JP2007013792A - 高周波電力増幅用電子部品および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ベースバンドＩＣ側のソフトウェア処理を必要とせずに自動的に送信開始時のプリチャージレベルの設定を行ない、ユーザすなわちセットメーカの負担を軽減することができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供する。
【解決手段】 出力電力の検出信号と出力電力のレベルを指示する信号とに基づいて高周波電力増幅回路（２１０）にバイアスを与えて出力電力を制御する回路に、出力電力のレベルを指示する信号Ｖrampに応じて、出力電力があるレベル以下の範囲での出力電力検出回路（２２０）の検出感度を補償するような信号を出力する感度補償回路（２３２）を設ける。そして、この感度補償回路の出力を出力電力検出回路の検出出力に加算した信号に基づいて出力電力を制御するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波電力増幅回路を内蔵した高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）における低パワー時の制御性を向上させる技術に関し、例えばＧＳＭ系の携帯電話機に用いられるＲＦパワーモジュールおよびこれを用いた無線通信装置に適用して有効な技術に関する。

携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等のトランジスタを増幅素子とする高周波電力増幅回路（ＰＡ）を内蔵したＲＦパワーモジュールが組み込まれている。

また、一般に、携帯電話機では、基地局から送られて来るパワーレベル指示情報に従って周囲環境に適応するように出力電力（送信パワー）を変えて通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようシステムが構成されている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式の携帯電話機においては、出力電力検出信号とベースバンド回路からの出力レベル指示信号ＶrampとをＡＰＣ（Automatic Power Control）回路において比較してパワーを制御する制御電圧Ｖapcを生成する。そして、この制御電圧Ｖapcによって通話に必要な出力電力となるように、送信出力部の高周波電力増幅回路の増幅段のゲイン（利得）をバイアス回路によって制御することが行なわれている（特許文献１）。
特開２０００−１５１３１０号公報 特開平１１−１７７４４４号公報

従来のＡＰＣ回路を用いた送信パワー制御にあっては、パワーの低い領域における出力電力検出回路の感度が相対的に低いため、低パワー時における出力電力の制御性が良好でないという問題点があった。そこで、本発明者らは、パワーの低い領域における出力電力検出回路の感度を向上させる技術について検討した。その結果、パワーの低い領域における検出感度を向上させるには、複雑で回路規模の大きなＲＦ増幅回路が必要であるが、小型、低コスト化が要求されるＲＦモジュールにＲＦ増幅回路を設けることは適切な対策ではないとの結論に達した。

なお、パワーの高い領域における出力電力の制御方式とパワーの低い領域における出力電力の制御方式とを異ならせるようにした発明が提案されている(特許文献２)。しかしながら、この先願発明においては、送信パワーがあるレベルよりも低い場合にはＡＰＣループをオフさせ、外部からの送信電力指定値のみに応じて出力電力を制御する。そして、送信パワーがあるレベルよりも高い場合には、ＡＰＣループをオンしてフィードバックループによる自動送信電力制御に切り替えるようにしている。

そのため、上記先願発明では、制御ループを切り替える際に応答遅れが発生するのを回避することができない。その結果、送信開始時に出力電力を所望のレベルまで立ち上げるいわゆるランプアップ時のスイッチングスペクトラムが悪化するおそれがある。また、上記先願発明は、制御ループの切替え回路等が複雑であり、回路規模が大きくなってコストアップをもたらすという課題がある。

この発明の目的は、送信開始時の出力電力立ち上げの際におけるスイッチングスペクトラムを悪化させることなく、パワーの低い領域における出力電力の制御性を向上させることができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供することにある。

この発明の他の目的は、大幅に回路規模を増大させたりコストアップを招いたりすることなく、パワーの低い領域における出力電力の制御性を向上させることができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、出力電力検出信号と出力レベルを指示する信号とに基づいて高周波電力増幅回路にバイアスを与えて出力電力を制御する回路に、出力レベルを指示する信号に応じて、出力電力があるレベル以下の範囲での出力電力検出回路の検出感度の低下を補償するような補償信号を出力する感度補償回路を設ける。そして、この感度補償回路の出力を出力電力検出回路の検出出力に加算した信号に基づいて出力電力を制御するようにしたものである。ここで、補償信号を加算するかしないかのしきい値となるレベルは、例えば前記出力電力検出回路の検出出力の変曲点に対応するレベルとする。補償信号は電流信号でも電圧信号でも良い。

