JP2005197859A

JP2005197859A - 高周波電力増幅回路

Info

Publication number: JP2005197859A
Application number: JP2004000169A
Authority: JP
Inventors: Tomio Furuya; 富男古屋; Hideji Tomono; 秀司伴野; Fumimasa Morisawa; 文雅森沢
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2004-01-05
Filing date: 2004-01-05
Publication date: 2005-07-21

Abstract

【課題】電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電力増幅用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧が製造ばらつきで所定の値からずれたとしても所望の大きさのアイドル電流を流すことができ、それによって安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路を提供する。
【解決手段】電力増幅用ＭＯＳトランジスタ（２１１〜２１３）にバイアス制御電圧に応じてバイアス電圧を与え所望のアイドル電流を流して出力電力を制御するようにした高周波電力増幅回路（２１０）において、バイアス制御回路に電力増幅用ＭＯＳトランジスタと同一構造のトランジスタ（Ｑ１）を設け、該トランジスタの制御端子に定電圧を印加してしきい値電圧に応じた電流が流れるようにしておいて、該電流をしきい値電圧ばらつき補償電流として用いて、電力増幅用ＭＯＳトランジスタに与えるバイアス電圧を自動調整できるようにバイアス制御回路（２３０）を構成した。
【選択図】図２

Description

本発明は、高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路さらには増幅用トランジスタのしきい値電圧の製造ばらつきに伴うアイドル電流の変動を低減するのに適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。従来の無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力電力を検出して検出信号とベースバンドＬＳＩからの送信要求レベルに基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。また、高周波電力増幅回路の増幅素子には、ＭＯＳトランジスタやバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴなど各種化合物半導体トランジスタが使用されているが、近年においてはＭＯＳトランジスタが比較的多く採用されるようになっている。

ところで、従来、携帯電話機における通信方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良い。そこで、このＧＳＭ方式の携帯電話機においては、一般に、入力信号の振幅を固定してバイアス制御回路で高周波電力増幅回路の各増幅素子のアイドル電流を要求出力レベルに応じて制御して出力電力を制御することが行なわれている。

一方、位相変調と振幅変調を伴う８ＰＳＫ変調方式を採用するＥＤＧＥ方式の通信システムやＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、ベースバンド回路から供給される制御電流（もしくは制御電流）に応じてパワーアンプのバイアス電流（もしくはバイアス電圧）を固定した状態で入力信号の振幅を送信要求レベルに基づいて変化させて出力電力を制御する方法が提案されている。
特開２０００−１５１３１０号公報

上記従来の高周波電力増幅回路のバイアス制御方式においては、増幅素子に流されるアイドル電流はバイアス制御回路からのバイアス電圧もしくはバイアス電流によって一義的に決まるようになっている。ところが、増幅素子としてＭＯＳトランジスタを使用した高周波電力増幅回路においては、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧が製造ばらつきで所望の値からずれることがあり、それによって例えバイアス電圧が一定でも増幅用トランジスタに流れるアイドル電流が変化してしまい所望の出力電力が得られないという課題がある。

従来、かかるＭＯＳトランジスタのしきい値電圧の製造ばらつきによるアイドル電流の変化を防止するため、増幅素子にバイアスを与えるバイアス制御回路内にばらつき調整のラダー抵抗を設けておいて、製造後にＭＯＳトランジスタのしきい値電圧を測定してそのばらつきに応じてラダー抵抗の抵抗比を変化させることで生成されるバイアス電圧もしくはバイアス電流を調整して増幅用トランジスタに流れるアイドル電流を一定にするようにした技術がある。

また、ラダー抵抗の抵抗比を変更する方法としては、レーザーを用いて接続箇所を切断する方法やワイヤボンディングで抵抗ノード間を短絡する方法が一般的であるが、これらの方法は製造設備およびプロセスが複雑になるとともにバイアス制御回路が形成された半導体チップのサイズが大きくなるという不具合がある。なお、ラダー抵抗の抵抗ノード間を短絡する方法として、ワイヤボンディングの代わりに、ボンディングパッドを近接して配置しておいてパッド間に跨るようにボンディングボールを形成することで短絡を行なう方法も考えられる。この方法は、ワイヤボンディング方式よりも効率的でありチップサイズも低減できるという利点があるが、製造設備およびプロセスの簡略化の点では十分なものではない。

