても、定電流源が備える調整用抵抗の抵抗値を調整するとともに定電流源からの電流を電圧に変換する調整用抵抗の抵抗値を調整することにより、電力増幅用トランジスタの制御端子に印加されるバイアス電圧のずれを補正することができる。しかも、２つの調整用抵抗の抵抗値を調整することでバイアス電圧を所望の値に設定することができるため、バイアス電圧のずれを補正するための調整用抵抗の数を減らし、チップサイズを低減させるとともに抵抗の調整作業に要する時間を短縮することができるようになる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、高周波電力増幅回路を構成する素子の製造ばらつきで電力増幅用ＭＯＳトランジスタのバイアス電圧が所望の値からずれたとしても、簡単にバイアス電圧のずれを補正することができるとともに、バイアス電圧のずれを補正するための調整用抵抗の数を減らすことができるため、高周波電力増幅回路のチップサイズを低減させかつ抵抗の調整作業に要する時間を短縮することができ、それによって所望の出力電力を精度良く得ることができるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路を安価に製造することができるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール）の実施例を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

この実施例のパワーモジュールは、入力高周波信号ＲＦinを増幅する電力増幅用ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含む高周波電力増幅部２１０ａと、該高周波電力増幅部２１０ａの出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０ａの各段の電力増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス制御回路２３０と、外部のベースバンド部から供給される出力レベル指示信号Ｖrampと前記出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してその電位差に応じた制御電圧Ｖapcを前記バイアス制御回路２３０へ与える誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０とからなる。

バイアス制御回路２３０は、各増幅段毎に複数のバイアス電圧もしくはバイアス電流を供給可能なバイアス供給回路２３１と、該バイアス供給回路２３１より出力されるバイアス電圧もしくはバイアス電流のうち一つを選択して対応する電力増幅用トランジスタに供給可能なバイアス選択手段２３２と、調整用抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２を備え該バイアス選択手段２３２を制御する信号を生成するバイアス選択制御回路２３３とからなる。

図１には詳しい構成は示されていないが、高周波電力増幅部２１０ａと同様な構成を有するもう１つの高周波電力増幅部２１０ｂが設けられており、高周波電力増幅部２１０ａは８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ方式の送信信号を増幅し、高周波電力増幅部２１０ｂは１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ方式の送信信号を増幅するようにされる。この実施例では、上記バイアス供給回路２３１とバイアス選択手段２３２とバイアス選択制御回路２３３とからなるバイアス制御回路２３０は、高周波電力増幅部２１０ａと高周波電力増幅部２１０ｂに共通の回路として設けられている。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０ａは、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス制御回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖb11，Ｖb12，Ｖb21，Ｖb22，Ｖb23，Ｖb31，Ｖb32，Ｖb33のいずれかがバイアス選択手段２３２により選択されて印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。

各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子ＩＮとの間には、直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、この容量素子Ｃ１を介して高周波信号ＲＦinがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。本実施例においては、電力増幅用ＥＦＴ２１１〜２１３として、ＭＯＳトランジスタが用いられている。

初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には直流カットの容量素子Ｃ２が、また２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４０および容量素子Ｃ４を介して出力端子に接続されており、高周波入力信号ＲＦinの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号ＲＦoutを出力端子より出力する。

出力電力検出回路２２０は、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子に一方の端子が接続された結合容量Ｃｉにより取り出された交流信号が入力され、この交流信号を半波整流して電圧に変換して検波電圧Ｖdetとして出力するように構成される。出力電力検出回路２２０の回路形式としては種々のものが考えられるので、本実施例では具体的な回路の開示は省略する。

なお、この実施例のパワーモジュールは、特に制限されるものでないが、高周波電力増幅部２１０ａと２１０ｂの各素子（インダクタＬ１〜Ｌ３を除く）およびバイアス制御回路２３０の各素子と、出力電力検出回路２２０の各素子（結合容量Ｃｉを除く）、直流成分をカットする容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。そして、この半導体集積回路と、電力増幅部２１０ａ，２１０ｂのインダクタＬ１〜Ｌ３と、出力電力検出回路２２０の入力用の結合容量Ｃｉと、インピーダンス整合回路２４０と、直流カット用の容量素子Ｃ４とが、１つのセラミック基板上に実装されてパワーモジュールとして構成されている。インピーダンス整合回路２４０を構成するインダクタは、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤあるいはモジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインなどにより形成することができる。

