JP2010263405A - 増幅器およびそれを使用したｒｆパワーモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減する。
【解決手段】増幅器は、バイアス部１、増幅部２、電流検出部３を具備する。増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2に入力信号Ｐinが供給され、増幅出力信号Ｐoutが生成される。バイアス部１は参照トランジスタＱ_N11とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12を含み、Ｑ_N11の第１バイアス電流Ｉ₁₁とＱ_N12の第２バイアス電流Ｉ₁₂が電流検出部３の第１と第２の入力端子に供給されて、電流検出部３は差電流Ｉ₁₂−Ｉ₁₁に対応する検出電流Ｉ_DIFFを生成する。電流検出部３の検出電流Ｉ_DIFFが参照電流(Ｉ_REF、Ｉ_REF／ｎ)と一致するように、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12の第２バイアス電流Ｉ₁₂が電流検出部３から生成される検出電流Ｉ_DIFFに基づいて制御される。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅器(具体例としては、ＲＦ電力増幅器)およびそれを使用したＲＦパワーモジュールに関し、特に半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減するのに有効な技術に関するものである。

ＧＳＭ(Global System for Mobile Communications)やＧＰＲＳ(General Packet Radio Service)やＷＣＤＭＡ(Wide-band Code Divisional Multiple Access)等に代表される移動体通信システムは略全世界で使用されており、今後も利用され続けると予測されている。ＧＳＭやＧＰＲＳ等の移動体通信システムでは、基地局と携帯端末機器との間の通信距離に応じて、携帯端末機器の送信出力電力を制御することが要求される。この送信出力の電力制御は、携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器の電力利得を制御電圧で制御することによって実現されている。

下記非特許文献１には、無線通信システムのＲＦ電力増幅器の出力電力を制御するためにゲインステージのバイポーラ・トランジスタのコレクタ電流を外部制御電圧によって変化することが記載されている。このゲインステージのバイポーラ・トランジスタのエミッタは接地電位に接続され、ベースにはＲＦ入力信号が供給される。更に、ゲインステージのバイポーラ・トランジスタのベースは２個の抵抗を介してバイアス・トランジスタのベースが接続され、この２個の抵抗の共通接続ノードはバイアス・トランジスタのコレクタに接続される。またバイアス・トランジスタのコレクタには外部制御電圧によって変化可能なバイアス電流が供給されることによって、ゲインステージのバイポーラ・トランジスタのコレクタ電流の値が設定される。その結果、ゲインステージのバイポーラ・トランジスタのコレクタ電流は、カレント・ミラーの形態で設定される。

下記非特許文献２には、ＲＦ電力増幅器のゲインステージを構成するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソースが接地電位に接続されて、ゲートに容量を介してＲＦ入力信号が供給されることが記載されている。ゲインステージのＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートは１個の抵抗を介してバイアス・ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、バイアス・ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートはドレインと接続されている。バイアス・ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインにはバイアス抵抗を介して電源電圧からバイアス電流が供給されることによって、ゲインステージのＭＯＳトランジスタのドレイン電流の値が設定される。その結果、ゲインステージのＭＯＳトランジスタのドレイン電流は、カレント・ミラーの形態で設定される。

Ａｎｇｅｌｏ Ｓｃｕｄｅｒｉ ｅｔ ａｌ，"Ａ ＶＳＷＲ−Ｐｒｏｔｅｃｔｅｄ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｗｉｔｈ Ｓｏｆｔ−Ｓｌｏｐｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４０， ＮＯ．３， ＭＡＲＣＨ ２００５ ＰＰ．６１１〜６２１． Ｒｉｍａｌ Ｄｅｅｐ Ｓｉｎｇｈ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｌｉｎｅａｒ Ｍｏｄｅ ＣＭＯＳ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ Ｓｅｌｆ−Ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ Ｂｉａｓ"， ＩＥＥＥ Ａｓｉａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２００６， Ｎｏｖ． ２００６ ＰＰ．２５１〜２５４．

本発明者等は本発明に先立って、ＷＣＤＭＡとＧＳＭのマルチモードの通信機能をサポートする携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器の研究・開発に従事した。

特に、ＲＦ電力増幅器が飽和モードで動作するＧＳＭ方式と比較して、非飽和モードの線形モードで動作するＷＣＤＭＡ方式では、ＲＦ電力増幅器の利得ばらつきの抑圧が必要とされた。一方、ＲＦ電力増幅器の利得を決定する抵抗を半導体チップの外部ディスクリート部品から半導体チップ内部の内蔵抵抗に置換することで、マルチモードの通信機能をサポートするＲＦ電力増幅器のコスト低減が検討された。しかし、この抵抗のディスクリート部品からチップ内蔵部品への置換によって、抵抗のばらつきへの対応が必要となった。

一方、良く知られているように、アナログ集積回路においては、増幅器のトランジスタの利得を設定するためにはバイアス電流の設定が必要となる。しかし、増幅トランジスタのベース・エミッタ順方向電圧またはゲート・ソースしきい値電圧のばらつきまたは温度変動に対するバイアス電流の補償が必要とされ、そのために上記非特許文献１、上記非特許文献２に記載されたカレントミラーバイアス方式が利用される。このカレントミラーバイアス方式では、増幅トランジスタとバイアストランジスタのペアが使用され、バイアストランジスタのベース(ゲート)とコレクタ(ドレイン)とが接続されることによって、バイアストランジスタはダイオード接続される。ダイオード接続されたバイアストランジスタのベース・エミッタ順方向電圧またはゲート・ソースしきい値電圧により増幅トランジスタのベース・エミッタ間またはゲート・ソース間がバイアスされることによって、増幅トランジスタのバイアス電流と利得とが設定される。同一の半導体チップに集積化されるペアトランジスタのベース・エミッタ順方向電圧またはゲート・ソースしきい値電圧の相対的ばらつきは、極めて低いレベルに抑圧される。従って、ダイオード接続されたバイアストランジスタの動作電流を安定した値に設定することによって、増幅トランジスタのバイアス電流および利得のばらつきが抑圧される。

図３は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図３に示すＲＦ電力増幅器は、ゲートとドレインとのダイオード接続のバイアストランジスタＱ１と増幅トランジスタＱ２とは、同一半導体チップで同一製造プロセスによって形成されるＮチャンネルＭＯＳトランジスタである。ペアトランジスタＱ１、Ｑ２のソースは接地電位に接続され、バイアストランジスタＱ１には電源電圧Ｖddに接続された定電流源Ｉ_REFから定電流が供給される。ＲＦ電力増幅器の入力インピーダンスの増大のためペアトランジスタＱ１、Ｑ２のゲート間には入力抵抗Ｒinが接続され、増幅トランジスタＱ２のゲートには入力容量Ｃinを介してＲＦ入力信号Ｐinが供給されて、増幅トランジスタＱ２のドレインからＲＦ増幅信号が生成される。また、ペアトランジスタＱ１、Ｑ２のデバイスサイズレシオ(例えば、チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は、１：ｎ(ｎ≧１)に設定される。バイアストランジスタＱ１に定電流源Ｉ_REFから定電流が供給されることによってゲート・ソース電圧Ｖ_G1が生成され、増幅トランジスタＱ２のゲート・ソース電圧Ｖ_G2が決定される。

図３に示すＲＦ電力増幅器において、定電流源Ｉ_REFからの定電流がＩ₁である場合には、バイアストランジスタＱ１のゲート・ソース電圧Ｖ_G1は次式で与えられる。

ここで、βはバイアストランジスタＱ１のチャンネルコンダクタンス、Ｖ_THはバイアストランジスタＱ１のゲート・ソースしきい値電圧である。

上記(１)式を変形すると、次式が得られる。

一方、バイアストランジスタＱ１の相互コンダクタンスｇｍ１はゲート・ソース電圧Ｖ_G1の変化量に対応する電流Ｉ₁の変化量で定義されているので、上記(１)式と上記(２)式とを利用すると、次式が得られる。

従って、増幅トランジスタＱ２の相互コンダクタンスｇｍ２は、上記(３)式で与えられるバイアストランジスタＱ１の相互コンダクタンスｇｍ１とデバイスサイズレシオｎとの積で与えられるものとなる。

上記(３)式より図３に示すＲＦ電力増幅器におけるカレントミラーバイアス方式によって、増幅トランジスタＱ２の相互コンダクタンスｇｍ２は定電流源Ｉ_REFからの定電流Ｉ₁によって安定に設定されるように思われるかも知れない。

しかし、バイアストランジスタＱ１のチャンネルコンダクタンスβは、次式のようになるものである。

ここで、Ｗはチャンネル幅、Ｌはチャンネル長、μはチャンネルキャリア移動度、Ｃ_OXはゲート酸化膜単位容量、Ｔは絶対温度である。

従って、上記(３)式と上記(４)式から、図３に示すＲＦ電力増幅器におけるカレントミラーバイアス方式のトランジスタＱ１、Ｑ２の相互コンダクタンスｇｍ１、ｇｍ２は半導体チップの製造プロセスのばらつきによって変動するパラメータＷ、Ｌ、μ、Ｃ_OXおよび絶対温度Ｔの変動の影響を受けることが理解される。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な増幅器は、バイアス部(１)と、増幅部(２)と、電流検出部(３)を具備する。