上記した手段によれば、補償信号により出力電力検出回路の検出感度不足を補うことができるため、パワーの低い領域における出力電力の制御性を向上させることができる。また、パワーの低い領域においてもフィードバックループをオフする必要がないため、送信開始時の出力電力立ち上げの際におけるスイッチングスペクトラムを悪化させることがない。さらに、複雑なループの切替え回路等が不要であるため、大幅に回路規模を増大させたりコストアップを招いたりすることなく、パワーの低い領域における出力電力の制御性を向上させることができる。

また、望ましくは、前記補償信号を生成する感度補償回路は、補償信号を与えない場合に出力レベルを指示する信号が前記しきい値となる出力電力のレベルに対応する値以上になったときに補償信号を緩やかにクランプさせるように構成する。これにより、出力電力検出回路の検出出力が見かけ上変曲点を持たないように変化させることができ、出力電力立ち上げの際におけるスイッチングスペクトラムの悪化を回避することができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、送信開始時の出力電力立ち上げの際におけるスイッチングスペクトラムを悪化させることなく、パワーの低い領域における出力電力の制御性を向上させることができる高周波電力増幅用電子部品（ＲＦパワーモジュール）を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路と、その出力電力のレベルを検出する出力電力検出回路の検出出力に応じて高周波電力増幅回路のゲインを制御する出力電力制御回路とを含む高周波電力増幅器の一実施例を示す。この実施例は、ＧＳＭとＤＣＳ（Digital Cellular System）の２つの方式の送信信号をモードに応じてそれぞれ電力増幅して出力できるように構成したものである。

この実施例の高周波電力増幅器は、高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂ、出力電力検出回路（検波回路）２２０、出力電力制御回路２３０などにより構成されている。これらの回路が１つまたは２以上のＩＣ（半導体集積回路）として形成され、高周波電力増幅器は、そのようなＩＣが容量や抵抗などの外付け素子と共に絶縁基板に実装されてモジュールとして構成されている。

本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。以下、モジュール化されたこの実施例の高周波電力増幅器をＲＦパワーモジュールと称する。

この実施例のＲＦパワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂが設けられている。そして、このＧＳＭとＤＣＳの増幅回路２１０ａと２１０ｂにそれぞれ対応してカプラＣＰＬと容量素子Ｃｉとからなるパワー検出手段２２１ａ，２２１ｂが設けられている。出力電力検出回路２２０および出力電力制御回路２３０は、パワー検出手段２２１ａ，２２１ｂを除きＧＳＭとＤＣＳの増幅回路２１０ａ，２１０ｂに共通の回路として設けられている。

上記カプラＣＰＬには、電力増幅回路２１０の出力端子に接続される絶縁基板上のマイクロストリップラインからなる出力線と平行に配設した比較的短いマイクロストリップラインとの間に形成される容量を利用するマイクロカプラを用いることができる。２３１は高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂ内の増幅用トランジスタのバイアス電流を生成するバイアス生成回路、２３２は低パワー領域での出力電力検出回路２２０の検出感度の低下を補償する信号を生成する感度補償回路である。

パワー検出手段２２１ａ，２２１ｂにより出力から取り出された交流信号は、バンド切替え信号Ｖbandによって制御される切替えスイッチＳＷ１を介して、ＧＳＭとＤＣＳに共通の出力電力検出回路２２０に入力されている。特に制限されるものでないが、この実施例では、出力電力検出回路２２０からは電流出力型の回路として構成され、これに応じて、出力電力検出回路２２０の検出感度の不足分を補償する感度補償回路２３２も電流出力型の回路で構成され、補償電流Ｉcomp_outを出力するようにされている。

補償電流Ｉcomp_outは出力電力検出回路２２０から出力される検出電流Ｉdetに加算されて、電流−電圧変換器２３３によって電圧に変換され、検出電圧Ｖdetとして誤差アンプ２３４に供給される。誤差アンプ２３４は検出電圧Ｖdetとベースバンド回路からの出力指示信号Ｖrampとを比較し、それらの電位差に応じた制御電圧Ｖapcを生成してバイアス生成回路２３１へ供給する。

ＧＳＭとＤＣＳの高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂの構成は同じであるが、内部の増幅用トランジスタのバイアス電流は、増幅する送信信号がＧＳＭの信号かＤＣＳの信号によって異なる。そのため、バイアス生成回路２３１は、ベースバンド回路から供給される送信モードがＧＳＭかＤＣＳかを示すバンド制御信号Ｖbandによって切替え制御がなされる。さらに、バイアス生成回路２３１は、制御電圧Ｖapcに応じて、ＧＳＭの送信モードでは高周波電力増幅回路２１０ａへのバイアス電流を生成して供給し、ＤＣＳの送信モードでは高周波電力増幅回路２１０ｂへのバイアス電流を生成して供給する。

ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂは、それぞれ３個の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３が従属接続、すなわち後段のトランジスタの制御端子としてのゲート端子に前段のトランジスタのドレイン端子の出力が入力されるように接続がなされた３段の増幅回路として構成されている。また、各増幅段の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３のドレイン端子と電源電圧端子Ｖｄｄ１，Ｖｄｄ２との間にはモジュールの基板上に形成されたマイクロストリップラインからなるインダクタＭＳＬ１，ＭＳＬ２，ＭＳＬ３が接続されている。

さらに、各増幅段の間には、増幅すべき高周波信号の直流成分を遮断する容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が設けられている。そして、最終段の増幅用トランジスタＱａ３のドレイン端子が、容量Ｃ４を介して出力端子に接続されている。また、各増幅段にはそれぞれの増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３とゲート端子同士が抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｂ３を介して接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３が設けられ、Ｑａ１とＱｂ１，Ｑａ２とＱｂ２，Ｑａ３とＱｂ３はそれぞれカレントミラー回路を構成している。そして、これらのトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３にバイアス生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３が流されることで増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３にバイアスが与えられ、電力制御電圧Ｖapcに応じた動作電流が流されるようにされている。

なお、本実施例では、バイアス生成回路２３１は、カレントミラー方式で増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３にバイアスを与える回路として構成されているが、Ｖapcを適当な比率で分圧して各段の増幅用トランジスタのゲート端子に、バイアス電圧として与える抵抗分圧回路で構成しても良い。図１では、バイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３が高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂに含まれているように示されているが、Ｑｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とバイアス生成回路２３１とでバイアス回路を構成しているとみることもできる。また、本実施例では、高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂは３段の増幅段で構成されているが、１段あるいは２段であっても良い。

図２には、前記出力電力検出回路２２０とバイアス生成回路２３１の具体的な回路例が示されている。なお、図２においては、図示の都合で、高周波電力増幅回路２１０は、３個の増幅用トランジスタのうち最終段の増幅用トランジスタＱａ３のみを示し、１段目と２段目の増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２は省略している。

出力電力検出回路２２０は、パワー検出手段２２１ａまたは２２１ｂのカプラＣＰＬに一方の端子が接続された容量Ｃｉの他方の端子がゲートに接続された検波用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を含む。また、出力電力検出回路２２０は、該トランジスタＱ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ３を有する。そして、このＭＯＳＦＥＴ Ｑ３のドレイン電流が、Ｑ３と直列に接続された電流−電圧変換手段としてのＭＯＳＦＥＴ Ｑ４に流されるようにされている。

さらに、出力電力検出回路２２０には、上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１にゲートバイアス電圧を与えるバイアス付与回路２２２と、Ｑ４により変換された電圧をインピーダンス変換して次段に供給するバッファ回路２２３が設けられている。また、上記バイアス付与回路２２２で生成されたバイアス電圧をインピーダンス変換して次段に供給するバッファ回路２２４と、バッファ回路２２３の出力からバッファ回路２２４の出力を差し引いた電圧を検出電圧Ｖdetとして出力する減算回路２２５が設けられている。バッファ回路２２３と２２４には、ボルテージフォロワを用いることができる。

バイアス付与回路２２２は、外部からの定電圧Ｖtxbが印加された電源端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ１およびＭＯＳＦＥＴ Ｑ５と、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５のゲート端子と上記検波用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート端子との間に接続された抵抗Ｒ２と、前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５のゲート端子と接地点との間に接続された容量Ｃ１１とからなる。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されてダイオードとして作用するように構成されている。抵抗Ｒ１とＭＯＳＦＥＴ Ｑ５に流れる電流によってノードＮ１の電位を決定しており、Ｎ１の電位が前記検波用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート端子に動作点を与えるバイアス電圧として印加される。

本実施例では、このバイアス電圧の値として、上記検波用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１には、容量Ｃｉを介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。

このＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン電流がＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ４によって電圧に変換される。ここで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらつくと、これらと対を成すＭＯＳＦＥＴ Ｑ４とＱ３の特性も同じようにばらつく。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４のドレイン端子にはＭＯＳＦＥＴのばらつきの影響を受けない検出電圧が現われるようになる。

また、この実施例においては、バッファ回路２２４の入力端子に、上記バイアス付与回路２２２のＭＯＳＦＥＴ Ｑ５のゲート端子と抵抗Ｒ２との接続ノードＮ１の電位が入力されている。抵抗Ｒ２と容量Ｃ１１は、容量Ｃｉを介して取り込まれた出力電力の交流成分がバッファ回路２２４の入力に回り込むのを防止するロウパスフィルタとして働く。

