JP2005217557A - 高周波電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力信号の振幅を固定して電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電源電圧が変化しても増幅素子に流れるバイアス電流が変化せず、安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路を提供する。
【解決手段】 電力増幅用トランジスタ（２１１〜２１３）にカレントミラー方式でアイドル電流を流してバイアスを与えるバイアス用トランジスタ（Ｑ１７）を備え、入力信号の振幅を固定してバイアス制御電圧に応じてバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅回路（２１０）において、電源電圧が高い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を減らし、電源電圧が低い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を増やすようにバイアス制御回路（２３０）を構成した。
【選択図】 図２

Description

本発明は、高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路さらには電源電圧変動に伴う増幅用トランジスタのアイドル電流変動を抑制するのに適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。従来の無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力電力を検出して検出信号とベースバンドＬＳＩからの送信要求レベル（出力レベル指示信号）に基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。

ところで、従来、携帯電話機における通信方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。ＧＳＭ方式の携帯電話機では位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良い。そこで、このＧＳＭ方式の通信システムにおいては、一般に、入力信号の振幅を固定してバイアス制御回路で高周波電力増幅回路の各増幅素子のアイドル電流を要求出力レベルに応じて制御して出力電力を制御することが行なわれている。
特開２０００−１５１３１０号公報

上記従来の高周波電力増幅回路のバイアス制御方式においては、増幅素子に流されるアイドル電流はバイアス制御回路からのバイアス電圧もしくはバイアス電流によって一義的に決まるようになっている。また、高周波電力増幅回路への入力信号の振幅も一定である。一方、携帯電話機においては、十分な出力電力を得るため、リチウム電池のような充電式のバッテリからの電圧を直接増幅素子に印加して増幅動作させるように構成される。

ところが、リチウム電池は充電直後と電池が消耗して再充電が必要なレベルまで放電したときとで電圧レベルが大きく異なる。そのため、従来の高周波電力増幅回路のバイアス制御方式においては、バイアス電圧が一定でも電源電圧が変化すると増幅素子に流れるアイドル電流が変化してしまい所望の出力電力が得られないという課題がある。また、所望の出力電力を保証するには、最低動作補償電圧を高くする必要があり、それには充電開始時機を早くしなくてはならず、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間が短くなってしまうという不具合が生じる。

この発明の目的は、入力信号の振幅を固定して電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電源電圧が変化しても電力増幅用トランジスタに流れるバイアス電流が変化せず、安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路およびそれを用いた高周波電力増幅用電子部品を提供することにある。

この発明の他の目的は、携帯電話機のような電池を電源とする無線通信システムにおいて、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようにすることにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力増幅用トランジスタにカレントミラー方式でアイドル電流を流してバイアスを与えるバイアス用トランジスタを備え、入力信号の振幅を固定してバイアス制御電圧に応じてバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、電源電圧が高い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を減らし、電源電圧が低い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を増やすようにバイアス制御回路を構成した。かかる特性のバイアス制御回路は、例えばバイアス制御電圧に比例した電源電圧依存性のない基準電流を生成する基準電流生成回路と、電源電圧依存性を有する電流を生成する電源電圧変動補償電流生成回路とを設け、上記基準電流と電源電圧変動補償電流とを合成した電流に応じた電流を上記バイアス用トランジスタに流すように構成することで得られる。

上記した手段によれば、電力電源電圧が高くなると電力増幅用トランジスタの電流が増加しようとするが、電力増幅用トランジスタに流すアイドル電流をカレントミラー方式で制御するバイアス用トランジスタに流れるバイアス電流が減少するため、電源電圧が変化しても電力増幅用トランジスタに流れるアイドル電流の増加を抑えることができるようになる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、入力信号の振幅を固定して電力増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させて出力電力を制御する無線通信システムにおいて、電源電圧が変化しても増幅素子に流れるバイアス電流が変化せず、安定した出力電力が得られるバイアス制御回路を内蔵した高周波電力増幅回路およびそれを用いた高周波電力増幅用電子部品を実現することができる。また、本発明に従うと、携帯電話機のような電池を電源とする無線通信システムにおいて、最低動作補償電圧を高くする必要がないため、一回の充電により動作可能な最大通話時間や最大待受け時間を長くできるようになるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール２００）の実施例を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅用ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅部２１０の出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス制御回路２３０と、外部のベースバンド部から供給される出力レベル指示信号Ｖrampと前記出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してその電位差に応じた制御電圧Ｖapcを前記バイアス制御回路２３０へ与える誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０とからなる。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス制御回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。