前記増幅部(２)は増幅トランジスタ(Ｑ_N2)を含み、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の入力電極に入力信号(Ｐin)が供給され、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の出力電極から増幅出力信号(Ｐout)が生成される。

前記バイアス部(１)は、参照トランジスタ(Ｑ_N11)とレプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)を含む。

前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の前記入力電極は、前記バイアス部(１)の前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の入力電極と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の入力電極とのいずれかと電気的に接続されている。

前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の第１バイアス電流(Ｉ₁₁)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の第２バイアス電流(Ｉ₁₂)が前記電流検出部(３)の第１入力端子と第２入力端子とそれぞれ供給され、前記電流検出部(３)は前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)と前記第１バイアス電流(Ｉ₁₁)との差電流(Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)に対応する検出電流(Ｉ_DIFF)を生成する。

前記検出電流(Ｉ_DIFF)が参照電流(Ｉ_REF、Ｉ_REF／ｎ)と一致するように、前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)が前記電流検出部(３)から生成される前記検出電流(Ｉ_DIFF)に基づいて制御される(図１、図４、図５、図６、図７参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減することができる。

図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の動作を説明する図である。 図３は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図６は、本発明の実施の形態４によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図７は、本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態６によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。 図9は、本発明の実施の形態７によるＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態による増幅器は、バイアス部(１)と、増幅部(２)と、電流検出部(３)を具備する。

前記増幅部(２)は増幅トランジスタ(Ｑ_N2)を含み、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の共通電極は交流的に接地され、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の入力電極に入力信号(Ｐin)が供給され、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の出力電極から増幅出力信号(Ｐout)が生成可能とされている。

前記バイアス部(１)は、各共通電極が交流的に接地された参照トランジスタ(Ｑ_N11)とレプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)とを含む。

前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の前記入力電極は、前記バイアス部(１)の前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の入力電極と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の入力電極とのいずれかと電気的に接続されている。

前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の出力電極に流れる第１バイアス電流(Ｉ₁₁)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の出力電極に流れる第２バイアス電流(Ｉ₁₂)とが前記電流検出部(３)の第１入力端子と第２入力端子とそれぞれ供給されることによって、前記電流検出部(３)は前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)と前記第１バイアス電流(Ｉ₁₁)との差電流(Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)に対応する検出電流(Ｉ_DIFF)を生成するものである。

前記検出電流(Ｉ_DIFF)が参照電流(Ｉ_REF、Ｉ_REF／ｎ)と一致するように、前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)が前記電流検出部(３)から生成される前記検出電流(Ｉ_DIFF)に基づいて制御されるものである(図１、図４、図５、図６、図７参照)。

前記実施の形態によれば、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減することができる。

好適な実施の形態は、電流比較部(５)を更に具備する。

前記電流比較部(５)の第１入力端子と第２入力端子には、前記検出電流(Ｉ_DIFF)と前記参照電流(Ｉ_REF)とがそれぞれ供給され、前記電流比較部(５)の出力信号に応答して前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)が制御される(図１、図４、図６、図７参照)。

他の好適な実施の形態では、前記バイアス部(１)はバイアス制御部(１Ｃ)を更に含む。

前記バイアス制御部(１Ｃ)の一端と他端の間に、バイアス電圧(ΔＶ_G)が生成される。

前記バイアス制御部(１Ｃ)の前記一端は前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の前記入力電極と電気的に接続され、前記バイアス制御部(１Ｃ)の前記他端は前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の前記入力電極と電気的に接続されている(図１参照)。

別の好適な実施の形態では、前記バイアス部(１)はバイアス制御部(１Ｃ)を更に含む。

前記バイアス制御部(１Ｃ)は、フィードバックトランジスタ(Ｑ_P4、Ｑ_P1)とレベルシフト素子(Ｒ２)とを含み、前記フィードバックトランジスタ(Ｑ_P4、Ｑ_P1)は前記電流比較部(５)の前記出力信号に応答するフィードバック電流(Ｉ_FB)を前記レベルシフト素子(Ｒ２)に流すものである。

前記参照トランジスタは、第１参照トランジスタ(Ｑ_N11A)と第２参照トランジスタ(Ｑ_N11B)を含む。

前記第１参照トランジスタ(Ｑ_N11A)の出力電極および入力電極は前記レベルシフト素子(Ｒ２)の一端に接続され、前記レベルシフト素子(Ｒ２)の他端は前記フィードバックトランジスタ(Ｑ_P4、Ｑ_P1)の出力電極と前記第２参照トランジスタ(Ｑ_N11B)の入力電極とに接続され、前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の前記第１バイアス電流(Ｉ₁₁)は前記第２参照トランジスタ(Ｑ_N11B)の出力電極に流れるものである(図４、図６、図７参照)。

更に別の好適な実施の形態は、電流比較部(５)を更に具備して、前記電流比較部(５)は第１電圧比較器(ＯＰＡ３)と第２電圧比較器(ＯＰＡ２)とを含む。

前記第１電圧比較器(ＯＰＡ３)の第１入力端子と第２入力端子に前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の前記入力電極の第１バイアス電圧(Ｖ_G11)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の前記入力電極の第２バイアス電圧(Ｖ_G12)とがそれぞれ供給されることにより、前記第１電圧比較器(ＯＰＡ３)は前記第２バイアス電圧(Ｖ_G12)と前記第１バイアス電圧(Ｖ_G11)との差電圧(Ｖ_{G 12}−Ｖ_{G 11})に対応する検出電圧(Ｖ_DIFF)を生成するものである。

前記第２電圧比較器(ＯＰＡ２)の第１入力端子と第２入力端子に参照電圧(Ｖ_REF1)と前記検出電圧(Ｖ_DIFF)とがそれぞれ供給されることによって、前記第２電圧比較器(ＯＰＡ２)の出力信号は前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)と前記第１バイアス電流(Ｉ₁₁)とを制御するものである(図５参照)。

具体的な一つの実施の形態では、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)と前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)とは、それぞれ所定のデバイス・サイズを持つものである(図１、図４、図６、図７参照)。

より具体的な一つの実施の形態では、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の前記入力電極に供給される前記入力信号(Ｐin)はＲＦ入力信号であり、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の前記出力電極から生成される前記増幅出力信号(Ｐout)は通信システムのアンテナから送信されるＲＦ出力信号であり、前記増幅器は前記ＲＦ入力信号を増幅して前記ＲＦ出力信号を生成するＲＦ電力増幅器である。

他のより具体的な一つの実施の形態は、電力制御電圧・電流変換部(７)を更に具備する。

前記電力制御電圧・電流変換部(７)は、前記通信システムと基地局の通信距離に略比例する出力電力制御電圧(Ｖapc)に応答して出力電力制御電流(Ｉapc)を生成して、前記出力電力制御電流(Ｉapc)に基づいて前記電流比較部(５)の前記第２入力端子に供給される前記参照電流(Ｉ_REF)の電流値が設定される(図７、図８参照)。

最も具体的な一つの実施の形態では、前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)と前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)とは、電界効果トランジスタである。

他の最も具体的な一つの実施の形態では、前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)と前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)とは、バイポーラトランジスタである。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_GSM)を増幅する第１のＲＦ電力増幅器(911)と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_DCS)を増幅する第２のＲＦ電力増幅器(921)と、出力電力制御部(930、915)とを具備する。

前記出力電力制御部(930、915)は、第１の電力検波器(932)と、第２の電力検波器(933)と、誤差増幅器(934)とを含むものである。

前記第１の電力検波器(932)は、前記第１のＲＦ電力増幅器(911)の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出する。

前記第２の電力検波器(933)は、前記第２のＲＦ電力増幅器(921)の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出する。

前記誤差増幅器(934)は、外部制御電圧(Ｖramp)と前記第１の電力検波器(932)および前記第２の電力検波器(933)の検波出力電圧(Ｖdet)との差に応答して電力制御電圧(Ｖapc)を生成する(図９参照)。

前記第１のＲＦ電力増幅器(911)と前記第２のＲＦ電力増幅器(921)の各ＲＦ電力増幅器は、バイアス部(１)と、増幅部(２)と、電流検出部(３)を具備する。

前記増幅部(２)は増幅トランジスタ(Ｑ_N2)を含み、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の共通電極は交流的に接地され、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の入力電極に入力信号(Ｐin)が供給され、前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の出力電極から増幅出力信号(Ｐout)が生成可能とされている。

前記バイアス部(１)は、各共通電極が交流的に接地された参照トランジスタ(Ｑ_N11)とレプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)とを含む。

前記増幅トランジスタ(Ｑ_N2)の前記入力電極は、前記バイアス部(１)の前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の入力電極と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の入力電極とのいずれかと電気的に接続されている。