この実施例では、上記バイアス付与回路２２２で生成され検波用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート端子に印加されるバイアス電圧と同一の電圧がバッファ回路２２４を介して減算回路２２５に供給され、検出電圧からバイアス電圧を差し引いた電圧が減算回路２２５から出力される。これにより、減算回路２２５の出力は、バイアス付与回路２２２により生成される直流成分を含まない純粋な出力電力の交流成分に比例した検出電圧Ｖdetとして誤差アンプ２３４に入力される。誤差アンプ２３４は、この検出電圧Ｖdetと出力レベル指示信号Ｖrampとの電位差に応じた電圧を、出力電力制御電圧Ｖapcとしてバイアス生成回路２３１へ出力する。

バイアス生成回路２３１は、誤差アンプ２３４からの出力電力制御電圧Ｖapcを非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ１と、該差動アンプＡＭＰ１の出力をゲート端子に受けるＭＯＳＦＥＴ Ｑ３０、Ｑ３０と直列に接続された抵抗Ｒ３０、Ｑ３０と同一のゲート電圧を受けるＭＯＳＦＥＴ Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３を有する。そして、Ｑ３０とＲ３０の接続ノードＮ３の電位が差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子にフィードバックされることで、接続ノードＮ３の電位がＶapcと一致するようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ３０が駆動され、Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３に出力電力制御電圧Ｖapcに比例した電流が流される。

そして、この電流が増幅用トランジスタＱａ１，Ｑａ２，Ｑａ３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３へバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３として流される。トランジスタＱ３０とＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３を予め所定のサイズ比に設定しておくことにより、Ｖapcに比例した所望の大きさの電流をＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３に流すことができる。通常はＩｂ１＜Ｉｂ２＜Ｉｂ３とされる。なお、図２のバイアス生成回路２３１は一例であってこれに制限されるものでない。また、差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子側にリミッタを設けて出力の最大レベルを制限するような回路としても良い。

図３は、出力電力制御回路２３０内の感度補償回路２３２の具体的な回路例を示す。なお、図３において、ＭＯＳＦＥＴを表わす記号に外向きの矢印が付されているものはＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦＥＴを表わす記号に内向きの矢印が付されているものはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。

この実施例の感度補償回路２３２は、ベースバンド回路からバイアス生成回路２３１に供給される出力レベル指示信号Ｖrampが反転入力端子に印加された差動アンプＡＭＰ２と、電源電圧Ｖtxbが印加された電源端子と接地点との間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１および抵抗Ｒ１１とを備える。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ１１のドレイン電流に比例した電流を流すＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２を備える。

そして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１と抵抗Ｒ１１との接続ノードＮ０の電位Ｖ０が差動アンプＡＭＰ２の非反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ０を入力信号Ｖrampに一致させるような電流ＩrampがＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１に流される。そして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１とＱ１２のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ１２にはＩrampに比例した電流ａ×Ｉrampが流される。この実施例では、Ｑ１１とＱ１２に同一サイズのトランジスタを使用することで、ａ＝１とし、Ｑ１２にはＱ１１と同一の電流Ｉrampが流されるようにされている。

また、上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１２と直列にダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８が設けられ、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１８と並列に定電流Ｉｓｔを流す定電流源ＣＣ１およびＱ１８とゲート共通接続されてＱ１８と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９が設けられている。定電流源ＣＣ１を設けることにより、図４に示すように、出力レベル指示信号Ｖrampの増加に対して、感度補償回路の出力電流Ｉcomp_outの立ち上がりを、抵抗Ｒ１１の抵抗値と定電流源ＣＣ１の電流Ｉｓｔとの積Ｒ１１×Ｉｓｔだけ遅らせることができる。

また、この実施例では、Ｑ１８とＱ１９に同一サイズの素子を使用することで、Ｑ１９にはＩramp−Ｉｓｔに相当する電流Ｉ１が流され、この電流が該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１９と直列に設けられたダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３にそのまま流される。そして、このＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３には、ゲート共通接続されＱ１３と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１４，Ｑ１５が設けられており、これらのＭＯＳＦＥＴ Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５は同一サイズのトランジスタを使用することで、Ｑ１４，Ｑ１５にはＱ１３と同一の電流Ｉ１が流されるようにされている。

