JP2009212870A

JP2009212870A - Ｒｆ電力増幅器

Info

Publication number: JP2009212870A
Application number: JP2008054220A
Authority: JP
Inventors: Yuri Kusakari; ゆり草刈
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2008-03-05
Filing date: 2008-03-05
Publication date: 2009-09-17

Abstract

【課題】飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの電力付加効率を改善すると伴に非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比を改善すること。
【解決手段】ＲＦ電力増幅器１００は、初段増幅段１０、最終段増幅段１１、レギュレータ１２、バイアス回路１７、直流電圧検出回路１４、１５、１６を具備して、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作する。両動作モードのＲＦ送信出力信号ＲＦoutは、レギュレータ１２に供給される制御信号Ｖrampに従って調整された電源電圧Ｖddのレベルに従って設定される。第１動作モードの送信出力が低下する際に、最終段トランジスタＱn2に供給される直流バイアス電圧Ｖgs2が低下される。第２動作モードの送信出力が低下する際に、最終段増幅段の前記最終段トランジスタＱn2に供給される初段増幅段１０からの増幅信号振幅レベルが低下される。
【選択図】図１

Description

本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅器に関し、特に非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅器によって実現するのに有益な技術に関する。

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。

下記非特許文献１によれば、これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのセルラーと、例えばＩＥＥＥ８０２．１１−ｂ、−ａ、−ｇ等のネットワーク、例えばブルートゥース、ジグビー等のパーソナルエリアネットワーク等とを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包絡線と包絡線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高(数ワット)から低(マイクロワット)への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチモード応用でのＲＦ電力増幅器への要望が、大きくなっている。

このマルチモードへの自明なアプローチは、包絡線変化信号をサポートするためにリニア回路技術を応用することであるが、このアプローチは電力増幅器の回路設計で基本的な矛盾を生じるとしている。良く知られているように、電力増幅器の最大効率は、電力増幅器が飽和動作(波形クリップを生じる非線形動作)することで得られる。しかし、入力信号が包絡線変化信号である場合には、飽和動作する電力増幅器はリミッタとして動作するので重大な信号歪を発生する。従って、包絡線変化信号を忠実に再生するためには、電力増幅器は非飽和の線形動作を行う必要がある。このために、出力バックオフの概念が導入され、非飽和の線形動作を行う電力増幅器のピーク出力電力を最大(飽和)出力電力よりも低いリニア動作に制限するものである。しかし、出力バックオフは設計が困難であるので、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されたものであるとしている。

尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、ＧＰＲＳは、General Packet Radio Serviceの略である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution(Enhanced Data for GPRS)の略である。また、ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。

一方、下記非特許文献２には、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールが記載されている。尚、ＤＣＳはDigital Cellular Systemの略称、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略称である。このＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを含んでいる。

ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の通信では、複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、基地局への送信動作とのいずれかに時分割で設定可能であるＴＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ方式が知られている。このＧＳＭ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式も最近注目されている。

一方、ＥＤＧＥ方式と同様に位相変調とともに振幅変調を使用することにより通信データ転送レートを改善したＷＣＤＭＡ方式も、近年注目を受けている。このＷＣＤＭＡ方式ではＴＤＭＡ方式ではなく、基地局からの受信動作に２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの周波数を使用する一方、基地局への送信動作に１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの周波数を使用する周波数分割のＣＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＣＤＭＡは、Code Division Multiple Accessの略称である。

下記非特許文献３には、ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ電力増幅器のパワー制御では広い制御レンジと高いリニアリティーとが必要とされるので、ＲＦ電力増幅器の入力に可変アッテネータによる可変利得増幅器を接続することが記載されている。

一方、下記非特許文献４には、閉ループと電源電圧制御とによるＲＦ電力増幅器のパワー制御が記載されている。閉ループによるパワー制御では、増幅器の出力のＲＦパワーは方向性結合器を利用してセンスされダイオードにより検出される。検出電圧は誤差増幅器で基準電圧と比較され、誤差増幅器の出力は電力増幅器のゲイン制御端子を駆動して、閉ループにより検出電圧と基準電圧とは等しく制御され、パワー制御は基準電圧の変化で実現される。増幅器の出力パワーを制御するＲＦ電力増幅器の電源電圧制御では、パワーＰＭＯＳトランジスタと演算増幅器とにより構成されたリニアレギュレータが使用され、演算増幅器の制御端子によりＲＦ電力増幅器のコレクタ電圧がリニアに変化される。コレクタ電圧を低下することにより、パワーが得られる出力振幅が制限される。

また、下記非特許文献４には、負荷不整合に起因する高負荷電圧定在波比(ＶＳＷＲ)の状態の最終段のコレクタでの高電圧ピークによる降伏に対処するための閉ループコレクタピーク電圧制御が記載されている。この制御は、出力コレクタノードのピーク電圧を検出するＡＣセンス回路および包絡線検出器と、回路利得を変化させることでピーク電圧を特定のしきい値電圧にクランプする誤差増幅器で構成され、最終段を駆動する駆動段のバイアス電流を誤差増幅器が制御する。

また、下記非特許文献５には、ＣＤＭＡ通信に使用するＲＦ電力増幅器の出力バックオフのレベルに従ってＲＦ電力増幅器のドレインまたはゲートのバイアスの低下により出力バックオフの効率を改善することが記載されている。出力パワーが減少される出力バックオフでのゲート変調のゲート電圧が低下され、バッテリー電流が減少するように能動素子の動作点がしきい値電圧に近接する。リニアレギュレータを使用するドレイン変調では、入力包絡線電圧の長時間の平均パワー値に従ってドレイン電圧が変化される。リニアレギュレータでは相当な電力が消費されるが、オーバーオールの効率は出力バックオフでは固定バイアス方式と比較すると改善されることができる。スイッチングレギュレータを使用するドレイン変調は、リニアレギュレータよりも更に効率的にスイッチングレギュレータがバッテリー電圧をドレイン電圧に変換する点以外はリニアレギュレータを使用するドレイン変調と同様である。