前記参照トランジスタ(Ｑ_N11)の出力電極に流れる第１バイアス電流(Ｉ₁₁)と前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の出力電極に流れる第２バイアス電流(Ｉ₁₂)とが前記電流検出部(３)の第１入力端子と第２入力端子とそれぞれ供給されることによって、前記電流検出部(３)は前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)と前記第１バイアス電流(Ｉ₁₁)との差電流(Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)に対応する検出電流(Ｉ_DIFF)を生成するものである。

前記検出電流(Ｉ_DIFF)が参照電流(Ｉ_REF、Ｉ_REF／ｎ)と一致するように、前記レプリカ増幅トランジスタ(Ｑ_N12)の前記第２バイアス電流(Ｉ₁₂)が前記電流検出部(３)から生成される前記検出電流(Ｉ_DIFF)に基づいて制御されるものである(図１、図４、図５、図６、図７参照)。

前記実施の形態によれば、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動による増幅器の利得の変動を軽減することができる。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《実施の形態１のＲＦ電力増幅器の構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器は、バイアス部１と、増幅部２と、電流検出部３と、参照電流生成部４と、電流比較部５とを具備する。

図１に示す本発明の実施の形態１も含め、以下に説明する本発明の種々の実施の形態によるＲＦ電力増幅器はモノリシックＣＭＯＳ集積回路によって構成されている。従って、特に言及がない限り、トランジスタであるＮチャンネルＭＯＳトランジスタは全て同一のトランジスタ製造プロセスによって集積化され、抵抗も全て同一の抵抗製造プロセスによって集積化されている。

バイアス部１は、参照バイアス部１Ａとレプリカ増幅部１Ｂとバイアス制御部１Ｃを含んでいる。バイアス部１の参照バイアス部１Ａは参照トランジスタＱ_N11を含み、バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂはレプリカ増幅トランジスタＱ_N12を含み、増幅部２は増幅トランジスタＱ_N2と抵抗Ｒinと入力容量Ｃinを含んでいる。尚、参照トランジスタＱ_N11とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2とは、各ソースが接地電位に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタである。増幅部２では、ＲＦ入力信号Ｐinは入力容量Ｃinを介して増幅トランジスタＱ_N2のゲートに供給され、ＲＦ増幅出力信号Ｐoutは増幅トランジスタＱ_N2のドレインから生成される。また、参照トランジスタＱ_N11とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：ｎ(ｎ≧１)に設定され、参照トランジスタＱ_N11と増幅トランジスタＱ_N2とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)も１：ｎ(ｎ≧１)に設定されている。

バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲートとレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲートとの間にバイアス制御部１Ｃの一定のレベルシフト制御電圧＋ΔＶ_Gが挿入されることによって、両トランジスタのゲート電位差が常に一定に維持される。このようにレベルシフト制御電圧＋ΔＶ_Gが一定に維持されたバイアス制御部１Ｃの出力電圧Ｖ_G2は、レプリカ増幅部１Ｂのレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲートと増幅部２は増幅トランジスタＱ_N2のゲートとに供給される。

参照トランジスタＱ_N11のドレイン電流Ｉ₁₁とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂とが電流検出部３の第１入力端子と第２入力端子とにそれぞれ供給されることによって、電流検出部３の出力端子から差電流Ｉ₁₂−Ｉ₁₁である出力差電流Ｉ_DIFFが生成される。電流検出部３の出力端子から生成される出力差電流Ｉ_DIFFと参照電流生成部４の出力端子から生成される参照電流Ｉ_RFFとは電流比較部５の反転入力端子と非反転入力端子とにそれぞれ供給され、電流比較部５の出力信号がレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲートに供給される。

《実施の形態１のＲＦ電力増幅器の動作》
次に、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の動作を、下記に説明する。

電流検出部３から電流比較部５に供給される出力差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の値が参照電流生成部４から電流比較部５に供給される参照電流Ｉ_RFFの値と一致するように、電流比較部５の出力信号はレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲート電圧を調整する。

図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の動作を説明する図である。

図２の横軸は参照トランジスタＱ_N11のゲート・ソース間電圧Ｖ_G1、バイアス制御部１Ｃのレベルシフト制御電圧＋ΔＶ_G、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2を示し、図２の縦軸は参照トランジスタＱ_N11のドレイン電流Ｉ₁₁、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂、電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFF、参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFを示している。

電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFFが参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFよりも小さければ、電流比較部５の出力信号はレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲート電圧を増加させるので、電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFと等しくなるまで増加される。逆に、電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFFが参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFよりも大きければ、電流比較部５の出力信号はレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲート電圧を減少させるので、電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFと等しくなるまで減少される。

この電流比較部５による負帰還制御によって、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂と参照トランジスタＱ_N11のドレイン電流Ｉ₁₁との差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFと等しくなるようにレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲート電圧が調整される。

参照トランジスタＱ_N11のドレイン電流Ｉ₁₁は参照トランジスタＱ_N11のゲート・ソース間電圧Ｖ_G1に応答しており、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂はレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2に応答している。一方、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2と参照トランジスタＱ_N11のゲート・ソース間電圧Ｖ_G1との差電圧Ｖ_G2−Ｖ_G1によって差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)を除算した値ｇｍが、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12の相互コンダクタンスの値となる。一方、バイアス部１のレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂と増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2のドレイン電流とは等しいので、増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2の相互コンダクタンスの値も上記の除算値ｇｍとなる。このようにして、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動によるＲＦ電力増幅器の利得の変動を軽減することができる。

［実施の形態２］
《実施の形態２のＲＦ電力増幅器の構成》
図４は、本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器と同様に、バイアス部１、増幅部２、電流検出部３、参照電流生成部４、電流比較部５とを具備する。また、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器は、参照電圧・電流変換部６を更に具備している。

図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器のバイアス部１は、参照バイアス部１Ａとレプリカ増幅部１Ｂとバイアス制御部１Ｃとを含んでいる。

またバイアス部１の参照バイアス部１Ａは、第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bと含み、バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂはレプリカ増幅トランジスタＱ_N12を含み、バイアス部１のバイアス制御部１ＣはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P4と抵抗Ｒ２と第１参照トランジスタＱ_N11Aとを含み、増幅部２は増幅トランジスタＱ_N2と抵抗Ｒinと入力容量Ｃinを含んでいる。尚、第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bとレプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2とは、各ソースが接地電位に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタである。

増幅部２では、ＲＦ入力信号Ｐinは入力容量Ｃinを介して増幅トランジスタＱ_N2のゲートに供給され、ＲＦ増幅出力信号Ｐoutは増幅トランジスタＱ_N2のドレインから生成される。第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bとのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：ｎ(ｎ≧１)に設定され、第１参照トランジスタＱ_N11Aとレプリカ増幅トランジスタＱ_N12とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：ｎ(ｎ≧１)に設定され、第１参照トランジスタＱ_N11Aと増幅トランジスタＱ_N2とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)も１：ｎ(ｎ≧１)に設定されている。

バイアス部１の参照バイアス部１Ａの第１参照トランジスタＱN11Aのゲートとドレインとが接続されることによって、第１参照トランジスタＱ_N11Aはダイオード接続され、第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1は第２参照トランジスタＱ_N11Bのゲートとバイアス制御部１Ｃの抵抗Ｒ２の一端とに供給される。抵抗Ｒ２の一端はバイアス制御部１Ｃに含まれるＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_N2のドレインに接続され、抵抗Ｒ２の他端はバイアス制御部１Ｃに含まれるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P3のドレインに接続されている。

電流検出部３は第１のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P5、Ｑ_P6と第２のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P7、Ｑ_P8とを含み、参照電流生成部４は参照電流Ｉ_RFFを流し、電流比較部５は電圧比較器としての演算増幅器ＯＰＡ２と、抵抗Ｒ３、Ｒ４とを含んでいる。

参照電圧・電流変換部６は、演算増幅器ＯＰＡ１とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P1と抵抗Ｒ１とを含んでいる。演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子には温度変動や電源電圧変動と略無関係に略１．２ボルトの安定なバンドギャップ基準電圧Ｖ_REFが供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P1のゲートは演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧によって駆動され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P1のドレイン電流Ｉ_VREFによる抵抗Ｒ１の電圧降下と基準電圧Ｖ_REFとは同一レベルとされる。従って、ゲートが演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧によって駆動される３個のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P1、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P2、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P3のドレイン電流は全て安定なＩ_VREFの値に設定される。その結果、バイアス部１のカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_N1、Ｑ_N2のドレイン電流も、全て安定なＩ_VREFの値に設定される。従って、抵抗Ｒ２の他端にはバイアス部１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P3のドレインから安定な電流Ｉ_VREFが流入する一方、抵抗Ｒ２の一端からバイアス部１のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N2のドレインへ安定な電流Ｉ_VREFが流出するものとなる。

従って、参照電圧・電流変換部６では、Ｉ_VREF＝Ｖ_REF／Ｒ１の関係が成立しているので、バイアス制御部１Ｃの抵抗Ｒ２の両端の電圧降下ΔＶ_Gは、次式で与えられる。

従って、バイアス制御部１Ｃの抵抗Ｒ２の他端からレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲートと増幅トランジスタＱ_N2のゲートに供給されるバイアス電圧Ｖ_G2は、次式で与えられる。