各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子には、それぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して図示しないバッテリからの電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子ＩＮとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。

初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力端子ＯＵＴより出力する。

出力電力検出回路２２０は、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子とモジュールの出力端子ＯＵＴとの間に設けられたインピーダンス整合回路２４４の内部ノードに一方の端子が接続された抵抗Ｒｉおよび該抵抗と直列に接続された容量Ｃｉにより取り出された交流信号が入力され、この交流信号を半波整流して電圧に変換して検波電圧Ｖdetとして出力するように構成される。出力電力検出回路２２０の回路形式としては種々のものが考えられるので、本実施例では具体的な回路の開示は省略する。

本実施例においては、電力増幅用ＥＦＴ２１１〜２１３として、チップ上で横方向に電極を拡散させたいわゆるＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳトランジスタが用いられている。

なお、この実施例のパワーモジュール２００は、特に制限されるものでないが、破線で囲まれた部分が半導体集積回路化されている。すなわち電力増幅部２１０の各素子（インダクタＬ１〜Ｌ３およびインピーダンス整合回路２４４を除く）およびバイアス制御回路２３０の各素子と、出力電力検出回路２２０の各素子（抵抗Ｒｉおよび容量Ｃｉを除く）、直流成分をカットする容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路ＩＣ１として構成されている。そして、この半導体集積回路ＩＣ１と、電力増幅部２１０のインダクタＬ１〜Ｌ３と、出力電力検出回路２２０の入力用の抵抗Ｒｉおよび容量Ｃｉとが、１つのセラミック基板上に実装されてパワーモジュールとして構成されている。インピーダンス整合回路２４１〜２４４を構成するインダクタは、半導体チップ上、または半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤあるいはモジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインにより形成することができる。

図２は、バイアス制御回路２３０の具体的な回路例を示す。
この実施例のバイアス制御回路２３０は、入力されたバイアス制御電圧Ｖapcに基づいて基準となるバイアス電流ＩbiasBを生成する基準電流部２３１と、生成されたバイアス電流ＩbiasBを電源電圧Ｖddに応じて補正する電源電圧補償部２３２とからなる。

基準電流部２３１は、非反転入力端子にバイアス制御電圧Ｖapcが印加された差動アンプＡＭＰ１と、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ１１および抵抗Ｒ１１と、ＭＯＳトランジスタＱ１１と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ１１のドレイン電流に比例した電流を流すＭＯＳトランジスタＱ１２と、該トランジスタＱ１２のドレイン電流を転写してバイアス電流ＩbiasBを生成するトランジスタＱ１３，Ｑ１４からなるカレントミラーとからなる。なお、トランジスタＱ１１と抵抗Ｒ１１は、差動アンプＡＭＰ１の出力段とみなすことができる。

この実施例の基準電流部２３１は、トランジスタＱ１１と抵抗Ｒ１１との接続ノードの電位Ｖ０が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ０をバイアス制御電圧Ｖapcに一致させるような基準電流ＩrefがＭＯＳトランジスタＱ１１に流される。そして、トランジスタＱ１１とＱ１２のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ１２にはＩrefに比例した定電流ＩbiasAが流され、これがＱ１３，Ｑ１４からなるカレントミラーで転写され、電源電圧補償部２３２から基準電流Ｉrefに比例したバイアス電流ＩbiasBを引き込むようにされている。