ＥａｒｌＭｃＣｕｎｅ， "Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ，Ｍｕｌｔｉ−ＢａｎｄＴｅｒｍｉｎａｌＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"，ＩＥＥＥｍｉｃｒｏｗａｖｅｍａｇａｚｉｎｅ，Ｍａｒｃｈ２００５，ＰＰ．４４〜５５．ＳｈｕｙｕｎＺｈａｎｇｅｔａｌ，"ＡＮｏｖｅｌＰｏｗｅｒ−ＡｍｐｌｉｆｉｅｒＭｏｄｕｌｅｆｏｒＱｕａｄ−ＢａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓＨａｎｄｓｅｔＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"，ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＭＩＣＲＯＷＡＶＥＴＨＥＯＲＹＡＮＤＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ，ＶＯＬ．５１，Ｎｏ．１１，ＮＯＶＥＭＢＥＲ２００３，ＰＰ．２２０３−２２１０．ＧａｒｙＨａｕｅｔａｌ，"ＨｉｇｈＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ＷｉｄｅＤｙｎａｍｉｃＲａｎｇｅＶａｒｉａｂｌｅＧａｉｎａｎｄＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒＭＭＩＣｓｆｏｒＷｉｄｅ−ＢａｎｄＣＤＭＡＨａｎｄｓｅｔｓ"，ＩＥＥＥＭＩＣＲＯＷＡＶＥＡＮＤＷＩＲＥＬＥＳＳＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳＬＥＴＴＥＲＳ，ＶＯＬ．１１，Ｎｏ．１，ＪＡＮＵＡＲＹ２００１，ＰＰ．１３−１５ＡｎｇｅｌｏＳｃｕｄｅｒｉｅｔａｌ，"ＡＶＳＷＲ−ＰｒｏｔｅｃｔｅｄＳｉｌｉｃｏｎＢｉｐｏｌａｒＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒＷｉｔｈＳｏｆｔ−ＳｌｏｐＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ"，ＩＥＥＥＪＯＵＲＮＡＬＯＦＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥＣＩＲＣＵＩＴＳ，ＶＯＬ．４０，Ｎｏ．３，ＭＡＲＣＨ２００５，ＰＰ．６１１−６２１．ＪｏｅＳｔａｕｄｉｎｇｅｒｅｔａｌ，"ＧａｔｅａｎｄＤｒａｉｎＰｏｗｅｒＴｒａｃｋｉｎｇＭｅｔｈｏｄｓＥｎｈａｎｃｃｅＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙＩｎＲｅｖｅｒｓｅＬｉｎｋＣＤＭＡＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"，ＡＰＰＬＩＥＤＭＩＣＲＯＷＡＶＥ＆ＷＩＲＥＬＥＳＳＭＡＲＣＨ２００２，ＰＰ．２８−３８ｈｔｔｐ：//ｗｗｗ．ｅｅｔａｓｉａ．ｃｏｍ／ＡＲＴＩＣＬＥＳ／２００２ＭＡＲ／２００２ＭＡＲ０８＿ＲＦＤ＿ＡＮ．ＰＤＦ [平成２０年１月９日検索]．

本発明者等は、本発明に先立ってＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００の５つの周波数帯域を送信するＲＦ電力増幅器モジュールの開発に従事した。

この本発明に先立ったＲＦ電力増幅器モジュールの開発では、ＧＳＭ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのマルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のために、ＲＦ電力増幅器モジュールの小型化が必要となった。そのために、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅器によって実現することが必要となった。上記非特許文献１に記載されているように、従来は設計の困難性により、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されて、使用されていた。しかし、マルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のためには、２つの別々の電力増幅器の使用はもはや許されないものになったものである。

ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＧＳＭ通信では、ＧＭＳＫと呼ばれる一定包絡線信号が使用される。尚、ＧＭＳＫは、Gaussian minimum shift keyingの略である。それに対して、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＥＤＧＥ通信では、3π/8-8PSKと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、3π/8-8PSKは、8-phase-shift keying with a 3π/8 phase shift added cumulatively to each symbolの略である。また、ＷＣＤＭＡでの通信では、ＨＰＳＫと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、ＨＰＳＫは、Hybrid phase shift keyingの略である。

従って、本発明者等は飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器とに１つのＲＦ電力増幅器を共通に使用すると伴に、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに動作を切り換えると言う着想に到達した。

すなわち、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは飽和型の非線形増幅の第１動作モードに設定されることにより、高効率動作を実現することが可能となる。また、ＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡでの通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは非飽和型の線形増幅の第２動作モードに設定されることにより、包絡線変化信号の信号歪を低減することが可能となる。

また、ＲＦ電力増幅器が搭載されてバッテリーで動作する携帯電話の通話時間を長くするためには、共通に使用される１つのＲＦ電力増幅器の電力付加効率(ＰＡＥ)の改善が必要である。共通に使用される１つのＲＦ電力増幅器の効率を改善するためには、上記非特許文献５に記載されたようにリニアレギュレータまたはスイッチングレギュレータを使用してバッテリー電圧をＲＦ電力増幅器のドレインまたはコレクタの電源電圧に変換することが有効であることが本発明者等の検討により明らかとされた。尚、ＰＡＥは、Power- Added Efficiencyの略である。

しかし、上記非特許文献５に記載のドレイン変調のようなＲＦ電力増幅器のドレインまたはコレクタの電源電圧の制御では、ゲートまたはベースのＲＦ増幅トランジスタの制御電極のバイアス電圧は一定に固定された電源電圧可変・制御バイアス固定の方式が採用されている。

この電源電圧可変・制御バイアス固定の方式を共通使用のＲＦ電力増幅器に適用して、この共通使用のＲＦ電力増幅器を飽和型の非線形増幅の第１動作モードで動作させる際には、ＧＳＭ通信の比較的大きな最大送信電力Ｐout(max)を共通使用のＲＦ電力増幅器が出力する必要がある。そのためには、ゲートまたはベースの制御バイアス固定電圧は比較的高い電圧に設定されなければならない。しかし、そうすると共通使用のＲＦ電力増幅器が比較的小さな送信電力Ｐoutを出力する際には、最終段のＲＦ増幅トランジスタの大きな直流バイアス電流により電力付加効率(ＰＡＥ)が顕著に低下すると言う問題が明らかとされた。

また、この電源電圧可変・制御バイアス固定の方式を共通使用のＲＦ電力増幅器に適用して、この共通使用のＲＦ電力増幅器を非飽和型の線形増幅の第２動作モードで動作させる際には、最終段のＲＦ増幅トランジスタの線形増幅動作を維持することが重要になる。しかし、電源電圧が低下した場合に、最終段のＲＦ増幅トランジスタの負荷条件が一定であり、トランジスタの静特性から最終段のＲＦ増幅トランジスタの線形増幅動作を行う入力ダイナミックレンジが狭くなる。その結果、ＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とで重要な隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)と呼ばれる信号歪が顕著に増加すると言う問題が明らかとされた。尚、ＡＣＰＲは、Adjacent Channel leakage Power Ratioの略である。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器との２つの機能を実現することが可能な新規なＲＦ電力増幅器を提供することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの電力付加効率を改善すると伴に非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比を改善することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅器(１００)は、ＲＦ送信入力信号(ＲＦin)を増幅する初段増幅段(１０)と前記初段増幅段からの増幅信号を増幅してＲＦ送信出力信号(ＲＦout)を形成する最終段増幅段(１１)とを具備する。前記ＲＦ電力増幅器は、更にレギュレータ(１２)、バイアス回路(１７)、直流電圧検出回路(１４、１５、１６)を具備して、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作する。