バイアス部１では、第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁は第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1によって決定される一方、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂は抵抗Ｒ２の他端からバイアス電圧Ｖ_G2によって決定される。

バイアス部１の第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁は、電流検出部３に含まれるＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P5、Ｑ_P6のカレントミラーを介して、バイアス部１のレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレインに供給される。バイアス部１のレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流はＩ₁₂の値であるので、電流検出部３の他のカレントミラーの入力側のダイオード接続のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P7には差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が流入して、出力側のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P8から差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が流出する。

電流比較部５は、電圧比較器としての演算増幅器ＯＰＡ２と、抵抗Ｒ３、Ｒ４とを含んでいる。電圧比較器としての演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子と接地電位の間に接続された抵抗Ｒ３には参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFが供給され、演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子と接地電位の間に接続された抵抗Ｒ４には電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P8から差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が供給される。電流比較部５の演算増幅器ＯＰＡ２の出力信号はバイアス部１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4のゲートに供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4のドレインのフィードバック電流Ｉ_FBが決定され、このフィードバック電流Ｉ_FBにより第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1が決定される。

《実施の形態２のＲＦ電力増幅器の動作》
次に、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の動作を、下記に説明する。

電流検出部３から電流比較部５に供給される出力差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の値が参照電流生成部４から電流比較部５に供給される参照電流Ｉ_RFFの値と一致するように、電流比較部５の出力信号はバイアス制御部１Ｃのバイアス電圧Ｖ_G2(=ΔＶ_G＋Ｖ_G1)を調整するものである。

今、電流比較部５の抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値が互いに等しいとすると、電流検出部３の出力差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の値が参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFの値よりも低下すると、電流比較部５の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧が低下する。従って、バイアス部１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4のドレインのフィードバック電流Ｉ_FBが増加して、第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1が増加してバイアス部１の第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁も増加する。一方、バイアス制御部１Ｃのバイアス電圧Ｖ_G2(=ΔＶ_G＋Ｖ_G1)も増大するので、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂も第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁の増加以上に増大する。従って、電流検出部３のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P7、Ｑ_P8に流れる差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFの値と等しくなるまで、バイアス部１のバイアス制御部１Ｃのバイアス電圧Ｖ_G2(=ΔＶ_G＋Ｖ_G1)が調整される。またバイアス部１のレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂と増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2のドレイン電流とは等しいので、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動によるＲＦ電力増幅器の利得の変動を軽減することができる。

また更に、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の定量的な動作を、下記に詳細に説明する。

バイアス部１の第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁の値とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流はＩ₁₂の値とは、それぞれ次式で与えられる。

一方、バイアス部１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4のフィードバック電流Ｉ_FBと第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1との間には、次式の関係が成立する。

一方、電流検出部３のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P7、Ｑ_P8に流れる差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)は、上記(７)式と上記(８)式とを利用すると、次式が得られる。

一方、上述したように電流検出部３の差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)は参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFの値と等しく制御されるので、上記(１１)式を利用すると、次式が得られる。

上記(１２)式を変形すると、次式が得られる。

一方、第２参照トランジスタＱ_N11Bの相互コンダクタンスＧｍ１は、上記(７)式と上記(１３)式と上記(５)式とから次式のように求められる。

このように、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器においても、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器と略同様に、参照トランジスタＱ_N11Bの相互コンダクタンスＧｍ１が、参照電流Ｉ_RFFに正比例する一方、レベルシフト電圧ΔＶ_Gに反比例することが理解できる。

更に、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器では、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2の相互コンダクタンスも、参照トランジスタＱ_N11Bの相互コンダクタンスＧｍ１と同様に、参照電流Ｉ_RFFに正比例する一方、レベルシフト電圧ΔＶ_Gに反比例する傾向となる。従って図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器でも、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動によるＲＦ電力増幅器の利得の変動を軽減することができる。

［実施の形態３］
《実施の形態３のＲＦ電力増幅器の構成》
図５は、本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器と同様に、バイアス部１、増幅部２、電流検出部３、参照電流生成部４、電流比較部５とを具備する。

図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器のバイアス部１は、参照バイアス部１Ａとレプリカ増幅部１Ｂとを含んでいる。

またバイアス部１の参照バイアス部１Ａは、参照トランジスタＱ_N11を含み、バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂはレプリカ増幅トランジスタＱ_N12を含み、増幅部２は増幅トランジスタＱ_N2と抵抗Ｒinと入力容量Ｃinを含んでいる。尚、参照トランジスタＱ_N11とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2とは、各ソースが接地電位に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタである。増幅部２では、ＲＦ入力信号Ｐinは入力容量Ｃinを介して増幅トランジスタＱ_N2のゲートに供給され、ＲＦ増幅出力信号Ｐoutは増幅トランジスタＱ_N2のドレインから生成される。また更に、参照トランジスタＱ_N11とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：１に設定され、参照トランジスタＱ_N11と増幅トランジスタＱ_N2とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)も１：１に設定されている。

バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂの参照トランジスタＱ_N11のゲートとドレインとが接続されることによって、参照トランジスタＱ_N11はダイオード接続され、参照トランジスタＱ_N11のゲート・ソース間電圧Ｖ_G1は電流比較部５のバッファ増幅器Ｂｕｆｆ₁を介して演算増幅器ＯＰＡ３の反転入力端子に供給される。バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂはレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲートとドレインが接続されることによって、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12はダイオード接続され、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2は電流比較部５のバッファ増幅器Ｂｕｆｆ₂を介して演算増幅器ＯＰＡ３の非反転入力端子に供給される。演算増幅器ＯＰＡ３は非反転入力端子の入力電圧Ｖ_G2と反転入力端子の入力電圧Ｖ_G1との入力差電圧(Ｖ_G2−Ｖ_G1)を電圧利得ｎで増幅して差出力電圧Ｖ_DIFFを生成する。算増幅器ＯＰＡ３の電圧利得ｎは、参照電流生成部４のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1の基準電流Ｉ_REFと電流検出部３の差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)とのレシオｎ：１に対応している。また、演算増幅器ＯＰＡ３の出力端子から生成される差出力電圧Ｖ_DIFFは他の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子に供給される一方、参照基準電圧Ｖ_REFは他の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子に供給される。

電流比較部５の他の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧はＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N3のゲートに供給され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N3のドレイン電流Ｉ₁₁は、ダイオード接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P2に供給される。このダイオード接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P2と電流検出部３に含まれるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P3、Ｑ_P4とは、カレントミラーを構成している。従って、電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P3からバイアス部１の参照バイアス部１Ａの参照トランジスタＱ_N11にドレイン電流Ｉ₁₁が流入する一方、電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4からバイアス部１のレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレインにドレイン電流Ｉ₁₁が流入しようとする。しかしながら、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12にはゲート・ソース間電圧Ｖ_G2に応答してドレイン電流Ｉ₁₂が流入している。従って、電流検出部３の他のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5から、差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が流出するものである。

参照電流生成部４は演算増幅器ＯＰＡ１とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1と抵抗Ｒ１を含み、演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子に参照基準電圧Ｖ_REFが供給される。ここで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)も１：ｎ(ｎ≧１)に設定されている。従って、演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧によりゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1には基準電流Ｉ_REFが流れる一方、演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧によりゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5には基準電流Ｉ_REFをレシオｎで除算した定電流値Ｉ_REF／ｎが流れるものとなる。その結果、電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5に流れる差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の値は、レシオｎによる除算値Ｉ_REF／ｎの定電流値と等しく制御されるものである。尚、参照電流生成部４の抵抗Ｒ１は、温度依存性が極めて小さな半導体チップ外部のディスクリート部品で構成されることが望ましい。

《実施の形態３のＲＦ電力増幅器の動作》
次に、図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器の動作を、下記に説明する。

今、他の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧に応答するＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N3のドレイン電流Ｉ₁₁が減少すると、カレントミラーを構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P2、Ｑ_P3、Ｑ_P4のドレイン電流Ｉ₁₁も減少する。その結果、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P3からドレイン電流Ｉ₁₁が供給される参照トランジスタＱ_N11のゲート・ソース間電圧Ｖ_G1も減少する。

一方、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P4のドレイン電流Ｉ₁₁の減少にもかかわらずＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5の差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の値は定電流値Ｉ_REF／ｎに制御されているので、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12に流入するドレイン電流Ｉ₁₂の電流値が増加してレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2も増加する。

非反転入力端子の増加した入力電圧Ｖ_G2と反転入力端子の減少した入力電圧Ｖ_G1に応答して演算増幅器ＯＰＡ３の差出力電圧Ｖ_DIFF(＝ｎ(Ｖ_G2−Ｖ_G1))のレベルが増大するので、他の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧も増大する。従って、他の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧に応答するＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N3のドレイン電流Ｉ₁₁が増加するので、最初のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N3のドレイン電流Ｉ₁₁の減少が補償されることができる。

また更に、図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器の定量的な動作を、下記に詳細に説明する。

参照電流生成部４のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1の基準電流Ｉ_REFと電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5の差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)とに関して、次式の関係が成立する。