さらに、上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１４と直列にダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２２が設けられ、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２２と並列にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１およびＱ１４とゲート共通接続されてＱ１４と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３が設けられている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２１にはゲート共通接続されてＱ２１と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２０が設けられ、Ｑ２０には定電流Ｉclampを流す定電流源ＣＣ２が直列に接続されている。一方、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３には電流Ｉ１を流す前記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１５が直列に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２３と並列にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２４が設けられ、Ｑ２４にはゲート共通接続されてＱ２４と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２５が設けられている。

これにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２２およびＱ２３に流れる電流をＩ２、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２４に流れる電流をＩ３とおくと、Ｉ１＞Ｉclampの間はＩ２＝Ｉ１−Ｉclamp、またＩ１＜Ｉclampになると電流が流れなくなる、つまり電流Ｉ２＝０となる。また、Ｉ３＝Ｉ１−Ｉ２であるので、Ｉ１＜Ｉclampの間はＩ３＝Ｉ１なる電流が流れ、Ｉ１＞ＩclampになるとＩ３＝Ｉclampなる電流が流れる。そして、上記ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２４には、ゲート共通接続されＱ２４と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２５が設けられており、Ｑ２５と直列にダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６が設けられ、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６と並列にＱ１６とゲート共通接続されてＱ１６と共にカレントミラーを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７が設けられている。

また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２４とＱ２５は同一サイズのＭＯＳＦＥＴが使用されており、これによりＱ２４，Ｑ２５，Ｑ１６には同一の電流が流れるようにされる。一方、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１６とＱ１７はｍ：１のサイズ比のＭＯＳＦＥＴが使用されており、これにより、Ｑ１７にはＱ１６の１／ｍの電流が流れるようにされる。さらに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１７には、これと並列にオフセット電流Ｉoffを流す定電流源ＣＣ３が接続されている。

その結果、図４に示すように、出力レベル指示信号Ｖrampの増加に対して、Ｒ１１×ＩｓｔまではＩoffなる出力電流Ｉcomp_outが流され、その後、出力電流Ｉcomp_outがリニアに増加し、Ｉclamp／ｍ＋Ｉoffに達すると以後その電流値にクランプされた出力電流Ｉcomp_outが流される。そして、この電流Ｉcomp_outに出力電力検出回路２２０の出力電流Ｉdetが加算された電流が電流−電圧変換用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４に流されて、Ｑ４により電圧に変換され、検出電圧Ｖdetとして出力される。

図６には、本実施例のＲＦパワーモジュールにおける出力レベル指示信号Ｖrampと検出電圧Ｖdet等との関係を示す。
図６において、プロットＡはＶrampの増加に対する感度補償回路２３２の出力電流Ｉcomp_outを電圧に変換した値をプロットしたもの、プロットＢはＶrampの増加に対する出力電力検出回路２２０の出力電流Ｉdetを電圧に変換した値をプロットしたものである。また、プロットＣは上記２つの値を加算した値つまり本実施例において誤差アンプ２３４に入力される検出電圧Ｖdetをプロットしたものである。図６より、プロットＢに示される感度補償回路２３２を設けない場合には、Ｖrampが約０．７Ｖの近傍で検出電圧Ｖdetが変曲点を有してしまうが、プロットＣに示される感度補償回路２３２を設けた場合には検出電圧Ｖdetがほとんど変曲点らしいものを持たなくなることが分かる。

次に、本実施例のＲＦパワーモジュールにおけるパワー制御の原理を、式を用いて説明する。図２の回路を、単純化して示すと図５のようになる。図５において各ブロックに付記されている符号Ｋａ，Ｋｃ，Ｋｄ１，Ｋｄ２，Ｋｓは、それぞれ高周波電力増幅回路２１０，カプラＣＰＬ，出力電力検出回路（検波回路）２２０，感度補償回路２３２，誤差アンプ２３４のゲインである。このうち誤差アンプ２３４のゲインＫｓは、帰還抵抗Ｒｆと入力抵抗Ｒｉとの比Ｒｆ／Ｒｉで表わすことができる。つまり、Ｋｓ＝Ｒｆ／Ｒｉである。

図５の回路モデルにおいて、出力制御電圧Ｖapcの変化ΔＶapcに対する出力Ｖoutの変化ΔＶoutは、次式（１）で表わされる。
ΔＶout／ΔＶapc＝Ｋa ……（１）
また、Ｖrampの変化ΔＶrampおよびＶapcの変化ΔＶapcに対する検出電圧Ｖdetの変化ΔＶdetは、次式（２）で表わされる。
ΔＶdet＝ΔＶapc・Ｋa・Ｋc・Ｋd1＋ΔＶramp・Ｋd2 ……（２）
さらに、誤差アンプ２３４に着目すると、次式（３）
（Ｒi・Ｖapc＋Ｒf・Ｖdet）／（Ｒi＋Ｒf）＝Ｖramp ……（３）
が成り立つことが分かる。