前記レギュレータには動作電圧(Ｖbat)と制御信号(Ｖramp)とが供給され、前記レギュレータは前記制御信号のレベルに従って調整された電源電圧(Ｖdd)を多段増幅器(１０、１１)に供給する。前記バイアス回路は、前記多段増幅器が前記第１動作モードと前記第２動作モードとで動作するように前記多段増幅器のトランジスタの制御電極に直流バイアス電圧(Ｖgs1、Ｖgs2)を供給する。前記直流電圧検出回路は、前記電源電圧の直流電圧レベルを検出する。前記直流電圧検出回路の検出信号(Ｉcnt__NL、Ｉcnt__L)は、前記バイアス回路に供給される。

前記多段増幅器が前記第１動作モードと前記第２動作モードで動作する際には、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＲＦout)のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号(Ｖramp)の前記レベルに従って調整された前記電源電圧(Ｖdd)のレベルに従って設定される(図１、図２参照)。

前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)が低下されるものである(図３参照)。

前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるものである(図５、図６参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、本発明によれば、飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器との２つの機能を実現することが可能な新規なＲＦ電力増幅器を提供することができる。

また、本発明によれば、飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの電力付加効率を改善すると伴に非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比を改善することができる。

《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器(１００)は、ＲＦ送信入力信号(ＲＦin)を増幅する初段増幅段(１０)と前記初段増幅段からの増幅信号を増幅してＲＦ送信出力信号(ＲＦout)を形成する最終段増幅段(１１)とを含む多段増幅器(１０、１１)を具備する。

前記ＲＦ電力増幅器は、動作電圧(Ｖbat)と制御信号(Ｖramp)とが供給され、前記制御信号のレベルに従って調整された電源電圧(Ｖdd)を前記多段増幅器の前記初段増幅段と前記最終段増幅段とに供給するレギュレータ(１２)を具備する。

前記ＲＦ電力増幅器は、前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記初段増幅段の初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の最終段トランジスタの制御電極に直流バイアス電圧(Ｖgs1、Ｖgs2)を供給するバイアス回路(１７)を具備する。

前記ＲＦ電力増幅器は、前記レギュレータから前記多段増幅器に供給される前記電源電圧の直流電圧レベルを検出する直流電圧検出回路(１４、１５、１６)を具備する。

前記直流電圧検出回路の検出信号(Ｉcnt__NL、Ｉcnt__L)は、前記バイアス回路に供給される。

前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＲＦout)のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号(Ｖramp)の前記レベルに従って調整された前記電源電圧(Ｖdd)のレベルに従って設定される(図１、図２参照)。

前記多段増幅器が非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際にも、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＲＦout)のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号(Ｖramp)の前記レベルに従って調整された前記電源電圧(Ｖdd)のレベルに従って設定される。

前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__L)に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるものである(図５、図６参照)。

前記実施の形態によれば、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの前記ＲＦ送信出力信号(ＲＦout)の前記レベルが低下する際に、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)が低下される(図３参照)。従って、前記第１動作モードでの前記ＲＦ送信出力信号のレベル低下に伴って前記最終段増幅段の素子サイズの大きな前記最終段トランジスタの直流バイアス電流が低下されるので、電力付加効率(ＰＡＥ)を改善することができる(図４参照)。

また、前記実施の形態によれば、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの前記ＲＦ送信出力信号(ＲＦout)の前記レベルが低下する際に、前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下される(図５、図６参照)。従って、前記第２動作モードでの前記ＲＦ送信出力信号のレベル低下に伴って前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるので、隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)を改善することができる(図７(Ａ)参照)。

好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの前記ＲＦ送信入力信号(ＲＦin)はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの前記ＲＦ送信入力信号はＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である。

より好適な実施の形態では、前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記バイアス回路(１７)は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)を低下するものである(図３参照)。また、前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__L)に応答して前記バイアス回路(１７)は前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs1)を低下するものである。それにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである。

他のより好適な実施の形態では、前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記バイアス回路(１７)は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)を低下するものである(図３参照)。また、前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__L)に応答して前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に接続された可変利得増幅器(ＶＧＡ１〜ＶＧＡ３)の利得を低下するものである。それにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである。

具体的な一つの実施の形態では、前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である。

最も具体的な一つの実施の形態では、前記レギュレータ(１２)はリニアレギュレータとスイッチングレギュレータとのいずれか一方である。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器(ＲＦ＿ＰＡＭ１)は、第１電力増幅器(ＨＰＡ１)と、第２電力増幅器(ＨＰＡ２)と、レギュレータ(１２)と、直流電圧検出回路(１４、１５)とを具備する。

前記第１電力増幅器(ＨＰＡ１)は、略０．８ＧＨｚから１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持ちＴＤＭＡ方式の第１ＲＦ送信入力信号(Ｐin_LB)を増幅するものである。

前記第２電力増幅器(ＨＰＡ２)は、略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式と略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第３周波数帯域を持つＷＣＤＭＡ方式との第２ＲＦ送信入力信号(Ｐin_HB)を増幅するものである。

前記レギュレータ(１２)は、動作電圧(Ｖbat)と制御信号(Ｖramp)とが供給され、前記制御信号のレベルに従って調整された電源電圧(Ｖdd)を前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器とに供給するものである。

前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器のそれぞれの電力増幅器は、初段増幅段(１０)と最終段増幅段(１１)とからなる多段増幅器(１０、１１)と、バイアス回路(１７)とを含むものである。

前記それぞれの電力増幅器で、前記バイアス回路は前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記初段増幅段の初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の最終段トランジスタの制御電極に直流バイアス電圧(Ｖgs1、Ｖgs2)を供給するものである。

前記直流電圧検出回路は、前記レギュレータから前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器とに供給される前記電源電圧の直流電圧レベルを検出するものである。

前記直流電圧検出回路の検出信号(Ｉcnt__NL、Ｉcnt__L)は、前記それぞれの電力増幅器の前記バイアス回路(１７)に供給される。

前記それぞれの電力増幅器の前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記最終段増幅段から生成されるＲＦ送信出力信号のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号の前記レベルに従って調整された前記電源電圧のレベルに従って設定される(図１、図２参照)。

前記第１動作モードで前記それぞれの電力増幅器から生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)が低下されるものである(図３参照)。