電源電圧補償部２３２は、上記トランジスタＱ１４のドレイン端子と電源電圧Ｖddとの間に接続されたトランジスタＱ１５と、該トランジスタＱ１５とゲート共通接続されてカレントミラーを構成するトランジスタＱ１６と、該トランジスタＱ１６と直列に接続されたトランジスタＱ１７とを備えている。このトランジスタＱ１７は、ゲート端子が増幅用トランジスタ２１１〜２１３のゲート端子に抵抗Ｒ１２を介して接続されることにより、カレントミラー方式で増幅用トランジスタ２１１（２１２，２１３）にアイドル電流Ｉidleを流すように構成されている。なお、このバイアス用トランジスタＱ１７のゲート端子には接地点との間に、上記抵抗Ｒ１２と共にロウパスフィルタを構成する容量Ｃ０が接続されており、トランジスタ２１１（２１２，２１３）のゲート端子に印加される入力高周波信号Ｐｉｎの交流成分がＱ１７のゲートに漏れてＱ１７に流れるバイアス電流ＩbiasCが変動するのを抑制するようにされている。

また、電源電圧補償部２３２には、上記トランジスタＱ１７のゲート電圧がゲート端子に印加され、ドレイン端子が抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介して電源電圧Ｖddに接続されたトランジスタＱ１８と、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続ノードにゲート端子が接続されソース端子が電源電圧Ｖddに接続されたＰチャネルトランジスタＱ１９とが設けられ、このトランジスタＱ１９のドレイン端子が前記基準電流部２３１のトランジスタＱ１４のドレイン端子に接続されている。これにより、前記基準電流部２３１のトランジスタＱ１４により引き込まれるバイアス電流ＩbiasBからトランジスタＱ１９のドレイン電流Ｉ２を引いた差分の電流Ｉ１（＝ＩbiasB−Ｉ２）がトランジスタＱ１５に流されるようにされている。

なお、紙面の都合で詳しい図示を省略するが、増幅用トランジスタ２１２，２１３に対応して、図２に破線で示すような上記トランジスタＱ１６と並列に接続されたトランジスタＱ２１，Ｑ２２と、該トランジスタＱ２１，Ｑ２２と直列に接続されたトランジスタが設けられる。このトランジスタは、ゲート端子が増幅用トランジスタ２１２，２１３のゲート端子に抵抗を介して接続されることにより、およびこれらとそれぞれ直列に接続され抵抗を介して増幅用トランジスタ２１２，２１３とゲート共通接続されたトランジスタが設けられ、トランジスタＱ１５のドレイン電流Ｉ１に比例したアイドル電流Ｉidleをカレントミラー方式で増幅用トランジスタ２１２，２１３にそれぞれを流すように構成されている。

次に、本実施例のバイアス制御回路２３０の特性と作用を、図３〜図７のグラフを用いて説明する。
基準電流部２３１においては、差動アンプＡＭＰ１の作用によりバイアス制御電圧Ｖapcに応じた基準電流Ｉrefが流され、カレントミラー回路で基準電流Ｉrefに比例したバイアス電流ＩbiasBが生成されるため、図３に示すように、引き込みバイアス電流ＩbiasBはバイアス制御電圧Ｖapcに比例した電源電圧依存性のない電流となる。一方、電源電圧補償部２３２では、電源電圧Ｖddを抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した電圧がトランジスタＱ１９のゲート端子に印加されるため、Ｑ１８が引き込むVddによって変化する電流Ｉ０とＲ１３による電圧降下した電圧がＱ１９のゲート端子に印加される。そのため、Ｑ１９のドレイン電流（補償電流）Ｉ２は電源電圧Ｖddが変化すると変化し、図４に示すように、電源電圧依存性のある電流となる。

その結果、カレントミラー・トランジスタＱ１６に流れるバイアス電流ＩbiasCは、図５に示すようになる。なお、図５において、曲線Ｈは電源電圧が高いときのバイアス電流特性、曲線Ｌは電源電圧が低いときのバイアス電流特性、曲線Ｍは電源電圧が中間のときのバイアス電流特性である。かかるバイアス電流ＩbiasCの変化と電源電圧Ｖddの変化に応じてバイアス用トランジスタＱ１７のゲートバイアス電圧Ｖbiasは図６のようになる。さらに、このようなバイアス電圧Ｖbiasがゲート端子に印加されることにより、増幅用トランジスタ２１１に流されるアイドル電流Ｉidleの変動が小さくされる。