ここで、上記式（３）を変形すると、以下のようになる。
Ｒi・Ｖapc＋Ｒf・Ｖdet＝（Ｒi＋Ｒf）・Ｖramp
Ｒi＋Ｒf・ΔＶdet／ΔＶapc
＝（Ｒi＋Ｒf）・ΔＶramp／ΔＶapc ……（４）
一方、上記式（２）を変形すると、次式（５）
ΔＶdet／ΔＶapc
＝Ｋa・Ｋc・Ｋd1＋（ΔＶramp／ΔＶapc）・Ｋd2 ……（５）
が得られる。

式（４）に式（５）を代入すると、次式
Ｒi＋Ｒf｛Ｋa・Ｋc・Ｋd1＋（ΔＶramp／ΔＶapc）・Ｋd2｝
＝（Ｒi＋Ｒf）・ΔＶramp／ΔＶapc
が得られる。これを順に変形すると、
Ｒi＋Ｒf・Ｋa・Ｋc・Ｋd1＋Ｒi・Ｋd2・（ΔＶramp／ΔＶapc）
＝（Ｒi＋Ｒf）・ΔＶramp／ΔＶapc
｛Ｒi＋(１−Ｋd2）Ｒf｝・（ΔＶramp／ΔＶapc）
＝Ｒi＋Ｒf・Ｋa・Ｋc・Ｋd1
ΔＶramp／ΔＶapc
＝{Ｒi＋(１−Ｋd2）・Ｒf}／(Ｒi＋Ｒf・Ｋa・Ｋc・Ｋd1) ……（６）
となる。

ここで、出力レベル指示信号Ｖrampの変化に対する出力Ｖoutの変化率ΔＶout／ΔＶrampは、
ΔＶout／ΔＶramp＝（ΔＶout／ΔＶapc）・（ΔＶapc／ΔＶramp）
と変形できる。この式に、前記式（１），（６）を代入すると、次式（７）
ΔＶout／ΔＶramp
＝Ｋa・｛Ｒｉ+(１−Ｋd2）・Ｒｆ)／(Ｒｉ+Ｒｆ・Ｋa・Ｋc・Ｋd1) …（７）
が得られる。この式の分母と分子をＲｉで割り、Ｒｆ／Ｒｉ＝Ｋsとおくと、式（７）は、
ΔＶout／ΔＶramp
＝Ｋa・{１+(１−Ｋd2）・Ｋs)／(１+Ｋs・Ｋa・Ｋc・Ｋd1) ……（８）
となる。

ところで、前記実施例のＲＦパワーモジュールにおいては、感度補償回路２３２により出力電力検出回路２２０の検出出力に加算される補償電流Ｉcomp_outは、図４に示すように、出力レベル指示信号ＶrampがＶｃを越えるとクランプされる。ここで、感度補償回路２３２のゲインＫd2は、Ｖrampの変化量に対するＩcomp_outの変化量の比ΔＩcomp_out／ΔＶrampであるので、ＶrampがＶｃを越えるとＫd2＝０となる。この条件を、式（８）に入れると、
ΔＶout／ΔＶramp
＝Ｋa・｛１＋Ｋs｝／（１＋Ｋs・Ｋa・Ｋc・Ｋd1） ……（９）
となる。これを"slope1"とおくと、"slope1"は図６の◇印を結んだ検波電圧特性線ＢのＶramp＞Ｖｃの領域における傾きに相当する。

一方、図６の検波電圧特性線ＢのＶramp＜Ｖｃの領域を見ると明らかなように、Ｖramp＜Ｖｃでは出力電力検出回路２２０のゲインＫd1すなわち検出出力のＶrampの変化に対する変化は「０」、つまりＫd1＝０である。この条件を式（８）に入れると
ΔＶout／ΔＶramp＝Ｋa・｛１＋（１−Ｋd2）・Ｋs｝ ……（１０）
となる。これを"slope2"とおくと、"slope2"は図６の△印を結んだ補償電圧特性線ＡのＶramp＜Ｖｃの領域における傾きに相当する。