前記第２動作モードで前記それぞれの電力増幅器から生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号(Ｉcnt__L)に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるものである(図５、図６参照)。

好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記それぞれの電力増幅器が増幅するＲＦ送信入力信号(ＲＦin)はＧＳＭ通信での一定包絡線信号である。また、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記それぞれの電力増幅器が増幅する前記ＲＦ送信入力信号はＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である。

より好適な実施の形態では、前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５)の前記検出信号(Ｉcnt__NL)に応答して前記バイアス回路(１７)は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs2)を低下するものである(図３参照)。また、前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路(１４、１５、１６)の前記検出信号(Ｉcnt__L)に応答して前記バイアス回路(１７)は前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧(Ｖgs1)を低下するものである。それにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである。

具体的な一つの実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器の前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である。

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。

《マルチモードをサポートするＲＦ電力増幅器》
図１は、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとをサポートする本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。

図１に示した１個のＲＦ電力増幅器は飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに共通使用されると伴に、１個のＲＦ電力増幅器の動作はこの第１動作モードとこの第２動作モードとの間で切り換えられるものである。

図１に示した１個のＲＦ電力増幅器１００は、シリコン半導体チップに形成された初段増幅段１０、最終段増幅段１１を含んでいる。

初段増幅段１０は、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1とスパイラルインダクターで構成された負荷としてのチョークコイルＬ1とを含んでいる。ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1のソースは接地電圧に接続され、ゲートにはＧＳＭ通信、ＥＤＧＥ通信、ＷＣＤＭＡ通信のいずれかのＲＦ送信入力信号ＲＦinが供給され、ドレインにはチョークコイルＬ1を介して電源電圧Ｖddが供給されている。

最終段増幅段１１は、初段増幅段１０と同様に、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2と、スパイラルインダクターで構成された負荷としてのチョークコイルＬ2とを含んでいる。ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のソースは接地電圧に接続され、ゲートには容量Ｃ1を介して初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1のドレイン増幅信号が供給され、ドレインにはチョークコイルＬ2を介して電源電圧Ｖddが供給されている。最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインからＲＦ送信出力信号ＲＦoutが生成される。ＲＦ送信出力信号ＲＦoutは、出力整合回路(図示せず)を介してＲＦ電力増幅器１００が搭載された携帯電話端末のアンテナに供給される。特に、最終段増幅段１１の増幅利得を初段増幅段１０の増幅利得よりも大きく設定するため、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2の素子サイズは、初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1の素子サイズよりも遥かに大きく設定されている。この素子サイズは、ＭＯＳトランジスタのゲート幅とゲート長との積によるゲート面積で設定される。尚、必要に応じて最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインにはアンテナから送信されるＲＦ送信電力レベルを検出するためのパワー検出回路１８の入力端子が接続され、パワー検出回路１８の出力端子からパワー検出信号Ｖdetが生成される。

また、初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1と最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2とは、シリコン半導体チップ内のＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳトランジスタによって構成されている。しかし、これらのソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタは、エミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴ(ヘテロ接合バイポーラトランジスタ)に置換されることもできる。また、ＮＰＮ型ＨＢＴが使用される場合には、素子サイズはエミッタ面積で設定される。尚、ＬＤＭＯＳは、Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductorの略である。また、ＨＢＴは、Hetero junction Bipolar Transistorの略である。

ＲＦ電力増幅器１００はバイアス回路１７を含み、バイアス回路１７は直流バイアス電流源Ｉbias、抵抗Ｒ3、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp1、Ｑp2、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn3、Ｑn4を含んでいる。直流バイアス電流源Ｉbiasからの直流電流による抵抗Ｒ3での電圧降下により、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp1、Ｑp2の直流電流が設定され、ダイオード接続のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn3、Ｑn4の電圧降下が設定される。ダイオード接続のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn3、Ｑn4の電圧降下は、抵抗Ｒg1、Ｒg2を介して増幅段１０、１１のＭＯＳトランジスタＱn1、Ｑn2のゲートに供給される。尚、直流バイアス電流源Ｉbiasの直流電流はバンドギャップ基準電圧回路(図示せず)により生成されることにより、直流バイアス電流源Ｉbiasの直流電流は電源電圧Ｖddや周囲温度Ｔaの変動と無関係の略一定の値に設定されている。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp1、Ｑp2のソースに供給される動作電圧Ｖregは、バンドギャップ基準電圧回路(図示せず)により生成される電源電圧Ｖddや周囲温度Ｔaの変動と無関係の略一定の電圧である。

ＲＦ電力増幅器１００はＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２を含み、リニアレギュレータ１２は差動増幅器ＤＡ1、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp0、分圧抵抗R1、R2を含んでいる。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp0のソースには、ＲＦ電力増幅器１００が搭載される携帯電話端末のバッテリー１３のバッテリー電圧Ｖbatが供給される。差動増幅器ＤＡ1の反転入力端子−にはランプ電圧Ｖrampが供給され、差動増幅器ＤＡ1の出力信号はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp0のゲートに供給される。ランプ電圧ＶrampはＲＦ電力増幅器１００が搭載された携帯電話端末と基地局の通信距離に比例する送信出力レベル指示信号である。ベースバンド処理ユニットからのディジタル送信出力レベル指示信号は、ＲＦＩＣで構成されたＲＦアナログ信号処理ユニットのランプＤＡＣによってアナログであるランプ電圧Ｖrampに変換される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp0のドレインから電源電圧Ｖddが生成され、電源電圧Ｖddの分圧抵抗R1、R2による分圧電圧は差動増幅器ＤＡ1の非反転入力端子＋に供給される。差動増幅器ＤＡ1の非反転入力端子＋の電圧は反転入力端子−の電圧に追従するので、電源電圧Ｖddのレベルはランプ電圧Ｖrampと分圧抵抗R1、R2とにより決定される。尚、ＬＤＯは、Low voltage Drop Outputの略である。

ＲＦ電力増幅器１００は、更に、直流電圧検出回路１４、電圧・電流変換器１５、モードスイッチ１６を含んでいる。直流電圧検出回路１４の入力端子にＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２により生成された電源電圧Ｖddが供給されることにより、直流電圧検出回路１４の出力端子から電源電圧Ｖddの直流電圧レベルに比例する電源電圧レベル検出電圧が生成される。電源電圧レベル検出電圧は電圧・電流変換器１５により電源電圧レベル検出電流に変換され、電源電圧レベル検出電流はモードスイッチ１６を介してバイアス回路１７に供給される。