この発明の目的は、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電力増幅用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧が製造ばらつきで所定の値からずれたとしても所望の大きさのアイドル電流を流すことができ、それによって安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路およびそれを用いた高周波電力増幅用電子部品を提供することにある。

この発明の他の目的は、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電力増幅用トランジスタのアイドル電流のばらつきを補正するためのレーザトリミングやワイヤボンディング、ボールボンディングなどの工程を不要にして、製造設備および製造プロセスの簡略化を図ることができるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路およびそれを用いた高周波電力増幅用電子部品を提供することにある。

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力増幅用ＭＯＳトランジスタにバイアス制御電圧に応じてバイアス電圧を与え所望のアイドル電流を流して出力電力を制御するようにした高周波電力増幅回路において、バイアス制御回路に電力増幅用ＭＯＳトランジスタと同一構造のトランジスタを設け、該トランジスタの制御端子に定電圧を印加してしきい値電圧に応じた電流が流れるようにしておいて、該電流をしきい値電圧ばらつき補償電流として用いて、電力増幅用ＭＯＳトランジスタに与えるバイアス電圧を自動調整できるようにバイアス制御回路を構成した。

かかる特性のバイアス制御回路は、例えばバイアス制御電圧に比例した基準電流を生成する基準電流生成回路と、電力増幅用トランジスタと同一構造のダミートランジスタを備えそのしきい値電圧に応じた電流を生成するしきい値電圧ばらつき補償電流生成回路とを設け、上記基準電流と補償電流とを合成した電流を電圧に変換して電力増幅用ＭＯＳトランジスタに印加するように構成することで得られる。なお、上記ダミートランジスタは、電力増幅用トランジスタと構造は同一であってもサイズは小さなものとする。

上記した手段によれば、電力増幅用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧が製造ばらつきを有するとダミートランジスタの電流のしきい値電圧も同じようにばらついて、しきい値電圧のばらつきに応じた電流がダミートランジスタに流れるため、この電流を基準電流と合成して電圧に変換して電力増幅用ＭＯＳトランジスタに印加することで、電力増幅用トランジスタにしきい値電圧のばらつきの影響を受けないアイドル電流を流すことができるようになる。また、しきい値電圧がばらついても回路によってアイドル電流が一定に維持されるようにされるため、ラダー抵抗を用いたトリミング回路を設ける必要がなく、回路規模が小さくなるとともに、レーザトリミングやワイヤボンディング、ボールボンディングなどの工程が不要となる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電力増幅用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧が製造ばらつきで所定の値からずれたとしても所望の大きさのアイドル電流を流すことができ、それによって安定した出力電力が得られるようになる。また、電力増幅用トランジスタのアイドル電流のばらつきを補正するためのレーザトリミングやワイヤボンディング、ボールボンディングなどの工程が不要となるため、製造設備および製造プロセスが簡略化され製造所要時間の短縮、製造コストの低減が達成されるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール２００）の実施例を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅用ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅部２１０の出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス制御回路２３０と、外部のベースバンド部から供給される出力レベル指示信号Ｖrampと前記出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してその電位差に応じた制御電圧Ｖapcを前記バイアス制御回路２３０へ与える誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０とからなる。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス制御回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。

各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子ＩＮとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。

初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力端子ＯＵＴより出力する。

出力電力検出回路２２０は、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子とモジュールの出力端子ＯＵＴとの間に設けられたインピーダンス整合回路２４４の内部ノードに一方の端子が接続された抵抗Ｒｉおよび該抵抗と直列に接続された容量Ｃｉにより取り出された交流信号が入力され、この交流信号を半波整流して電圧に変換して検波電圧Ｖdetとして出力するように構成される。出力電力検出回路２２０の回路形式としては種々のものが考えられるので、本実施例では具体的な回路の開示は省略する。

本実施例においては、電力増幅用ＥＦＴ２１１〜２１３として、チップ上で横方向に電極を拡散させたいわゆるＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳトランジスタが用いられている。