図２は、バイアス制御回路２３０を構成するバイアス供給回路２３１の具体的な回路例を示す。
この実施例のバイアス供給回路２３１は、入力された出力制御電圧Ｖapcに基づいて基準となる電流を生成する基準電流部２３４と、生成された基準電流を電圧に変換する電流−電圧変換部２３５と、変換された電圧を抵抗分割してバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33として各増幅段の増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲート端子に印加する抵抗分圧回路２３６とからなる。

基準電流部２３４は、出力制御電圧Ｖapcを抵抗分割する直列抵抗Ｒ１，Ｒ２と、非反転入力端子に抵抗Ｒ１，Ｒ２により分割された電圧Ｖａが印加された差動アンプＡＭＰ１と、該差動アンプＡＭＰ１の入力電圧Ｖａの上限を制限するリミッタＬＩＭと、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ１および抵抗Ｒ３と、ＭＯＳトランジスタＱ１と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ１のドレイン電流に比例した電流を流すＭＯＳトランジスタＱ２と、該トランジスタＱ２のドレイン端子と接地点との間に接続された抵抗Ｒ４とからなる。なお、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ２は、差動アンプＡＭＰ１の出力段とみなすことができる。この実施例の基準電流部２３４は、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ３との接続ノードの電位Ｖ０が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ０を差動アンプＡＭＰ１の入力電圧Ｖａに一致させるような電流Ｉ１がＭＯＳトランジスタＱ１に流される。

このトランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１は出力制御電圧Ｖapcに比例する。そして、トランジスタＱ１とＱ２のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ２にはＱ１の電流に比例した電流が流され、これが抵抗Ｒ４で電圧に変換され、ボルテージフォロワとして動作するアンプＡＭＰ２によりインピーダンス変換されて、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33を生成する抵抗分圧回路２３６に供給される。そのため、電流−電圧変換部２３５の出力電圧は出力制御電圧Ｖapcに比例した電圧となり、これを抵抗分割して生成される増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33は、それぞれ出力制御電圧Ｖapcに比例した電圧となる。ただし、それぞれのバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33は傾き（Ｖapcに対する変化率）が異なる。

なお、この実施例のバイアス制御回路２３０においては、基準電流部２３１の差動アンプＡＭＰ１の入力端子にリミッタＬＩＭが接続され、入力信号を制限しているため、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33は、出力制御電圧Ｖapcが高くされるとこれにほぼ比例して高くなり、Ｖapcが例えば３Ｖのような所定のレベルを超えると一定の電圧となるように制御される。

本実施例のバイアス制御回路２３０においては、抵抗分圧回路２３６により生成されたバイアス電圧Ｖb11〜Ｖb33がそれぞれバイアス選択回路２３２を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ８によって選択されて、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲート端子に供給される。

なお、上記実施例では、基準電流生成部２３４で生成した電流を電流−電圧変換部２３５で電圧に変換し抵抗分圧回路２３４で分圧して各増幅段の増幅用ＭＯＳトランジスタ２１１〜２１３にゲートバイアス電圧を与えるようにした場合を説明したが、例えば図３に示すように、増幅用トランジスタ２１１〜２１３とそれぞれカレントミラーを構成するように接続されたＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１３と、基準電流生成部２３４のトランジスタＱ１と同一のゲート電圧をゲート端子に受けＱ１の電流Ｉ１に比例した電流を流すＭＯＳトランジスタＱ２１〜Ｑ２８とを設け、増幅用ＭＯＳトランジスタ２１１とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ１１にトランジスタＱ２１またはＱ２２のいずれかの電流を、また増幅用ＭＯＳトランジスタ２１２とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ１２にトランジスタＱ２３、Ｑ２４またはＱ２５のいずれかの電流を、さらに増幅用ＭＯＳトランジスタ２１３にトランジスタＱ２６、Ｑ２７またはＱ２８のいずれかの電流を流していわゆるカレントミラー方式でゲートバイアスを与えるバイアス制御回路に対しても本発明を適用することができる。