また演算増幅器ＯＰＡ３の差出力電圧Ｖ_DIFF(＝ｎ(Ｖ_G2−Ｖ_G1))と他の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子に供給される参照基準電圧Ｖ_REFとの関係から、次式の関係が成立する。

一方、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12の相互コンダクタンスＧｍ２は、上記(１６)式と上記(１７)式とから次式のように求められる。

このように、図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器では、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12の相互コンダクタンスＧｍ２の値を参照電流生成部４で温度依存性が極めて小さな抵抗Ｒ１に反比例の関係とすることが理解できる。

更に、図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器では、増幅トランジスタＱ_N2の相互コンダクタンスも、レプリカ増幅トランジスタＱ_N12の相互コンダクタンスＧｍ２と同様に、参温度依存性が極めて小さな抵抗Ｒ１に反比例の関係となる。従って図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器でも、半導体製造プロセスのばらつきもしくは温度変動によるＲＦ電力増幅器の利得の変動を軽減することができる。

［実施の形態４］
《実施の形態４のＲＦ電力増幅器の構成》
図６は、本発明の実施の形態４によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図６に示した本発明の実施の形態４によるＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器と同様に、バイアス部１、増幅部２、電流検出部３、参照電流生成部４、電流比較部５とを具備する。

図６に示した本発明の実施の形態４によるＲＦ電力増幅器のバイアス部１は、参照バイアス部１Ａとレプリカ増幅部１Ｂとバイアス制御部１Ｃとを含んでいる。

またバイアス部１の参照バイアス部１Ａは、第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bと含み、バイアス部１のレプリカ増幅部１Ｂはレプリカ増幅トランジスタＱ_N12を含み、バイアス部１のバイアス制御部１ＣはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1と抵抗Ｒ２と第１参照トランジスタＱ_N11Aとを含み、増幅部２は増幅トランジスタＱ_N2と抵抗Ｒinと入力容量Ｃinを含んでいる。尚、第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bとレプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2とは、各ソースが接地電位に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタである。増幅部２では、ＲＦ入力信号Ｐinは入力容量Ｃinを介して増幅トランジスタＱ_N2のゲートに供給され、ＲＦ増幅出力信号Ｐoutは増幅トランジスタＱ_N2のドレインから生成される。第１参照トランジスタＱ_N11Aと第２参照トランジスタＱ_N11Bとのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：ｎ(ｎ≧１)に設定され、第１参照トランジスタＱ_N11Aとレプリカ増幅トランジスタＱ_N12とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)は１：ｎ(ｎ≧１)に設定され、第１参照トランジスタＱ_N11Aと増幅トランジスタＱ_N2とのデバイスサイズレシオ(チャンネル幅Ｗ／チャンネル長Ｌの比)も１：ｎ(ｎ≧１)に設定されている。

バイアス部１の参照バイアス部１Ａの第１参照トランジスタＱN11Aのゲートとドレインとが接続されることによって、第１参照トランジスタＱ_N11Aはダイオード接続され、第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1は第２参照トランジスタＱ_N11Bのゲートとバイアス制御部１Ｃの抵抗Ｒ２の一端とに供給される。抵抗Ｒ２の一端はバイアス部１の第１参照トランジスタＱ_N11Aに接続され、抵抗Ｒ２の他端はバイアス制御部１ＣのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ_P1のドレインに接続されている。

電流検出部３は第１のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P2、Ｑ_P3と第２のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P4、Ｑ_P5とを含み、参照電流生成部４は演算増幅器ＯＰＡ１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N1と抵抗Ｒ１とを含むことで参照電流Ｉ_RFFを流し、電流比較部５は電圧比較器としての演算増幅器ＯＰＡ２と抵抗Ｒ３、Ｒ４とを含んでいる。

参照電流生成部４は演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子には例えばバンドギャップ電圧等の電源電圧や温度の変動に対して安定化された基準電圧Ｖ_REF0が供給され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_N1は演算増幅器ＯＰＡ１の出力電圧に応答することで参照電流Ｉ_RFFを流し、抵抗Ｒ１の電圧降下は演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子に供給される。抵抗Ｒ１の電圧降下は基準電圧Ｖ_REF0と等しく制御されることによって、参照電流Ｉ_RFFの電流値が設定される。

参照電流生成部４の参照電流Ｉ_RFFは、カレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P7、Ｑ_P6を介して電流比較部５の抵抗Ｒ３に供給され、抵抗Ｒ３の両端間に発生する参照電圧Ｖ_REF1は演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子に供給される。電流比較部５の抵抗Ｒ４には電流検出部３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P5から差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が供給され、抵抗Ｒ４の両端間に発生する差電圧Ｖ_DIFFは演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子に供給される。

電流比較部５の演算増幅器ＯＰＡ２の出力信号はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1のゲートに供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1のドレインのフィードバック電流Ｉ_FBが決定される。更にこのフィードバック電流Ｉ_FBによって、抵抗Ｒ２のレベルシフト制御電圧＋ΔＶ_Gとバイアス部１の第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1が決定される。抵抗Ｒ２の一端には第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1が供給され、抵抗Ｒ２の他端の電圧＋ΔＶ_G＋Ｖ_G1はレプリカ増幅トランジスタＱ_N12と増幅トランジスタＱ_N2の両ゲートにゲート・ソース間電圧Ｖ_G2として供給される。

ゲート・ソース間電圧Ｖ_G1に応答した第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁とゲート・ソース間電圧Ｖ_G2に応答したレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂とは、電流検出部３の第１のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P2、Ｑ_P3に供給される。従って、電流検出部３の第２のカレントミラーのＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P4、Ｑ_P5には差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が流れ、抵抗Ｒ４の両端間に発生する差電圧Ｖ_DIFFの電圧値が決定される。

電流比較部５とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1によるフィードバック作用によって、参照電流Ｉ_RFFと差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)とは等しい電流レベルに制御され、参照電圧Ｖ_REF1と差電圧Ｖ_DIFFとは等しい電圧レベルに制御される。参照電流Ｉ_RFFよりも差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)が低下して、参照電圧Ｖ_REF1よりも差電圧Ｖ_DIFFが低下すると、電流比較部５の演算増幅器ＯＰＡ２の出力電圧は低下して、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1のドレインのフィードバック電流Ｉ_FBが増加する。フィードバック電流Ｉ_FBの増加に応答して第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1が増加して、バイアス部１の第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁が増加する。レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流Ｉ₁₂も増加するが、ドレイン電流Ｉ₁₁の増加量よりも、ドレイン電流Ｉ₁₂の増加量が大きくなる。従って、差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)は参照電流Ｉ_RFFと等しいレベルまで増加するので、最初の差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)の減少が補償されることができる。

また更に、図６に示した本発明の実施の形態４によるＲＦ電力増幅器の定量的な動作を、下記に詳細に説明する。

まず、参照電流生成部４の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子に供給される基準電圧Ｖ_REF0と電流比較部５の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子に供給される参照電圧Ｖ_REF1との間に、次式の関係が得られる。

バイアス部１の第２参照トランジスタＱ_N11Bのドレイン電流Ｉ₁₁の値とレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流はＩ₁₂の値とは、それぞれ次式で与えられる。

一方、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ_P1のフィードバック電流Ｉ_FBと第１参照トランジスタＱ_N11Aのゲート・ソース間電圧Ｖ_G1およびレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲート・ソース間電圧Ｖ_G2との間には、次式の関係が成立する。

上記(１９)、(２０)、(２１)、(２２)、(２３)、(２４)式から、差電流Ｉ_DIFF(＝Ｉ₁₂−Ｉ₁₁)は次式のように求められる。

一方、上記(２５)式を利用すると、参照電圧Ｖ_REF1と差電圧Ｖ_DIFFとは等しい電圧レベルに制御されるので、次式の関係が得られる。

上記(２３)式と上記(２８)式とから、次式が得られる。

一方、第２参照トランジスタＱ_N11Bの相互コンダクタンスＧｍ１は、上記(１９)式と上記(２９)式とから、次式のように求められる。

上記(３０)式より、ＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンスβの変動による相互コンダクタンスＧｍ１への影響は、上記(３)式の場合の１／２乗よりも低い１／３乗に抑圧されることが理解される。

また更に上記(３０)式より、抵抗の変動による相互コンダクタンスＧｍ１への影響は、上記(３)式の場合の電流(抵抗値に逆比例)の１／２乗よりも低い１／３乗に同様に抑圧されることが理解される。

［実施の形態５］
《実施の形態５のＲＦ電力増幅器の構成》
図７は、本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図７に示した本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器は、図４に示した本発明の実施の形態２と同様に、バイアス部１、増幅部２、電流検出部３、電流比較部５、参照電圧・電流変換部６を具備する。また図７に示した本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器は、電力制御電圧・電流変換部７と電流２乗回路８とを更に具備している。更に、図７に示した本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器に含まれるバイアス部１、増幅部２、電流検出部３、電流比較部５、参照電圧・電流変換部６は、図４に示したＲＦ電力増幅器に含まれたそれらと全く同一の構成とされている。