モードスイッチ１６には、図示されていないがモード制御信号が供給されている。すなわち、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡでの通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで、モード制御信号に応答してモードスイッチ１６が切り換えられる。第１動作モードでは、例えばハイレベル“１”のモード制御信号に応答してモードスイッチ１６は、電圧・電流変換器１５の電源電圧レベル検出電流Ｉcnt__NLをバイアス回路１７の第２バイアス回路１７＿２のダイオード接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn4に供給する。第２動作モードでは、例えばローレベル“０”のモード制御信号に応答してモードスイッチ１６は、電圧・電流変換器１５の電源電圧レベル検出電流Ｉcnt__Lをバイアス回路１７の第１バイアス回路１７＿１のダイオード接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn3に供給する。

《直流電圧検出回路、電圧・電流変換器、モードスイッチの具体的な構成》
図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器１００の直流電圧検出回路１４、電圧・電流変換器１５、モードスイッチ１６の具体的な構成を示す図である。

図２に示すように、直流電圧検出回路１４は電源電圧レベル検出のための整流ダイオードＤ1、平滑用の容量Ｃ3、抵抗Ｒ４によって構成されている。電圧・電流変換器＆モードスイッチ１５、１６は、抵抗Ｒ5、Ｒ6、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn5、Ｑn6、Ｑn7、Ｑn8、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp3、Ｑp4、Ｑp5、Ｑp6によって構成されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn5のゲート電極には非反転モード制御信号Mode_Cntが供給され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn7のゲート電極には反転モード制御信号／Mode_Cntが供給される。

飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、非反転モード制御信号Mode_Cntはローレベル“０”に制御され、反転モード制御信号／Mode_Cntはハイレベル“１” に制御されるので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn5はオフ状態に制御され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn7はオン状態に制御される。従って、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn6のゲート電極には直流電圧検出回路１４は電源電圧レベル検出電圧が供給されるので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp3、Ｑp4で構成されたカレントミラーから生成された電源電圧レベル検出電流Ｉcnt__NLがバイアス回路１７の第２バイアス回路１７＿２に供給される。

非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、非反転モード制御信号Mode_Cntはハイレベル“１”に制御され、反転モード制御信号／Mode_Cntはローレベル“０”に制御されるので、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn7はオフ状態に制御され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn5はオン状態に制御される。従って、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn8のゲート電極には直流電圧検出回路１４は電源電圧レベル検出電圧が供給されるので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp5、Ｑp6で構成されたカレントミラーから生成された電源電圧レベル検出電流Ｉcnt__Lがバイアス回路１７の第１バイアス回路１７＿1に供給される。

《飽和型の非線形増幅の第１動作モード》
ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００は、次のように動作する。

この飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2に飽和型の非線形増幅を行わせるために、バイアス回路１７の直流バイアス電流源Ｉbiasの直流電流と動作電圧Ｖregの直流電圧とは比較的高い値に設定される。その結果、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2は高い増幅利得に制御されるので、ＲＦドレイン信号電圧に波形クリップが生じて、トランジスタＱn1、Ｑn2は飽和型の非線形増幅を行うものとなる。

図３は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行っている際の電源電圧Ｖddの変化に対する初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1と最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2の依存特性を示す図である。

リニアレギュレータ１２の分圧抵抗R1、R2を等しい抵抗に設定したとすると、分圧比は１／２となる。従って、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する際の送信電力Ｐoutを小から大に制御するために、ランプ電圧Ｖrampを０ボルトから２．２５ボルトに変化すると、ＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２から生成される電源電圧Ｖddは０ボルトから４．５ボルトに変化する。このランプ電圧Ｖrampは、ＲＦＩＣのランプＤＡＣによって形成されるアナログランプ電圧である。このように送信電力Ｐoutを小から大に制御するために、高効率の飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行うＲＦ電力増幅器１００の電源電圧Ｖddが低レベルから高レベルに変化することで、飽和による波形クリップ状態のＲＦ送信出力信号Ｐoutの振幅を小から大に制御することができる。

図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が最大レベルの送信電力Ｐout(max)の３０ｄＢｍを出力する際には、電源電圧Ｖddは略４．５ボルトに設定される。この時には、図３に示すように初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1は略１．２５ボルトの高い直流バイアス電圧に設定されるので、初段増幅段１０は飽和型の非線形増幅(ドレイン電圧波形クリップ状態)を行う。またこの時には、図３に示すように最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2も略１．３ボルトの高い直流バイアス電圧に設定されるので、最終段増幅段１１も飽和型の非線形増幅(ドレイン電圧波形クリップ状態)を行う。

図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が２０ｄＢｍ以下の中間レベルもしくは低レベルの送信電力Ｐoutを出力する際には、電源電圧Ｖddは略３ボルト以下に設定される。この時には、図３に示すように初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1は略１．２５ボルトの高い直流バイアス電圧に一定に維持されるので、初段増幅段１０は飽和型の非線形増幅(ドレイン電圧波形クリップ状態)を継続している。またこの時には、図３に示すように最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2は電源電圧Ｖddに応答して略１．１ボルトから略１．２４ボルトの中間的な直流バイアス電圧に変化されるが、最終段増幅段１１も飽和型の非線形増幅(ドレイン電圧波形クリップ状態)を継続している。しかし、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2が中間的な直流バイアス電圧に低下されることによって、最終段増幅段１１の素子サイズの大きなトランジスタＱn2の直流バイアス電流が低減されて、電力付加効率(ＰＡＥ)を大幅に改善することが可能となる。

図４は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行っている際の送信電力Ｐoutの変化に対する電力付加効率(ＰＡＥ)の依存特性を示す図である。

図４の特性Ｌ１は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００で、電源電圧Ｖddは略３ボルト以下に低下しても、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2を略１．３ボルトの高い直流バイアス電圧に一定に維持した場合の特性である。この場合には、送信電力Ｐoutが２０ｄＢｍ以下に低下すると、電力付加効率(ＰＡＥ)が５０％以下に低下することが理解できる。

それに対して、図４の特性Ｌ２は、図１と図２に示されたＲＦ電力増幅器１００が２０ｄＢｍ以下の中間レベルもしくは低レベルの送信電力Ｐoutを出力するように電源電圧Ｖddが略３ボルト以下に低下されて最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2が略１．２４ボルト以下に低下する場合の特性である。図４の特性Ｌ２は、図４の特性Ｌ１と比較すると２０ｄＢｍ以下の中間レベルもしくは低レベルの送信電力Ｐoutにおいて電力付加効率(ＰＡＥ)が大幅に改善されることが理解される。

《非飽和型の線形増幅の第２動作モード》
ＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００は、次のように動作する。