なお、この実施例のパワーモジュール２００は、特に制限されるものでないが、破線で囲まれた部分が半導体集積回路化されている。すなわち電力増幅部２１０の各素子（インダクタＬ１〜Ｌ３およびインピーダンス整合回路２４４を除く）およびバイアス制御回路２３０の各素子と、出力電力検出回路２２０の各素子（抵抗Ｒｉおよび容量Ｃｉを除く）、直流成分をカットする容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路ＩＣ１として構成されている。そして、この半導体集積回路ＩＣ１と、電力増幅部２１０のインダクタＬ１〜Ｌ３と、出力電力検出回路２２０の入力用の抵抗Ｒｉおよび容量ｉとが、１つのセラミック基板上に実装されてパワーモジュールとして構成されている。インピーダンス整合回路２４１〜２４４を構成するインダクタは、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤあるいはモジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインにより形成することができる。

図２は、バイアス制御回路２３０の具体的な回路例を示す。
この実施例のバイアス制御回路２３０は、入力されたバイアス制御電圧Ｖapcに基づいて基準となる電流を生成する基準電流部２３１と、電力増幅用トランジスタのしきい値電圧Ｖthのばらつきに応じた電流を生成するＶthばらつき補償電流生成部２３２と、生成された基準電流とＶthばらつき補償電流とを合成した電流を電圧に変換する電流−電圧変換部２３３と、変換された電圧を抵抗分割してバイアス電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ３として各増幅段の増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲート端子に印加する抵抗分圧回路２３４とからなる。増幅用トランジスタ２１３は、並列接続された２個のＭＯＳトランジスタ２１３ａ，２１３ｂから構成されている。他の増幅用トランジスタ２１１，２１２に比べて大きな電流を流すため、サイズを大きくする必要があるためである。

基準電流部２３１は、バイアス制御電圧Ｖapcを抵抗分割する直列抵抗Ｒ３，Ｒ４と、非反転入力端子に抵抗Ｒ３，Ｒ４により分割された電圧Ｖａが印加された差動アンプＡＭＰ１と、該差動アンプＡＭＰ１の入力電圧Ｖａの上限を制限するリミッタＬＩＭと、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ４および抵抗Ｒ５と、ＭＯＳトランジスタＱ４と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ４のドレイン電流に比例した電流を流すＭＯＳトランジスタＱ５と、該トランジスタＱ５のドレイン端子と接地点との間に接続された抵抗Ｒ６とからなる。なお、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ５は、差動アンプＡＭＰ１の出力段とみなすことができる。この実施例の基準電流部２３１は、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ５との接続ノードの電位Ｖ０が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ０を差動アンプＡＭＰ１の入力電圧Ｖａに一致させるような基準電流Ｉ１がＭＯＳトランジスタＱ４に流される。

Ｖthばらつき補償電流生成部２３２は、バンドギャップリファランス回路のような基準電圧回路ＲＶＧと、該基準電圧回路ＲＶＧにより生成された基準電圧Ｖrefを抵抗分割する直列抵抗Ｒ１，Ｒ２と、増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同一のＬＤＭＯＳにより構成されたダミートランジスタＱ１と、該トランジスタＱ１のドレイン端子と電源電圧Ｖddとの間に接続されたトランジスタＱ２と、該トランジスタＱ１とゲート共通接続されてカレントミラーを構成するトランジスタＱ３とからなる。このトランジスタＱ３は、ドレイン端子が上記基準電流部２３１のトランジスタＱ４と抵抗Ｒ５との接続ノードに接続されており、トランジスタＱ４に流れる電流Ｉ１とＱ３の電流Ｉ２とを合成した電流Ｉ１＋Ｉ２が抵抗Ｒ５に流れるようにされている。