図７に示す本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器では、増幅部２はＲＦ電力増幅器を構成する多段ＲＦ増幅回路の後段増幅回路である。図７のＲＦ電力増幅器の低パワー時および中間パワー時での電力付加効率(ＰＡＥ：Power Added Efficiency)を改善するために、特に電流２乗回路８が配置されている。

携帯電話端末と基地局の通信距離に略比例した出力電力制御電圧ＶapcがＲＦＩＣ等のＲＦ信号処理ユニットから電力制御電圧・電流変換部７の入力端子に供給されることによって、電力制御電圧・電流変換部７の出力端子から出力電力制御電流Ｉapcが生成される。

電力制御電圧・電流変換部７から生成される出力電力制御電流Ｉapcは電流２乗回路８の入力端子７０２に供給されることによって、出力電力制御電流Ｉapcの２乗に比例した出力電流Ｉoutが電流２乗回路８の出力端子７０３から生成される。この出力電流Ｉoutは、電流比較部５へ参照電流Ｉ_RFFのとして電流比較部５の抵抗Ｒ３に供給される。

出力電力制御電流Ｉapcの正比例した出力電流Ｉoutが電流比較部５の抵抗Ｒ３に供給される場合と比較して、出力電力制御電流Ｉapcの２乗に比例した出力電流Ｉoutが供給されることにより低パワー時および中間パワー時での電力付加効率(ＰＡＥ)を著しく改善することができる。

以下に、図７に示す本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器の構成と動作とを詳細に説明する。

電力制御電圧・電流変換部７は、演算増幅器ＯＰＡ３と抵抗Ｒ５とＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P9、Ｑ_P10とから構成されている。演算増幅器ＯＰＡ３の反転入力端子には出力電力制御電圧Ｖapcが供給され、ＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P9、Ｑ_P10のゲートは演算増幅器ＯＰＡ３の出力電圧によって駆動され、ＰチャンネルＭＯＳペアトランジスタＱ_P9、Ｑ_P10には出力電力制御電流Ｉapcが流れる。出力電力制御電流Ｉapcによる抵抗Ｒ５の電圧降下は演算増幅器ＯＰＡ３の非反転入力端子に供給されるので、次の関係が成立する。

図７に示す電流２乗回路８は、電流２乗基本回路710によって構成されている。電流２乗回路８は、入力端子702から供給される出力電力制御電流Ｉapcの２乗に比例する出力電流Ioutを出力端子703から生成する機能を有している。

電流２乗基本回路710は、略等しいチャンネル長Ｌpと略等しいチャンネル幅Ｗpとを持つ５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713、714、715、716、717と略等しいチャンネル長Ｌnを持つ２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712で構成されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712のチャンネル幅Ｗn712は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711のチャンネル幅Ｗn711の略２倍に設定されている。

従って、バイアス供給端子701に供給されるバイアス電圧Ｖbiasに応答して、バイアス電流Ｉ₀とその２倍のバイアス電流２Ｉ₀とがＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712とにそれぞれ流れるものである。更に、カレントミラー接続された２個のPチャネルＭＯＳトランジスタ716、717には等しい電流Ｉ₁が流れ、またゲートとドレインとがダイオード接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ716に接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ718には電流入力端子702に供給される出力電力制御電流Ｉapcに応答して電流Ｉ₂が流れるものである。

ダイオード接続のPチャネルＭＯＳトランジスタ716の両端間電圧をＶ₁として、PチャネルＭＯＳトランジスタ718のソース・ドレイン間電圧をＶ₂として、PチャネルＭＯＳトランジスタ717のソース・ドレイン間電圧をＶ₃として、５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713〜717と２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712のしきい値電圧とチャンネル・コンダクタンスとをそれぞれＶ_THとβとして、電流２乗回路８の電流２乗基本回路710の出力電流をＩ_SQRとすると、次の関係が得られる。

式(３４)と式(３６)とから、電流２乗回路８の電流２乗基本回路710の出力電流Ｉ_SQRは次式(３７)のように求められる。

式(３３)と式(３４)とから、電流Ｉ₁と電流Ｉ₂との和は次式(３８)のように求められる。

式(３４)と式(３８)とから、電流Ｉ₁と電流Ｉ₂との和は次式(３９)のように求められる。

式(３３)と式(３４)とから、電流Ｉ₂と電流Ｉ₁との差である入力端子702の出力電力制御電流Ｉapcは、次式(４０)のように求められる。

式(３５)と式(４０)とから、次式(４１)が求められる。

式(４１)から、次式(４２)が求められる。

式(３２)から、次式(４３)が求められる。

式(４２)と式(４３)とを式(３９)に代入することによって、次式(４４)が求められる。

式(３６)と式(４４)から、電流２乗回路８の電流２乗基本回路710の出力電流Ｉ_SQRは次式(４５)のように求められる。

この式(４５)から、電流２乗基本回路710の出力電流Ｉ_SQRの値はバイアス電流Ｉ₀の値に反比例する一方、電流入力端子702の入力出力電力制御電流Ｉapcの値の２乗に比例して連続的に変化するものであることが理解される。

上記の式(４５)に従った値を持つ電流２乗基本回路710の出力電流Ｉ_SQRはカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、733と２個のＰチャネルＭＯＳトランジスタによって構成されたカレントミラー735とを介して電流２乗回路８の出力端子703から電流２乗回路８の出力電流Ｉoutとして出力される。

図７に示す本発明の実施の形態５によるＲＦ電力増幅器の増幅部２がＲＦ電力増幅器を構成する多段ＲＦ増幅回路の前段増幅回路として使用される場合は、電流２乗回路８が省略されるものとなる。

この場合には、電力制御電圧・電流変換部７から生成される出力電力制御電流Ｉapcは、電流比較部５へ参照電流Ｉ_RFFのとして電流比較部５の抵抗Ｒ３に直接供給される。従って、出力電力制御電流Ｉapcの正比例した出力電流Ｉoutが電流比較部５の抵抗Ｒ３に供給されるので、前段増幅回路としての増幅部２の増幅利得が増大して比較的大振幅のＲＦ増幅信号を後段増幅回路の入力に注入することができる。

尚、下記参考文献１には、アナログＣＭＯＳ回路を使用して上記の式(４５)に従って入力電流の値の２乗に比例する出力電流を生成することが記載されている。

［参考文献１］ ＫＬＡＡＳ． ＢＵＬＴ ｅｔ ａｌ，“Ａ ＣＬＡＳＳ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ ＣＭＯＳ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ Ｓｑｕａｒｅ−Ｌａｗ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ａｎ ＭＯＳ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｉｎ Ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−２２， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９８７， ＰＰ．３５７−３６５．

［実施の形態６］
《実施の形態６のＲＦ電力増幅器の構成》
図８は、本発明の実施の形態６によるＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。

図８に示すＲＦ電力増幅器では、図７の実施の形態５で説明したように、多段増幅器の前段増幅回路のバイアス電流は出力電力制御電圧Ｖapcの正比例した特性とされ、後段増幅回路のバイアス電流は出力電力制御電圧Ｖapcの２乗に比例したものとされる。

すなわち、ＲＦ電力増幅器640の初段の第１段増幅器の増幅トランジスタ641のバイアス電流は出力電力制御電圧Ｖapcの１次(１乗)の連続関数となり、中間段の第２段増幅器の増幅トランジスタ642のバイアス電流は出力電力制御電圧Ｖapcの１次(１乗)の連続関数となり、最終段の第３段増幅器の増幅トランジスタ643のバイアス電流は出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数となるものである。最終段の第３段増幅器の増幅トランジスタ643のバイアス電流を出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数とする際には、図７の実施の形態５で説明した電流２乗基本回路710を含む電流２乗回路８が利用される。

［実施の形態７］
《ＲＦパワーモジュールの構成》
図9は、本発明の実施の形態７によるＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。

図９に示すＲＦパワーモジュールは、ＧＳＭ方式のローバンドとハイバンドとの２つの周波数帯域(ＧＳＭ９００：８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚとＤＣＳ１８００：１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ)に対応するものである。従って、図９に示すＲＦパワーモジュールは、ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910と、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940と、出力電力制御回路915とによって構成されている。このＲＦパワーモジュールには、例えば、送信信号入力端子900、904にＲＦ送信信号Ｐin_GSM、Ｐin_DCSを供給する変調回路が接続され、受信信号出力端子905、907のＲＦ受信信号Rx_DCS、Rx_GSMを復調する復調回路が接続され、制御端子901、902、903に制御信号を生成するベースバンド信号処理半導体集積回路が接続されて、アンテナ端子906に送受信アンテナが接続されることによって、携帯電話端末が構成されるものである。

ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910はＲＦ電力増幅器911と出力整合回路912と電力結合器913と低域通過フィルタ914と出力電力制御回路915とによって構成される一方、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920はＲＦ電力増幅器921と出力整合回路922と電力結合器923と低域通過フィルタ924と出力電力制御回路915とによって構成されている。