この非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2に非飽和型の線形増幅を行わせるために、バイアス回路１７の直流バイアス電流源Ｉbiasの直流電流と動作電圧Ｖregの直流電圧とは比較的低い値に設定される。その結果、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2は比較的低い増幅利得に制御されるので、ＲＦドレイン信号電圧に波形クリップが生じて、トランジスタＱn1、Ｑn2は非飽和型の線形増幅を行うものとなる。

図５は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の電源電圧Ｖddの変化に対する初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1と最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2の依存特性を示す図である。

ＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する際の送信電力Ｐoutを小から大に制御するために、送信入力信号ＲＦinの信号振幅が小から大に制御される。また更に、送信電力Ｐoutを制御するために、補助的にランプ電圧Ｖrampを０ボルトから２．２５ボルトに変化する。すると、ＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２から生成される電源電圧Ｖddは、０ボルトから４．５ボルトに変化する。このランプ電圧Ｖrampは、ＲＦＩＣのランプＤＡＣによって形成されるアナログランプ電圧である。このように送信電力Ｐoutを小から大に制御するために、送信入力信号ＲＦinの信号振幅が小から大に制御すること以外に、低歪率の非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行うＲＦ電力増幅器１００の電源電圧Ｖddが低レベルから高レベルに変化される。そうすることで、非飽和による低歪率状態のＲＦ送信出力信号Ｐoutの振幅を、小から大に制御することができる。

図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が高いレベルの送信電力Ｐoutを出力する際には、送信入力信号ＲＦinの信号振幅が大きくされる以外に、電源電圧Ｖddは最大で４．５ボルトに設定されることができる。また、ＲＦ電力増幅器１００が低いレベルの送信電力Ｐoutを出力する際には、電源電圧Ｖddは４．５ボルトよりも低いレベルに制御される。このように、高レベルから低レベルの送信状態で、図５に示すように最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧Ｖgs2は略１．１５ボルトの固定的な直流バイアス電圧に維持される。一方、初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1は略１．１５ボルトから略１ボルトの範囲で電源電圧Ｖddのレベルに応答した低レベルの直流バイアス電圧に設定される。

図６は、図１に示したＲＦ電力増幅器１００が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の静特性であるドレイン電源電圧Ｖdd・ドレイン電流Ｉdの特性におけるトランジスタＱn2のドレイン電圧の波形振幅を示す図である。

図６に示すように非飽和型の線形増幅の第２動作モードで非飽和による低歪率状態の高レベルのＲＦ送信出力信号Ｐoutに制御するために、電源電圧Ｖddは略５ボルトに制御される。この時の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の高出力レベル負荷線L_{LOAD_Ｑn2_HIGH}の略中間にトランジスタＱn1の動作点Ｐ__{Ｑn2_HIGH}が位置するようになり、この動作点Ｐ__{Ｑn2_HIGH}を中心にしてトランジスタＱn2のドレイン電圧の大振幅の波形振幅が形成される。高出力レベル負荷線L_{LOAD_Ｑn2_HIGH}の上で最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン大振幅電圧を生成している時には、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2が非飽和型の線形増幅を行うことができるトランジスタＱn2の入力ダイナミックレンジは大きな状態となっている。従って、このように最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の入力ダイナミックレンジが大きな状態となっている時には、図５に示すように初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1は略１．１５ボルトの高レベルの直流バイアス電圧に設定されている。従って、初段増幅段１０のトランジスタＱn1の増幅利得は大きな状態に制御され、初段増幅段１０のトランジスタＱn1のドレインの電圧振幅ＶdsQn1(@Vdd=5V)は最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の大きな入力ダイナミックレンジに対応して大きな状態に制御される。

図６に示すように非飽和型の線形増幅の第２動作モードで非飽和による低歪率状態の中間レベルのＲＦ送信出力信号Ｐoutに制御するために、電源電圧Ｖddは略２．５ボルトの中間レベルに制御される。この時の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の中間出力レベル負荷線L_{LOAD_Ｑn2_LOW}の略中間にトランジスタＱn1の動作点Ｐ__{Ｑn2_} _LOWが位置するようになり、この動作点Ｐ__{Ｑn2_} _LOWを中心にしてトランジスタＱn2のドレイン電圧の中間振幅の波形振幅が形成される。中間出力レベル負荷線L_{LOAD_Ｑn2_HIGH}の上で最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン中間振幅電圧を生成している時には、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2が非飽和型の線形増幅を行うことができるトランジスタＱn2の入力ダイナミックレンジは比較的小さな状態となっている。従って、このように最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の入力ダイナミックレンジが比較的小さな状態となっている時には、図５に示すように初段増幅段１０のトランジスタＱn1のゲート・ソース電圧Ｖgs1は略１．１ボルト以下の比較的低レベルの直流バイアス電圧に設定されている。従って、初段増幅段１０のトランジスタＱn1の増幅利得は比較的小さな状態に制御され、初段増幅段１０のトランジスタＱn1のドレインの電圧振幅ＶdsQn1(@Vdd=2.5V)は最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の比較的小さな入力ダイナミックレンジに対応して比較的小さな状態に制御される。

図７は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が飽和型の非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の送信電力Ｐoutの変化に対する隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)およびバッテリー消費電流(Ｉsup)の依存特性を示す図である。

図７(Ａ)は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が飽和型の非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際に、送信電力Ｐoutの変化に対する隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ) の依存特性を示す図である。図７(Ａ)の特性Ｌ３は、図１と図２に示したＲＦ電力増幅器１００が略１５ｄＢｍ以上の比較的高いレベルの送信電力Ｐoutを出力する際の隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)の依存特性を示している。送信電力Ｐoutが最大出力電力Ｐout(max)である略２６ｄＢｍとなることが必要な場合には、送信入力信号ＲＦinの信号振幅が最大に制御されて、かつ電源電圧Ｖddが略３．５ボルトの高い値に設定される。高い電源電圧Ｖddによる初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得増大によって最終段増幅段１１のトランジスタＱn2での信号歪が増大して、隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が設計目標値の−２８ｄＢｃまで増加して、信号歪率特性が劣化することが図７(Ａ)の特性Ｌ３から理解できる。

図７(Ａ)および(Ｂ)の特性Ｌ４は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が第２動作モードの間に、送信電力Ｐoutの低下に際して初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得低下のためのゲート・ソース電圧Ｖgs1の低下を行わずにゲート・ソース電圧Ｖgs1を略１．１0ボルトに一定に維持した場合の特性である。尚、この時には、送信電力Ｐoutを低下するために、ＲＦ送信入力信号ＲＦinの信号振幅と電源電圧Vddのレベルとが低減されている。この場合には、送信電力Ｐoutの低下による初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得低下が行われないので、図７(Ａ)の特性Ｌ４に示すように送信電力Ｐoutが略６ｄＢｍまで増加すると、隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が設計目標値の−２８ｄＢｃを大きく下回って、マージン過剰であることが理解できる。またこの場合には、図７(Ｂ)の特性Ｌ４に示すように、バッテリー１３の消費電流Ｉsupも大きくなっている。