図４は、バイアス制御回路２３０を構成するバイアス選択制御回路２３３の具体的な回路例を示す。
この実施例のバイアス選択制御回路２３３は、定電圧を発生する定電圧回路ＣＶＧと該定電圧回路ＣＶＧにより生成された定電圧Ｖｃをゲート端子に受けるＭＯＳトランジスタＱ０とからなる定電流回路２３７と、切替えスイッチＳＷ０を介して前記ＭＯＳトランジスタＱ０のドレイン端子に接続された電流−電圧変換用の抵抗Ｒt1，Ｒt2と、直列抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８からなる抵抗ラダー２３８および抵抗ラダー２３８の各接続ノードの電位と前記電流−電圧変換用の抵抗Ｒt1またはＲt2により変換された電圧とを比較する電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７と、これらの電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７の出力をエンコードして前記バイアス選択回路２３２を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ８のオン・オフ制御信号を生成する論理回路２３９とからなる。

抵抗ラダー２３８はベースバンド回路などから供給される所定の電圧Ｖregを直列抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８の抵抗比で分圧した電圧を電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７の非反転入力端子に供給し、電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７は各接続ノードの電位と前記電流−電圧変換用の抵抗Ｒt1またはＲt2により変換された電圧のいずれが高いかを判定する。切替えスイッチＳＷ０は、ＧＳＭモードかＤＣＳモードかを示すバンド選択信号ＶBANDによって切替えが行なわれる。これによって、論理回路２３９から出力されるバイアス選択回路２３２の制御信号をモードに応じて変更させることができ、それによってバイアス選択制御回路２３３の大部分の回路を、ＧＳＭ用の高周波電力増幅部２１０ａとＤＣＳ用の高周波電力増幅部２１０ｂとで共用させることができる。

この実施例のバイアス選択制御回路２３３においては、定電圧回路ＣＶＧに生成電圧の調整用抵抗Ｒt0が設けられており、この抵抗Ｒt0に外付け素子を使用してその抵抗値を調整することにより定電圧回路ＣＶＧを構成する素子の製造ばらつきにかかわらず発生される定電圧Ｖｃを一定にして、ＭＯＳトランジスタＱ０に例えば３００μＡのような定電流Ｉ２を流すことができるようにされている。また、電流−電圧変換用の抵抗Ｒt1およびＲt2も外付け素子を使用してその抵抗値を調整することにより、電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７に供給される電圧を変更できるように構成されている。調整用抵抗Ｒt1およびＲt2は例えば１ｋΩ〜１０ｋΩの範囲でそれぞれ調整される。

抵抗ラダー２３８を構成する直列抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８は、各抵抗の接続ノードの電位が例えば上から順に０．４５Ｖ，０．５１Ｖ，０．５７Ｖ，０．６３Ｖ，０．６９Ｖ，０．７５Ｖ，０．８１Ｖとなるように抵抗比が設定される。そして、これらの抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８には、電圧比較器ＣＭＰ１〜ＣＭＰ７を構成する素子が形成される半導体チップと同一チップ上に形成されたオンチップの抵抗素子が使用される。オンチップの抵抗は、抵抗値が製造工程のばらつきでばらついたとしても互いに同じ方向へばらつくため、直列抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８の抵抗値が２０％程度ばらついても抵抗比のばらつきは数％以下にされる。そのため、抵抗ラダー２３８の各接続ノードの電位は抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８の製造ばらつきにかかわらずほぼ一定となる。

以上のように構成された本実施例のバイアス制御回路２３０に従うと、３個の調整用抵抗Ｒt0，Ｒt1，Ｒt2の抵抗値を調整するだけで、バイアス回路の抵抗ばらつきにかかわらず増幅用ＦＥＴ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧が所望の電圧になって所定のバイアス電流が流れるように設定することができる。また、従来のバイアス選択制御回路を用いてかかるバイアス電圧の調整を行なえるようにするには、ＧＳＭ側の３段の増幅段とＤＣＳ側の３段の増幅段毎に１個ずつ計６個の調整用抵抗が必要であったものが、本実施例を適用することで外付け抵抗の数およびそれを接続するための外部端子数を半分に減らすことができる。

図５は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な携帯電話機のような無線通信システムの概略構成を示す。
図５において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２等が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX1，Tx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をアップンコンバートするミキサ、Rx‐MIX1，Rx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をダウンコンバートするミキサである。