また、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された送信出力電力フィードバック回路930は、電力検波回路932、933と誤差増幅器934と回路切換器931とによって構成されている。更に、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された信号経路切換回路940は、アンテナスイッチ941と静電放電フィルタ942、943、944とによって構成されている。

図９に示したＲＦパワーモジュールでは、ＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルとＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルとは、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934に接続された出力電力制御回路915により制御される。すなわち、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcが出力電力制御回路915の制御入力端子に供給されることにより、ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御されるものである。

ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の各ＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器、または図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器、または図５に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅器、または図６に示した本発明の実施の形態４、または図７に示した本発明の実施の形態５、または図８に示した本発明の実施の形態６によるＲＦ電力増幅器のいずれかによって構成されることが可能である。送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とは、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920によって共用されることが可能であるので、ＲＦパワーモジュールの小型化が可能となるものである。

ＲＦ電力増幅器911、921の出力端子に接続された出力整合回路912、922は、送受信アンテナにおける負荷インピーダンス不整合によるＲＦ送信信号の反射損失を最小化する機能を有している。電力結合器913、923は、出力整合回路912、922から供給されるＲＦ送信信号の一部を送信出力電力フィードバック回路930へ供給する一方、残りの大部分のＲＦ送信信号を低域通過フィルタ914、924へ供給する機能を有している。低域通過フィルタ914、924は、ＲＦ電力増幅器911、921によるＲＦ送信信号の増幅の際に生じる高調波信号を減衰する機能を有している。電力検波回路932、933は、電力結合器913、923から供給されるＲＦ信号電力に対応する検波出力電圧Ｖdetを誤差増幅器934へ供給する機能を有している。誤差増幅器934は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932、933の検波出力電圧Ｖdetとの差を増幅して、その差が最小化されるような出力電力制御電圧Ｖapcを生成する機能を有している。更に、静電放電フィルタ942、943、944は、外部端子907、906、905の静電気によるＲＦパワーモジュールの破壊を防止して不要信号の減衰を行う機能を有している。アンテナスイッチ941は、送信動作と受信動作とを行い、更にＧＳＭ９００周波数帯域の送受信動作とＤＣＳ１８００周波数帯域の送受信動作とに応答してアンテナ端子906から生成あるいは供給されるＲＦ信号の信号伝達経路を切り換える機能を有している。すなわち、ＧＳＭ９００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路910から出力されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＧＳＭ９００周波数帯域の受信時にはアンテナ端子906から供給されるＲＦ信号が受信信号出力端子907へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路920の出力から生成されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の受信時はアンテナ端子906から供給される信号が受信信号出力端子905へ伝達される機能を有している。回路切換器931は、制御端子901、902に供給される送受信動作切換信号とローバンド／ハイバンド送信周波数帯選択信号とに応答して、出力電力制御回路915と電力検波回路932、933と誤差増幅器934とアンテナスイッチ941のそれぞれの動作を切り換える機能を有している。

この実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、送信動作時には、送信信号入力端子900、904から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ送信信号をＲＦ電力送信回路910、920にて所望の出力電力レベルまで電力増幅した後に、信号経路切換回路940を介して、アンテナ端子906からＲＦ送信信号を生成する。また送信動作時の出力電力のレベル制御は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampによって誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcを間接的に変化させることによって実行される。更に、受信動作時には、アンテナ端子906から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ受信信号は、受信信号出力端子907、905へ伝達される。

ローバンド側のＧＳＭ９００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はローバンド対応のＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるローバンド対応のＲＦ電力送信回路910の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。

ハイバンド側ＤＣＳ１８００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路933の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。

尚、図９に示したＲＦパワーモジュールのＲＦ電力送信回路910、920に含まれる出力整合回路912、922と電力結合器913、923と低域通過フィルタ914、924と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940の具体的な回路構成は多種多様な構成を採用することが可能であるので、ここでは説明を省略する。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば以上の実施の形態では、増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2のゲートはレプリカ増幅部１Ｂのレプリカ増幅トランジスタＱ_N12のゲートと抵抗Ｒinを介して接続されていた。しかし、これに限定されるものではなく、増幅部２の増幅トランジスタＱ_N2のゲートは、バイアス部１の参照バイアス部１Ａの参照トランジスタＱ_N11、第１参照トランジスタＱ_N11A、第２参照トランジスタＱ_N11Bのいずれかのゲートと抵抗Ｒinを介して接続されることもできる。

以上の実施の形態では主としてローバンドのＧＳＭ９００、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に関して適用した例を説明したが、本発明はこれらに限定して適用した場合に効果が得られるものではない。すなわち、ローバンド側のＧＳＭ８５０やハイバンド側のＰＣＳ１９００などのＧＳＭの別の周波数帯域に、本発明を適用することが可能である。

例えば、ＲＦ電力増幅器としてＣＭＯＳＦＥＴ(Complementally MOSFET)を使用したモノリシック集積回路で構成されることが可能であるが、本発明はこれに限定されるものではない。

すなわち、上述の実施の形態ではＲＦ電力増幅器の増幅トランジスタとバイアス用トランジスタはＭＯＳトランジスタ(MOSFET)を使用したが、シリコンプロセスでは高周波特性に優れたＬＤＭＯＳＦＥＴ(Laterally Diffused MOSFET)を使用することが望ましい。また、シリコン以外の化合物半導体としては、ＭＥＳＦＥＴ(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)、ＨＥＭＴ(High Electron Mobility Transistor)等の電界効果トランジスタを使用することが可能である。このように化合物半導体の電界効果トランジスタを使用する際には、ＲＦ電力増幅器の増幅トランジスタ、バイアス用トランジスタをＧａＡｓ等の化合物半導体チップに構成する一方、出力電力制御回路をＣＭＯＳシリコン半導体チップに構成することによってＲＦパワーモジュールが形成されることが可能である。

また、ＲＦ電力増幅器の増幅トランジスタとバイアス用トランジスタとしては、上述のような種々の電界効果トランジスタだけではなく、シリコンバイポーラトランジスタとＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、ＩｎＧａＰ等のヘテロ接合のバイポーラトランジスタを使用することができる。これらのバイポーラトランジスタの製造プロセスで、ベース・エミッタ不純物濃度のばらつきによってベースやエミッタの直列抵抗成分がばらつきを示して、バイポーラトランジスタのコンダクタンスがばらつく場合にも、本発明を適用することが可能である。尚、バイポーラトランジスタが使用される場合には、デバイスサイズレシオはトランジスタのバイポーラエミッタ面積Ａ_Eで設定されるものである。

また、本発明は、ＧＳＭやＷＣＤＭＡ(Wide-band Code Division Multiple Access) 以外にも、ＷｉＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access)、ＬＴＥ(long Term Evolution)等の他の通信方式や他の周波数帯域に使用されるＲＦ電力増幅器に広く採用することが可能である。

更に本発明の増幅器は、携帯端末機器等の通信機器の送信システムのＲＦ電力増幅器に限定されるのではなく、通信機器の受信システムの初段低雑音増幅器(ＬＮＡ：Low Noise Amplifier)や受信システムの後段の可変増幅器(ＶＧＡ：Variable Gain Amplifier)等にも広く適用することも可能である。

１…バイアス部
１Ａ…参照バイアス部
１Ｂ…レプリカ増幅部
１Ｃ…バイアス制御部
２…増幅部
３…電流検出部
４…参照電流生成部
５…電流比較部
６…参照電圧・電流変換
７…電力制御電圧・電流変換部
Ｑ_N11…参照トランジスタ
Ｑ_N11A…第１参照トランジスタ
Ｑ_N11B…第2参照トランジスタ
Ｑ_N12…レプリカ増幅トランジスタ
Ｑ_N2…増幅トランジスタ
Ｒin…抵抗
Ｃin…入力容量
Ｉ₁₁…参照トランジスタＱ_N11のドレイン電流
Ｉ₁₂…レプリカ増幅トランジスタＱ_N12のドレイン電流
Ｉ₁₂−Ｉ₁₁…差電流
Ｉ_DIFF…出力差電流
Ｉ_RFF…参照電流

Claims (20)