それに対して、図７(Ａ)および(Ｂ)の特性Ｌ５は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００が第２動作モードの間に、送信電力Ｐoutの低下に際して初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得低下のために電源電圧Ｖddに応答してゲート・ソース電圧Ｖgs1を略１ボルトまで低下した場合の特性である。この場合には、送信電力Ｐoutの低下による初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得低下が行われるので、図７(Ａ)の特性Ｌ５に示すように送信電力Ｐoutが略６ｄＢｍまで増加しても、隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が設計目標値の−２８ｄＢｃを大きく下回ることがなく、マージン過剰は発生していない。このようにして、設計目標値の−２８ｄＢｃを満足する信号歪率特性が得られていることが理解できる。また、図７(Ｂ)の特性Ｌ５に示すように、この場合には、バッテリー１３の消費電流Ｉsupも小さい値となっている。

《携帯電話の構成≫
図８は、図１と図２とに示した本発明の１つの実施の形態と同様に構成した２個のＦ電力増幅器ＨＰＡ１、ＨＰＡ２を含むＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１を搭載した基地局との通信を行う携帯電話のシステム構成を示す図である。図８の携帯電話は、図１と図２に示した本発明の１つの実施の形態と同様に、ＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２、直流電圧検出回路１４、電圧・電流変換器１５を含んでいる。

同図に示すように、携帯電話のマイクＭＩＣの音声信号はベースバンドＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)のようなベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)により処理されて送信用ベースバンド信号が、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)に供給される。ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とにおいて時分割のＴＤＭＡ方式による受信スロットと送信スロットで受信動作と送信動作とを行う。また、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣは、ＷＣＤＭＡ１９００では周波数分割のＣＤＭＡ方式による１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの送信周波数による常時送信動作と２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの受信周波数による常時受信動作との並列動作を行う。

《携帯電話の受信動作≫
携帯電話の受信動作は、次のように行われる。

すなわち、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、スイッチＳＷ１と第１表面弾性波フィルタＳＡＷ１とを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０(受信周波数８６９〜８９４ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とＧＳＭ９００(受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とが供給される。また、受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、スイッチＳＷ２と第２表面弾性波フィルタＳＡＷ２とを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００(受信周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とＰＣＳ１９００(受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号と、が供給される。また、受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、分波器ＳＰＬを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ１９００(受信周波数２１１０〜２１７０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号が供給される。受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)は、受信したＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号に周波数ダウンコンバージョンして、ベースバンドＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)のようなベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)へ供給する。ベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)の信号処理により生成された音声信号は図示しない音声増幅器を介して携帯電話のスピーカーＳＰに供給される。

《携帯電話の送信動作≫
携帯電話の送信動作は、次のように行われる。

すなわち、ベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)により処理された送信用ベースバンド信号をＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)は、送信用ベースバンド信号をＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの送信周波数への周波数アップコンバートを行う。尚、ＧＳＭ８５０の送信周波数は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００の送信周波数は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。また、ＤＣＳ１８００の送信周波数は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００の送信周波数は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚであり、ＷＣＤＭＡ１９００の送信周波数は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の送信周波数へアップコンバートされたＲＦ送信信号は、第１の可変利得増幅器ＶＧＡ１の出力端子から生成される。ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信周波数へアップコンバートされたＲＦ送信信号は、第２の可変利得増幅器ＶＧＡ２の出力端子から生成される。ＷＣＤＭＡ１９００の送信周波数へアップコンバートされたＲＦ送信信号は、第３の可変利得増幅器ＶＧＡ３の出力端子から生成される。

周波数アップコンバートされたＲＦ送信信号は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のいずれかで増幅される。増幅されたＲＦ送信信号は、アンテナスイッチのスイッチＳＷ１、ＳＷ２もしくは分波器ＳＰＬを介して携帯電話のアンテナＡＮＴに供給される。

尚、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とは、マルチバンドをカバーするＲＦ電力増幅器モジュールＲＦ＿ＰＡＭ１として構成されている。

ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)の第１の可変利得増幅器ＶＧＡ１、第２の可変利得増幅器ＶＧＡ２、第３の可変利得増幅器ＶＧＡ３の可変増幅機能は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器１００の初段増幅段１０のトランジスタＱn1の利得可変増幅機能と等価なものである。従って、図８の携帯電話では、第１の可変利得増幅器ＶＧＡ１、第２の可変利得増幅器ＶＧＡ２、第３の可変利得増幅器ＶＧＡ３の利得は、電圧・電流変換器１５により制御される。すなわち、ランプ電圧Ｖrampのレベルの高・低に応答して、ＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２からの電源電圧Ｖddのレベルの高・低が制御されるものである。

ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、電源電圧Ｖddのレベルの高・低に応答して、電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小が制御され、電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小に応答して、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のそれぞれの最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の増幅利得の大・小が制御される。

ＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードでも、電源電圧Ｖddのレベルの高・低に応答して、電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小が制御される。電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小に応答して、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)の可変利得増幅器ＶＧＡ１、ＶＧＡ２、ＶＧＡ３の利得の大・小が制御される。

図８の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１がＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのいずれかの送信でＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅する際に、図１と図２で説明したＲＦ電力増幅器の飽和型の非線形動作の第１動作モードを行うものである。すなわち、第１動作モードでは、電源電圧Ｖddのレベルの高・低に応答した第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の増幅利得の大・小が制御される。

また、図８の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１がＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのいずれかの送信でＥＤＧＥ通信での包絡線変化信号を増幅する際に、電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小に応答してＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの第１の可変利得増幅器ＶＧＡ１の利得の大・小が制御されるものである。

図８の第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのいずれかの送信で、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅する際に、図１と図２で説明したＲＦ電力増幅器の飽和型の非線形動作の第１動作モードを行うものである。すなわち、第１動作モードでは、電源電圧Ｖddのレベルの高・低に応答した第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の増幅利得の大・小が制御される。

また、図８の第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２がＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのいずれかの送信で、ＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡの通信での包絡線変化信号を増幅する際に、電圧・電流変換器１５の変換電流の大・小に応答してＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの第２または第３の可変利得増幅器ＶＧＡ２、ＶＧＡ３の利得の大・小が制御される。

《閉ループによるパワー制御》
図９は、閉ループによるパワー制御を採用した本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。

閉ループによるパワー制御は、上記非特許文献４に記載されたように、ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦパワーは方向性結合器を利用してセンスされダイオードにより検出され、検出電圧と基準電圧とは誤差増幅器で比較され、閉ループにより検出電圧と基準電圧とは等しく制御される。また、ＲＦパワーのレベル制御は、基準電圧値のレベル変化で実現される。