式（１０）より、Ｋd2＝１つまり感度補償回路２３２の出力電流Ｉcomp_outのＶrampの変化に対する変化率ΔＩcomp_out／ΔＶrampを「１」に設定すれば、Ｋｓすなわち誤算アンプ２３４のゲイン（抵抗ＲｆとＲｉの比）のいかんにかかわらず、ΔＶout／ΔＶramp＝Ｋａとなる。これは、出力レベル指示信号Ｖrampに対する出力Ｖoutの変化が出力電力制御増幅回路２１０のゲインのみに依存すること、つまり実施例のＲＦパワーモジュールはＶramp＜Ｖｃの領域でフィードバックループをオープンにしなくても、オープンにしたのと同様な制御が行なえることを意味する。逆の見方をすれば、感度補償回路２３２を設けない場合つまりＫd2＝０の場合には、式（１０）は、ΔＶout／ΔＶramp＝Ｋa・｛１＋Ｋｓ｝となり、Ｋｓを「５」に設定したとすると、ΔＶout／ΔＶramp＝５Ｋaとなる。これより、感度補償回路２３２を設けない回路では、パワーの低い領域でＶrampに対する出力Ｖoutの変化が大きい、つまり制御感度が高くなり過ぎることが分かる。

図７には、本実施例を適用した場合と適用しない場合における出力電力の制御感度ΔＰout／ΔＶrampを計算によって求め、出力電力Ｐoutを横軸にとって示したものである。図７において、実線は実施例を適用した回路の特性、破線は実施例を適用しない回路の特性である。図７より、実施例を適用することによりパワーの低い領域での制御感度を低くできることが分かる。

図８には、本実施例を適用した場合と適用しない場合における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係をシミュレーションによって調べた結果を示す。図８において、実線は実施例を適用した回路の特性、破線は実施例を適用しない回路の特性である。図８より、実施例を適用することによって、出力レベル指示信号Ｖrampが０．３５〜０．７Ｖの範囲での出力電力Ｐoutを低く抑えることができることが分かる。

図９は、前記実施例の高周波電力増幅用モジュールを使用した無線通信システムの一例の概略構成を示す。
図９において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１１０はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変復調やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変復調を行なうことができる変復調回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）である。ベースバンドＩＣ１１０は、送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理したりする回路も有する。このベースバンドＩＣ１１０と、受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２と、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２と、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されて１つの電子部品（ＲＦデバイス）として構成されている。ロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２は、ベースバンドＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。

ベースバンドＩＣ１１０には、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2、ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をそれぞれダウンコンバートするミキサRx‐MIX1，Rx-MIX2が設けられている。また、ベースバンドＩＣ１１０には、これらのミキサで送信信号や受信信号とミキシングされる発振信号を発生する発振器ＶＣＯ１〜ＶＣＯ４や、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２が設けられている。

また、図９において、２００はベースバンドＩＣ１１０から供給される高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂや出力電力検出回路２２０、バイアス生成回路２３１、誤差アンプ２３４等を含む前記実施例のＲＦパワーモジュールである。また、３００は、送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図９に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からＲＦパワーモジュール２００に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード制御信号Ｖbandと出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０の電源電圧Ｖtxbが供給される。すると、バイアス生成回路２３１は、制御信号Ｖbandに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成し高周波電力増幅回路２１０ａまたは２１０ｂのいずれかに供給する。また、出力レベル指示信号Ｖrampに基づいて、出力電力検出回路２２０、誤差アンプ２３４、バイアス生成回路２３１による出力電力のフィードバック制御を行なう。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅用トランジスタＱａ１〜Ｑａ３にＦＥＴを用いているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。

また、前記実施例では、出力電力検出回路２２０がカプラにより取り出された交流信号がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴ Ｑ１と、該トランジスタに接続されたカレントミラー回路（Ｑ２，Ｑ３）により構成されているものを示したが、これに限定されず、例えばダイオードを用いたダイオード検波回路等であっても良い。

さらに、前記実施例では、出力電力検出回路２００と感度補償回路２３２がそれぞれ電流で出力し、それらの電流を合成した電流をダイオード接続のＭＯＳＦＥＴ Ｑ４で電圧に変換しているが、検出出力と補償信号をそれぞれ電圧で出力して、それらを加算器で加算した電圧を誤差アンプへ供給するように構成しても良い。また、電流を電圧に変換する手段はＭＯＳＦＥＴでなく、抵抗素子であっても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に用いられるＲＦパワーモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮを構成するＲＦパワーモジュールなどにも利用することができる。