1. バイアス部と、増幅部と、電流検出部を具備する増幅器であって、
   前記増幅部は増幅トランジスタを含み、前記増幅トランジスタの共通電極は交流的に接地され、前記増幅トランジスタの入力電極に入力信号が供給され、前記増幅トランジスタの出力電極から増幅出力信号が生成可能とされており、
   前記バイアス部は、各共通電極が交流的に接地された参照トランジスタとレプリカ増幅トランジスタとを含み、
   前記増幅トランジスタの前記入力電極は、前記バイアス部の前記参照トランジスタの入力電極と前記レプリカ増幅トランジスタの入力電極とのいずれかと電気的に接続されており、
   前記参照トランジスタの出力電極に流れる第１バイアス電流と前記レプリカ増幅トランジスタの出力電極に流れる第２バイアス電流とが前記電流検出部の第１入力端子と第２入力端子とそれぞれ供給されることによって、前記電流検出部は前記第２バイアス電流と前記第１バイアス電流との差電流に対応する検出電流を生成するものであり、
   前記検出電流が参照電流と一致するように、前記レプリカ増幅トランジスタの前記第２バイアス電流が前記電流検出部から生成される前記検出電流に基づいて制御される増幅器。
2. 電流比較部を更に具備して、
   前記電流比較部の第１入力端子と第２入力端子には、前記検出電流と前記参照電流とがそれぞれ供給され、前記電流比較部の出力信号に応答して前記第２バイアス電流が制御される請求項１に記載の増幅器。
3. 前記バイアス部はバイアス制御部を更に含み、
   前記バイアス制御部の一端と他端との間に、バイアス電圧が生成され、
   前記バイアス制御部の前記一端は前記参照トランジスタの前記入力電極と電気的に接続され、前記バイアス制御部の前記他端は前記レプリカ増幅トランジスタの前記入力電極と電気的に接続されている請求項２に記載の増幅器。
4. 前記バイアス部はバイアス制御部を更に含み、
   前記バイアス制御部は、フィードバックトランジスタとレベルシフト素子とを含み、前記フィードバックトランジスタは前記電流比較部の前記出力信号に応答するフィードバック電流を前記レベルシフト素子に流すものであり、
   前記参照トランジスタは、第１参照トランジスタと第２参照トランジスタを含み、
   前記第１参照トランジスタの出力電極および入力電極は前記レベルシフト素子の一端に接続され、前記レベルシフト素子の他端は前記フィードバックトランジスタの出力電極と前記第２参照トランジスタの入力電極とに接続され、前記参照トランジスタの前記第１バイアス電流は前記第２参照トランジスタの出力電極に流れる請求項２に記載の増幅器。
5. 電流比較部を更に具備して、前記電流比較部は第１電圧比較器と第２電圧比較器とを含み、
   前記第１電圧比較器の第１入力端子と第２入力端子に前記参照トランジスタの前記入力電極の第１バイアス電圧と前記レプリカ増幅トランジスタの前記入力電極の第２バイアス電圧とがそれぞれ供給されることにより、前記第１電圧比較器は前記第２バイアス電圧と前記第１バイアス電圧との差電圧に対応する検出電圧を生成するものであり、
   前記第２電圧比較器の第１入力端子と第２入力端子に参照電圧と前記検出電圧とがそれぞれ供給されることによって、前記第２電圧比較器の出力信号は前記第２バイアス電流と前記第１バイアス電流とを制御する請求項１に記載の増幅器。
6. 前記増幅トランジスタと前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタとは、それぞれ所定のデバイス・サイズを持つ請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の増幅器。
7. 前記増幅トランジスタの前記入力電極に供給される前記入力信号はＲＦ入力信号であり、前記増幅トランジスタの前記出力電極から生成される前記増幅出力信号は通信システムのアンテナから送信されるＲＦ出力信号であり、前記増幅器は前記ＲＦ入力信号を増幅して前記ＲＦ出力信号を生成するＲＦ電力増幅器である請求項６に記載の増幅器。
8. 電力制御電圧・電流変換部を更に具備して、
   前記電力制御電圧・電流変換部は、前記通信システムと基地局の通信距離に略比例する出力電力制御電圧に応答して出力電力制御電流を生成して、前記出力電力制御電流に基づいて前記電流比較部の前記第２入力端子に供給される前記参照電流の電流値が設定される請求項７に記載の増幅器。
9. 前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタと前記増幅トランジスタとは、電界効果トランジスタである請求項８に記載の増幅器。
10. 前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタと前記増幅トランジスタとは、バイポーラトランジスタである請求項８に記載の増幅器。
11. 第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第１のＲＦ電力増幅器と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第２のＲＦ電力増幅器と、出力電力制御部とを具備して、
    前記出力電力制御部は、第１の電力検波器と、第２の電力検波器と、誤差増幅器とを含むものであり、
    前記第１の電力検波器は、前記第１のＲＦ電力増幅器の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
    前記第２の電力検波器は、前記第２のＲＦ電力増幅器の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
    前記誤差増幅器は、外部制御電圧と前記第１の電力検波器および前記第２の電力検波器の検波出力電圧との差に応答して電力制御電圧を生成して、
    前記第１のＲＦ電力増幅器と前記第２のＲＦ電力増幅器の各ＲＦ電力増幅器は、バイアス部と、増幅部と、電流検出部を具備して、
    前記増幅部は増幅トランジスタを含み、前記増幅トランジスタの共通電極は交流的に接地され、前記増幅トランジスタの入力電極に入力信号が供給され、前記増幅トランジスタの出力電極から増幅出力信号が生成可能とされており、
    前記バイアス部は、各共通電極が交流的に接地された参照トランジスタとレプリカ増幅トランジスタとを含み、
    前記増幅トランジスタの前記入力電極は、前記バイアス部の前記参照トランジスタの入力電極と前記レプリカ増幅トランジスタの入力電極とのいずれかと電気的に接続されており、
    前記参照トランジスタの出力電極に流れる第１バイアス電流と前記レプリカ増幅トランジスタの出力電極に流れる第２バイアス電流とが前記電流検出部の第１入力端子と第２入力端子とそれぞれ供給されることによって、前記電流検出部は前記第２バイアス電流と前記第１バイアス電流との差電流に対応する検出電流を生成するものであり、
    前記検出電流が参照電流と一致するように、前記レプリカ増幅トランジスタの前記第２バイアス電流が前記電流検出部から生成される前記検出電流に基づいて制御されるＲＦパワーモジュール。
12. 前記各ＲＦ電力増幅器は、電流比較部を更に具備して、
    前記電流比較部の第１入力端子と第２入力端子には、前記検出電流と前記参照電流とがそれぞれ供給され、前記電流比較部の出力信号に応答して前記第２バイアス電流が制御される請求項１１に記載のＲＦパワーモジュール。
13. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記バイアス部はバイアス制御部を更に含み、
    前記バイアス制御部の一端と他端との間に、バイアス電圧が生成され、
    前記バイアス制御部の前記一端は前記参照トランジスタの前記入力電極と電気的に接続され、前記バイアス制御部の前記他端は前記レプリカ増幅トランジスタの前記入力電極と電気的に接続されている請求項１２に記載のＲＦパワーモジュール。
14. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記バイアス部はバイアス制御部を更に含み、
    前記バイアス制御部は、フィードバックトランジスタとレベルシフト素子とを含み、前記フィードバックトランジスタは前記電流比較部の前記出力信号に応答するフィードバック電流を前記レベルシフト素子に流すものであり、
    前記各ＲＦ電力増幅器の前記参照トランジスタは、第１参照トランジスタと第２参照トランジスタを含み、
    前記第１参照トランジスタの出力電極および入力電極は前記レベルシフト素子の一端に接続され、前記レベルシフト素子の他端は前記フィードバックトランジスタの出力電極と前記第２参照トランジスタの入力電極とに接続され、前記参照トランジスタの前記第１バイアス電流は前記第２参照トランジスタの出力電極に流れる請求項１２に記載のＲＦパワーモジュール。
15. 前記各ＲＦ電力増幅器は電流比較部を更に具備して、前記電流比較部は第１電圧比較器と第２電圧比較器とを含み、
    前記第１電圧比較器の第１入力端子と第２入力端子に前記参照トランジスタの前記入力電極の第１バイアス電圧と前記レプリカ増幅トランジスタの前記入力電極の第２バイアス電圧とがそれぞれ供給されることにより、前記第１電圧比較器は前記第２バイアス電圧と前記第１バイアス電圧との差電圧に対応する検出電圧を生成するものであり、
    前記第２電圧比較器の第１入力端子と第２入力端子に参照電圧と前記検出電圧とがそれぞれ供給されることによって、前記第２電圧比較器の出力信号は前記第２バイアス電流と前記第１バイアス電流とを制御する請求項１１に記載のＲＦパワーモジュール。
16. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記増幅トランジスタと前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタとは、それぞれ所定のデバイス・サイズを持つ請求項１１乃至請求項１５のいずれかに記載のＲＦパワーモジュール。
17. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記増幅トランジスタの前記入力電極に供給される前記入力信号はＲＦ入力信号であり、前記増幅トランジスタの前記出力電極から生成される前記増幅出力信号は通信システムのアンテナから送信されるＲＦ出力信号であり、前記増幅器は前記ＲＦ入力信号を増幅して前記ＲＦ出力信号を生成するＲＦ電力増幅器である請求項１６に記載のＲＦパワーモジュール。
18. 前記各ＲＦ電力増幅器は電力制御電圧・電流変換部を更に具備して、
    前記電力制御電圧・電流変換部は、前記通信システムと基地局の通信距離に略比例する出力電力制御電圧に応答して出力電力制御電流を生成して、前記出力電力制御電流に基づいて前記電流比較部の前記第２入力端子に供給される前記参照電流の電流値が設定される請求項１７に記載のＲＦパワーモジュール。
19. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタと前記増幅トランジスタとは、電界効果トランジスタである請求項１８に記載のＲＦパワーモジュール。
20. 前記各ＲＦ電力増幅器の前記参照トランジスタと前記レプリカ増幅トランジスタと前記増幅トランジスタとは、バイポーラトランジスタである請求項１８に記載のＲＦパワーモジュール。

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