また、図５において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図５に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２３０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すバンド選択信号ＶBANDが供給され、バイアス制御回路２３０はこの制御信号ＶBANDに基づいて、モードに応じたバイアス電圧を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。また、ベースバンドＩＣ１１０からパワーモジュール２００内のＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０へ出力レベル指示信号Ｖrampが供給され、ＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０は出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０対する出力制御信号Ｖapcを生成し、バイアス制御回路２３０は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

なお、図５の無線通信システムでは、ベースバンド部からの出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０へ出力制御電圧Ｖapcを生成する誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０をパワーモジュール側に設けた場合を説明したが、誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０をベースバンド部側に設けて、該誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０から出力される出力制御信号Ｖapcを、送信信号をアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2の前段の可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に供給して、パワーモジュール２００に入力される高周波信号を出力レベル指示信号に応じて増幅し、パワーモジュール２００のバイアス制御回路２３０はゲートバイアス電圧を固定した状態で入力信号を増幅して出力するようにしたシステムを構成する場合にも前記実施例のバイアス制御回路２３０を適用することができる。その場合、バイアス供給回路２３０へは誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０からの出力制御信号Ｖapcでなく、例えばＶregのような定電圧を与えるようにすればよい。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅素子を３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。また、実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＭＯＳトランジスタが使用されているが、バイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。

さらに、前記実施例のバイアス選択制御回路２３３では、各増幅段のバイアスを選択するスイッチＳＷ１〜ＳＷ８を制御する信号を増幅段ごとに別々に生成するように構成されているが、共通の制御信号として生成するようにしても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールあるいは無線ＬＡＮ用の高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに利用することができる。

本発明に係るバイアス制御回路およびそれを適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール）の実施例を示す回路構成図である。 バイアス供給回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。 バイアス供給回路の他の回路例を示す回路構成図である。 バイアス選択制御回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の高周波電力増幅回路を適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ パワーモジュール
２１０，２１０ａ，２１０ｂ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 電力増幅用ＦＥＴ
２２０ 出力電力検出回路
２３０ バイアス制御回路
２３１ バイアス供給回路
２３２ バイアス選択手段
２３３ バイアス選択制御回路
２３４ 基準電流生成部
２３５ 電流−電圧変換部
２３６ 抵抗分圧回路
２４１〜２４４ インピーダンス整合回路
２５０ 誤差アンプ（ＡＰＣ回路）
３００ フロントエンド・モジュール

Claims (5)

1. 複数の電力増幅用トランジスタが多段接続され各増幅段の電力増幅用トランジスタに所定のバイアスを与えて出力電力を設定するバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路であって、
   前記バイアス制御回路は、それぞれの増幅段毎に複数のバイアス電圧もしくはバイアス電流を供給可能なバイアス供給回路と、該バイアス供給回路より出力されるバイアス電圧もしくはバイアス電流のうち一つを選択して対応する電力増幅用トランジスタの制御端子に供給可能なバイアス選択手段と、調整用抵抗を備え前記バイアス選択手段を制御する信号を生成するバイアス選択制御回路とを備えていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
2. 前記バイアス供給回路は、出力制御電圧に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、該基準電流生成回路により生成された基準電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、変換された電圧を分圧して前記電力増幅用トランジスタに印加する抵抗分圧回路とにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
3. 前記バイアス供給回路は、前記電力増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタと、出力制御電圧に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、該基準電流生成回路により生成された基準電流に比例し各々異なる電流を流す複数のトランジスタとにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
4. 前記バイアス選択制御回路は、第１の調整用抵抗を備え所定の電流を流す定電流源と、該定電流源により生成された電流を電圧に変換する第２の調整用抵抗と、複数の参照電圧を生成する抵抗ラダーと、該抵抗ラダーにより生成された各電圧と前記第２の調整用抵抗により変換された電圧とを比較する複数の電圧比較回路と、これらの電圧比較回路の出力信号の組み合わせに応じて前記バイアス選択手段を制御する信号を生成する論理回路とを備えることを特徴とする請求項２または３に記載の高周波電力増幅回路。
5. 各々周波数の異なる高周波信号を増幅する複数の高周波電力増幅部と、前記定電流源からの定電流を電圧に変換する複数の調整用抵抗と、これらの調整用抵抗を切り替える切替え手段とを備え、前記複数の高周波電力増幅部のうち動作状態にされる高周波電力増幅部に応じて前記切替え手段を切り替えて前記電圧比較回路に供給される電圧を切り替えるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の高周波電力増幅回路。

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