図１は、本発明に係る高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）の一実施例を示すブロック図である。 図２は、出力電力検出回路とバイアス生成回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図３は、出力電力検出回路の感度不足を補償する感度補償回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図４は、実施例のＲＦパワーモジュールにおける出力レベル指示信号Ｖrampと補償回路の出力電流Ｉcomp_outとの関係を示すグラフである。 図５は、図２の回路を単純化して示す回路モデルである。 図６は、実施例のＲＦパワーモジュールにおける出力レベル指示信号Ｖrampと検出電圧Ｖdet等との関係を示すグラフである。 図７は、実施例を適用した場合と適用しない場合における出力電力の制御感度ΔＰout／ΔＶrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。 図８は、実施例を適用した場合と適用しない場合における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。 図９は、実施例のＲＦパワーモジュールを使用した無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ ＲＦパワーモジュール
２１０ 高周波電力増幅回路
２２０ 出力電力検出回路
２２１ パワー検出手段
２２２ バイアス付与手段
２２３，２２４ 誤差アンプ
２２５ 減算回路
２３０ 出力電力制御回路
２３１ バイアス生成回路
２３２ 感度補償回路
２３３ 電圧−電流変換回路
２３４ 誤差アンプ
３００ フロントエンド・モジュール
ＣＰＬ カプラ
ＡＮＴ 送受信用アンテナ
ＬＰＦ ロウパスフィルタ
ＬＮＡ ロウノイズ・アンプ
ＧＣＡ 可変利得アンプ

Claims (10)

1. 増幅用素子を含み高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路と、該高周波電力増幅回路の出力電力の大きさを検出する出力電力検出回路とを備え、前記出力電力検出回路の出力と出力レベルを指示する制御信号とに基づいて前記高周波電力増幅回路のゲインを制御する高周波電力増幅用電子部品であって、
   前記高周波電力増幅回路は、前記制御信号の小さい範囲での変化に対して出力電力の変化が大きく、前記制御信号の大きい範囲での変化に対して出力電力の変化が小さい非線形増幅特性を有し、前記高周波電力増幅回路の出力電力のレベルが低い領域における前記出力電力検出回路の検出出力の不足分を前記制御信号に基づいて補償する補償回路を備えている高周波電力増幅用電子部品。
2. 前記出力電力検出回路の出力と前記制御信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に応じて前記増幅用素子にバイアスを与えるバイアス生成回路とを備え、前記補償回路は前記誤差増幅回路のゲインを見えなくするような補償を与える請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
3. 前記補償回路は前記制御信号の小さい範囲で前記出力電力検出回路の検出出力の不足分を補償する補償信号を出力し、該補償信号は前記出力電力検出回路の検出出力に加算されるようにされ、補償信号を加算するかしないかのしきい値となるレベルが、前記補償信号がない場合の前記出力電力検出回路の検出出力の変曲点に対応するレベルとされている請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
4. 前記補償回路は、前記制御信号が立ち上がる際に前記補償信号を徐々に増加させ、前記しきい値となるレベルに達した後は前記補償信号を一定の値に維持させるように構成されている請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
5. 前記補償信号は電流信号であり、前記補償回路は出力電力のレベルが前記しきい値となるレベルよりも高い領域では所定の値にクランプされた電流を出力する請求項４に記載の高周波電力増幅用電子部品。
6. 前記出力電力検出回路は、カプラにより前記高周波電力増幅回路の出力から取り出された交流成分に基づいて出力電力に応じた検出電流を出力するように構成されている請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
7. 前記補償回路は前記出力電力検出回路の検出出力の不足分を補償する信号を電流として出力し、前記補償回路と前記電流検出回路から出力される電流を合成した電流を電圧に変換して前記誤差増幅回路に入力する請求項６に記載の高周波電力増幅用電子部品。
8. 前記高周波電力増幅回路は従属接続された複数の増幅用素子を備え、前記バイアス生成回路は前記複数の増幅用素子のそれぞれとカレントミラー接続された複数のバイアス用トランジスタを備え、これらのバイアス用トランジスタにバイアス電流を流して変換された電圧を前記複数の増幅用素子の制御端子に与えるように構成されている請求項２〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
9. 所定の周波数帯の第１の送信信号を増幅して出力する第１の高周波電力増幅回路と、前記第１の送信信号と異なる周波数帯の第２の送信信号を増幅して出力する第２の高周波電力増幅回路とを備え、前記出力電力検出回路および前記補償回路は前記第１の高周波電力増幅回路と第２の高周波電力増幅回路に共通の回路として設けられていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品と、該高周波電力増幅用電子部品により増幅されるべき送信信号を生成するベースバンド回路とを備えた無線通信装置であって、出力レベルを指示する前記制御信号は前記ベースバンド回路から前記高周波電力増幅用電子部品へ与えられるように構成されてなる無線通信装置。

Images