次に、本実施例のバイアス制御回路２３０の特性と作用を、図３のグラフを用いて説明する。
基準電流部２３１においては、差動アンプＡＭＰ１の作用によりバイアス制御電圧Ｖapcに応じた電流Ｉ１がトランジスタＱ４に流されるため、Ｖthばらつき補償電流生成部２３２の電流Ｉ２を考えなければトランジスタＱ４に流れる電流Ｉ１はバイアス制御電圧Ｖapcに比例する。そして、トランジスタＱ４とＱ５のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ５にはＱ４の電流に比例した電流が流され、これが抵抗Ｒ６で電圧に変換され、ボルテージフォロワとして動作するアンプＡＭＰ２によりインピーダンス変換されて、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ３を生成する抵抗分圧回路２３４に供給される。そのため、電流−電圧変換部２３３の出力電圧はバイアス制御電圧Ｖapcに比例した電圧となり、これを抵抗分割して生成される増幅用トランジスタ２１３のゲートバイアス電圧Ｖｂ３は、図３に示すように、バイアス制御電圧Ｖapcに比例した電圧となる。

なお、この実施例のバイアス制御回路２３０においては、基準電流部２３１の差動アンプＡＭＰ１の入力端子にリミッタＬＩＭが接続され、入力信号を制限しているため、図３に破線で示すように、増幅用トランジスタ２１３のゲートバイアス電圧Ｖｂ３はバイアス制御電圧Ｖapcが例えば３Ｖを超えると一定の電圧となる。図３には示されていないが、増幅用トランジスタ２１１，２１２のゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２もＶｂ３と傾きは異なるが同様にバイアス制御電圧Ｖapcに比例した電圧となる。また、図３に●印で示されているように、バイアス制御電圧Ｖapcが０．２Ｖよりも高くなるとゲートバイアス電圧Ｖｂ３が立ち上がるのは、ダミートランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖthにばらつきがない状態で、Ｖthばらつき補償電流生成部２３２から基準電流部２３１の抵抗Ｒ５へ少しだけ電流Ｉ２が流れるように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の比が設定されているためである。

本実施例のバイアス制御回路２３０においては、Ｖthばらつき補償電流生成部２３２のダミートランジスタＱ１が増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同一のＬＤＭＯＳにより構成されているため、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のしきい値電圧ＶthがばらつくとダミートランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖthも同じようにばらつくこととなる。そのため、例えば増幅用トランジスタ２１１〜２１３のしきい値電圧Ｖthが高くなってアイドル電流が減少しようとすると、ダミートランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖthも同じように高くなって電流Ｉ２が減少する。

そして、差動アンプＡＭＰ１は抵抗Ｒ５に流れる電流Ｉ１＋Ｉ２を維持するようにＭＯＳトランジスタＱ４のゲート電圧を変化させるため、Ｉ２が減った分だけＱ４の電流Ｉ１が増加される。これによって、電流−電圧変換部２３３の出力電圧が高くなり、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲートバイアス電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ３が高くされてアイドル電流を多く流そうとする。そのため、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のしきい値電圧Ｖthの上昇によるアイドル電流の減少分とダミートランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖthの上昇によるアイドル電流の増加分とが相殺しあってアイドル電流が一定に保たれる。

増幅用トランジスタ２１１〜２１３のしきい値電圧Ｖthが低い方へばらつくと、増幅用トランジスタ２１１〜２１３のアイドル電流が増加しようとするが、ダミートランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖthも同じように低くなってゲートバイアス電圧Ｖｂ１〜Ｖｂ３が低くされてアイドル電流を減少させるように作用するためアイドル電流が一定に保たれる。

なお、上記実施例では、基準電流生成部２３１とＶthばらつき補償電流生成部２３２で生成した電流を合成して電圧に変換し抵抗分圧回路２３４で分圧して各増幅段の増幅用ＭＯＳトランジスタにゲートバイアス電圧を与えるようにした場合を説明したが、例えば図４に示すように、増幅用トランジスタ２１１〜２１３にカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１３を設け、基準電流生成部２３１のトランジスタＱ５の電流を増幅用ＭＯＳトランジスタ２１１とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ１１に、またＱ５と並列に設けられ同一のゲート電圧が印加されたトランジスタＱ６，Ｑ７の電流を増幅用ＭＯＳトランジスタ２１２，２１３とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ１２，Ｑ１３に流していわゆるカレントミラー方式でゲートバイアスを与えるバイアス制御回路に対しても本発明を適用することができる。