具体的には、基準電流部２３１のバイアス電流ＩbiasBが一定の状態で、電源電圧補償部２３２において電源電圧Ｖddが高くなると、トランジスタＱ１７および増幅用トランジスタ２１１（２１２，２１３）のゲート電圧が高くなって増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleは増加しようとするが、Ｑ１７のゲート電圧が高くなるとトランジスタＱ１８に流れる電流Ｉ０が多くなって抵抗Ｒ１３の電圧降下量が大きくなってトランジスタＱ１９の電流Ｉ２が増加する。トランジスタＱ１７のゲート電圧は、ＩｂｉａｓＣがVddに依存しないため一定となっており、ドレインソース間電圧も同様に一定となっている。それに対し、増幅用トランジスタ２１１(２１２，２１３)では、ゲート電圧はＱ１７と同じく一定であるが、ドレインソース間電圧はＶddとなっているため高くなる。このことにより、増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Iidleは増加しようとするが、Ｑ１８に流れるＩ０が２１１同様に多くなって、抵抗Ｒ１３の電圧降下量が大きくなってトランジスタＱ１９の電流Ｉ２が増加する。これにより、トランジスタＱ１５の電流さらにはＱ１７のバイアス電流ＩbiasCが減少し、カレントミラーが増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleが減少するようになる。

また、電源電圧Ｖddが低くなると、トランジスタＱ１７および増幅用トランジスタ２１１（２１２，２１３）のゲート電圧が低くなって増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleは減少しようとするが、Ｑ１７のゲート電圧が低くなるとトランジスタＱ１８に流れる電流Ｉ０が少なくなってトランジスタＱ１９の電流Ｉ２が減少し、Ｑ１５の電流さらにはＱ１７のバイアス電流ＩbiasCが増加し、カレントミラーが増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleが増加するようになる。トランジスタＱ１７ではゲート電圧、ドレインソース間電圧は一定であるのに対し、増幅用トランジスタ２１１(２１２，２１３)では、ゲート電圧はＱ１７と共通のため一定だが、ドレインソース間電圧はＶddのため減少する。このことにより増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流は減少しようとするが、Ｑ１８のＩ０も２１１同様に減少するため、抵抗Ｒ１３の電圧降下量が小さくなってトランジスタＱ１９の電流Ｉ２が減少する。これにより、トランジスタＱ１５の電流さらにはＱ１７のバイアス電流ＩbiasCが増加し、カレントミラーが増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleが増加するようになる。その結果、バイアス制御電圧Ｖapcの変動範囲全体にわたって、電源電圧変動に伴うアイドル電流Ｉidleの変化量が小さくなる。

図７（Ａ）には、電源電圧補償部２３２がなく基準電流部２３１からのバイアス電流ＩbiasBで増幅用トランジスタ２１１〜２１３がバイアスされる高周波電力増幅回路におけるアイドル電流Ｉidleの電源電圧が高いときと中間のときと低いときの特性がそれぞれ実線Ｈ’，Ｍ’，Ｌ’で、また図７（Ｂ）には、電源電圧補償部２３２を設けた実施例のバイアス制御回路２３０を用いた高周波電力増幅回路におけるアイドル電流Ｉidleの各特性が実線Ｈ，Ｍ，Ｌで示されている。

同図より、実施例のバイアス制御回路２３０においては、バイアス制御電圧Ｖapcが低い領域では電源電圧Ｖddが高いほど増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleが若干多くなり、バイアス制御電圧Ｖapcが高い領域では電源電圧Ｖddが高いほど増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流Ｉidleが若干多くなるが、低い領域，高い領域、全域でＶddが高いときほど増幅用トランジスタ２１１のアイドル電流が多くなるが、本実施例を適用することにより、バイアス制御電圧Ｖapcに応じて増幅用トランジスタ２１１〜２１３(２１２，２１３)に流されるアイドル電流のＶddの変動に対するばらつきが小さくなることが分かる。

図８は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図８において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２等が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX1，Tx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をアップコンバートするミキサ、Rx‐MIX1，Rx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をダウンコンバートするミキサである。