図５は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図５において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２等が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX1，Tx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をアップンコンバートするミキサ、Rx‐MIX1，Rx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をダウンコンバートするミキサである。

また、図５において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図５に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２３０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDが供給され、バイアス制御回路２３０はこの制御信号ＶBANDに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。また、ベースバンドＩＣ１１０からパワーモジュール２００内のＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０へ出力レベル指示信号Ｖrampが供給され、ＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０は出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０対する出力制御信号Ｖapcを生成し、バイアス制御回路２３０は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

なお、図５には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅素子を３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。また、実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＬＤＭＯＳが使用されているが、通常のＣＭＯＳプロセスで形成されるＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。ただし、その場合、ダミートランジスタＱ１も増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同一の素子で構成するのが望ましい。

さらに、前記実施例では、ベースバンド部からの出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０へ出力制御電圧Ｖapcを生成する誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０が電力増幅回路２１０や出力電力検出回路２２０と同一の半導体チップ上に形成されている場合を説明したが、誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０は別個の半導体チップ上に形成されていても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールあるいは無線ＬＡＮ用の高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに利用することができる。

本発明に係るバイアス制御回路およびそれを適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール）の実施例を示す回路構成図である。バイアス制御回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。実施例のバイアス制御回路のバイアス制御電圧Ｖapcと増幅用トランジスタ２１３のゲートバイアス電圧Ｖｂ３との関係を示すグラフである。バイアス制御回路の他の回路例を示す回路構成図である。本発明のパワーモジュールを適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ＲＦデバイス
１１０ベースバンド回路
２００パワーモジュール
２１０，２１０ａ，２１０ｂ高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３電力増幅用ＦＥＴ
２２０出力電力検出回路
２３０バイアス制御回路
２３１基準電流生成部
２３２Ｖthばらつき補償電流生成部
２３３電流−電圧変換部
２３４抵抗分圧回路
２４１〜２４４インピーダンス整合回路
２５０誤差アンプ（ＡＰＣ回路）
３００フロントエンド・モジュール

Claims

電力増幅用ＭＯＳトランジスタにバイアス制御電圧に応じたバイアスを与え、所望のアイドル電流を流して出力電力を制御するバイアス制御回路を備えた高周波電力増幅回路であって、
前記バイアス制御回路は、前記電力増幅用ＭＯＳトランジスタと同一構造を有しゲート端子に定電圧が印加されてしきい値電圧に応じた電流が流れるようにされたダミートランジスタを備え、該ダミートランジスタの電流をしきい値電圧ばらつき補償電流として用いて、前記電力増幅用ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のばらつきに関わらず該トランジスタに所定のバイアス電流が流れるようなバイアスを与えるように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
前記バイアス制御回路は、バイアス制御電圧に比例した基準電流を生成する基準電流生成回路と、前記電力増幅用トランジスタと同一構造のダミートランジスタを有しそのしきい値電圧に応じた補償電流を生成する補償電流生成回路とを備え、前記基準電流と補償電流とを合成した電流を電圧に変換して前記電力増幅用ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
前記補償電流生成回路は、ゲート端子に定電圧が印加された前記ダミートランジスタと直列に接続されゲート端子とドレイン端子が結合された第１のトランジスタと、該第１のトランジスタとゲート同士が接続された第２のトランジスタとを含んでなることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅回路。
前記補償電流生成回路は、前記基準電流と補償電流とを合成した電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、変換された電圧を抵抗比で分割して前記電力増幅用ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加されるバイアス電圧を生成する抵抗分圧回路とを備えることを特徴とする請求項２または３に記載の高周波電力増幅回路。
前記補償電流生成回路は、前記電力増幅用ＭＯＳトランジスタとゲート端子同士が抵抗を介して接続されたバイアス用ＭＯＳトランジスタと、該バイアス用トランジスタと直列形態に接続され前記基準電流と補償電流とを合成した電流に比例した電流を流す電流用トランジスタとを備え、カレントミラー方式でバイアスを与えることを特徴とする請求項２または３に記載の高周波電力増幅回路。