また、図８において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図８に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２３０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDが供給され、バイアス制御回路２３０はこの制御信号ＶBANDに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。また、ベースバンドＩＣ１１０からパワーモジュール２００内のＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０へ出力レベル指示信号Ｖrampが供給され、ＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０は出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０対する出力制御信号Ｖapcを生成し、バイアス制御回路２３０は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

なお、図８には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。

また、前記実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＬＤＭＯＳが使用されているが、通常のＣＭＯＳプロセスで形成されるＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。ただし、その場合、バイアス用トランジスタＱ１７も増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同一の素子で構成するのが望ましい。

さらに、前記実施例では、ベースバンド部からの出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２３０へ出力制御電圧Ｖapcを生成する誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０が電力増幅回路２１０や出力電力検出回路２２０と同一の半導体チップ上に形成されている場合を説明したが、誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０は別個の半導体チップ上に形成されていても良い。

また、前記実施例では、出力電力検出回路２２０が電力増幅回路２１０と同一の半導体チップ上に形成されている場合を説明したが、チップ外部に設けられたカプラおよび検波回路で出力電力を検出するようにしたパワーモジュールにも適用することができる。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＭＳとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールあるいは無線ＬＡＮ用の高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに利用することができる。

本発明に係るバイアス制御回路およびそれを適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール）の実施例を示す回路構成図である。 バイアス制御回路の具体的な回路例を示す回路構成図である。 実施例のバイアス制御回路のバイアス制御電圧Ｖapcと基準電流部の出力電流（引き込み電流）ＩbiasBとの関係を示すグラフである。 実施例のバイアス制御回路におけるバイアス制御電圧Ｖapcと電源変動補償電流Ｉ２との関係を示すグラフである。 実施例のバイアス制御回路におけるバイアス制御電圧Ｖapcとバイアス電流ＩbiasCとの関係を示すグラフである。 実施例のバイアス制御回路におけるバイアス制御電圧Ｖapcと増幅用トランジスタに印加されるバイアス電圧Ｖbiasとの関係を示すグラフである。 （Ａ）は従来のバイアス制御回路を用いた場合におけるバイアス制御電圧Ｖapcと増幅用トランジスタに流されるアイドル電流Ｉidleとの関係を示すグラフ、（Ｂ）は実施例のバイアス制御回路を用いた場合におけるバイアス制御電圧Ｖapcと増幅用トランジスタに流されるアイドル電流Ｉidleとの関係を示すグラフである。 本発明のパワーモジュールを適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ パワーモジュール
２１０，２１０ａ，２１０ｂ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 電力増幅用ＦＥＴ
２２０ 出力電力検出回路
２３０ バイアス制御回路
２３１ 基準電流生成部
２３２ 電源電圧補償部
２４１〜２４４ インピーダンス整合回路
２５０ 誤差アンプ（ＡＰＣ回路）
３００ フロントエンド・モジュール

Claims (5)

1. 電力増幅用トランジスタと該電力増幅用トランジスタにカレントミラー方式でアイドル電流を流してバイアスを与えるバイアス用トランジスタを含むバイアス制御回路とを備え、バイアス制御電圧に応じてバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅回路であって、前記バイアス制御回路は、電源電圧が高い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を減らし、電源電圧が低い時はバイアス用トランジスタに流すバイアス電流を増やすように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
2. 前記バイアス制御回路は、バイアス制御電圧に比例した電源電圧依存性のない基準電流を生成する基準電流生成回路と、電源電圧依存性を有する電流を生成する電源電圧変動補償電流生成回路とを備え、上記基準電流と電源電圧変動補償電流とを合成した電流に応じた電流を上記バイアス用トランジスタに流すように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
3. 前記電源電圧変動補償電流生成回路は、前記バイアス用トランジスタと同一の制御電圧が制御端子に印加された第１のトランジスタと、電源電圧端子間に前記第１のトランジスタと直列に接続された抵抗と、該抵抗により変換された電圧が制御端子に印加された第２のトランジスタとを含んで構成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅回路。
4. 前記バイアス用トランジスタの制御端子は、前記電力増幅用トランジスタの制御端子に抵抗を介して接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
5. 出力レベル指示信号と出力電力検出信号とに基づいて前記バイアス制御電圧を生成して前記バイアス制御回路に供給するパワー制御回路を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。

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