図９に示すＲＦ電力増幅器には、閉ループによるパワー制御を行うため図１に示すＲＦ電力増幅器と比較すると、方向性結合器を内蔵するパワー検波回路１８と誤差増幅器１９とが追加されている。図９に示すＲＦ電力増幅器のその他の構成は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器の構成と同一である。

図９に示すＲＦ電力増幅器では、パワー検波回路１８に内蔵された方向性結合器の入力端子は、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインに接続される。方向性結合器の出力端子はパワー検波回路１８の入力端子に接続され、パワー検波回路１８の出力端子からパワー検波電圧Ｖdetが生成される。このパワー検波電圧Ｖdetは誤差増幅器１９の反転入力端子−に供給され、ＲＦＩＣのランプＤＡＣからのランプ電圧Ｖrampは誤差増幅器１９の非反転入力端子＋に供給され、誤差増幅器１９のＡＰＣ電圧ＶapcはＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２の差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子−に供給される。ＡＰＣ制御により、パワー検波電圧Ｖdetのレベルは基準電圧としてのランプ電圧Ｖrampのレベルに等しく制御される。尚、ＡＰＣは、Automatic Power Controlの略である。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図１と図８と図９において、ＬＤＯ型のリニアレギュレータ１２は、上記非特許文献５に記載のような高効率のスイッチングレギュレータに置換できることは言うまでもない。このスイッチングレギュレータとしては、降圧機能と昇圧機能とを持つタイプを使用することか推奨される。

また、図９おいて、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出する送信出力電力レベルを検出するための方向性結合器以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。

更に、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタをエミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴに置換する場合には、ＨＢＴの熱暴走を抑圧するためにベースバラストもしくはエミッタバラストの抵抗をＨＢＴに接続することが推奨される。

また、図１と図９において、ＲＦ電力増幅器は、初段増幅段１０と最終段増幅段１１との間に中間段増幅段を接続した３段もしくはそれ以上の多段増幅段により構成されることもできる。

図１は、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとをサポートする本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器の直流電圧検出回路、電圧・電流変換器、モードスイッチの具体的な構成を示す図である。図３は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行っている際の電源電圧の変化に対する初段増幅段のトランジスタのゲート・ソース電圧と最終段増幅段のトランジスタのゲート・ソース電圧の依存特性を示す図である。図４は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行っている際の送信電力の変化に対する電力付加効率の依存特性を示す図である。図５は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の電源電圧の変化に対する初段増幅段のトランジスタのゲート・ソース電圧と最終段増幅段のトランジスタのゲート・ソース電圧の依存特性を示す図である。図６は、図１に示したＲＦ電力増幅器が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の最終段増幅段のトランジスタの静特性であるドレイン電源電圧・ドレイン電流の特性におけるドレイン電圧の波形振幅を示す図である。図７は、図１と図２とに示したＲＦ電力増幅器が飽和型の非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている際の送信電力の変化に対する隣接チャンネル漏洩電力比およびバッテリー消費電流の依存特性を示す図である。図８は、図１と図２とに示した本発明の１つの実施の形態と同様に構成した２個のＦ電力増幅器を含むＲＦパワーモジュールを搭載した基地局との通信を行う携帯電話のシステム構成を示す図である。図９は、閉ループによるパワー制御を採用した本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。

符号の説明

１００ＲＦ電力増幅器
１０初段増幅段
１１最終段増幅段
１２ＬＤＯ型のリニアレギュレータ
１３バッテリー
１４直流電圧検出回路
１５電圧・電流変換器
１６モードスイッチ
１７バイアス回路
１８パワー検出回路
Ｑn1、Ｑn2 ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｌ１、Ｌ２チョークコイル
Ｖdd 電源電圧
Ｖramp ランプ電圧
Ｖgs1、Ｖgs2 ゲート・ソース電圧
Ｉcnt__NL、Ｉcnt__L 電源電圧レベル検出電流
ＲＦin ＲＦ送信入力信号
ＲＦout ＲＦ送信出力信号

Claims

ＲＦ送信入力信号を増幅する初段増幅段と前記初段増幅段からの増幅信号を増幅してＲＦ送信出力信号を形成する最終段増幅段とを含む多段増幅器と、
動作電圧と制御信号とが供給され、前記制御信号のレベルに従って調整された電源電圧を前記多段増幅器の前記初段増幅段と前記最終段増幅段とに供給するレギュレータと、
前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記初段増幅段の初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の最終段トランジスタの制御電極に直流バイアス電圧を供給するバイアス回路と、
前記レギュレータから前記多段増幅器に供給される前記電源電圧の直流電圧レベルを検出する直流電圧検出回路とを具備して、
前記直流電圧検出回路の検出信号は、前記バイアス回路に供給され、
前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号の前記レベルに従って調整された前記電源電圧のレベルに従って設定され、
前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧が低下されるものであり、
前記多段増幅器が非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際にも、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号の前記レベルに従って調整された前記電源電圧のレベルに従って設定され、
前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるものであるＲＦ電力増幅器。
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの前記ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの前記ＲＦ送信入力信号はＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下するものであり、
前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回は前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下することにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下するものであり、
前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に接続された可変利得増幅器の利得を低下することにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
前記レギュレータはリニアレギュレータとスイッチングレギュレータとのいずれか一方である請求項５に記載のＲＦ電力増幅器。
第１電力増幅器と、第２電力増幅器と、レギュレータと、直流電圧検出回路とを具備して、
前記第１電力増幅器は、略０．８ＧＨｚから１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持ちＴＤＭＡ方式の第１ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
前記第２電力増幅器は、略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式と略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第３周波数帯域を持つＷＣＤＭＡ方式との第２ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
前記レギュレータは、動作電圧と制御信号とが供給され、前記制御信号のレベルに従って調整された電源電圧を前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器とに供給するものであり、
前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器のそれぞれの電力増幅器は、初段増幅段と最終段増幅段とからなる多段増幅器と、バイアス回路とを含むものであり、
前記それぞれの電力増幅器で、前記バイアス回路は前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記初段増幅段の初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の最終段トランジスタの制御電極に直流バイアス電圧を供給するものであり、
前記直流電圧検出回路は、前記レギュレータから前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器とに供給される前記電源電圧の直流電圧レベルを検出するものであり、
前記直流電圧検出回路の検出信号は、前記それぞれの電力増幅器の前記バイアス回路に供給され、
前記それぞれの電力増幅器の前記多段増幅器が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記最終段増幅段から生成されるＲＦ送信出力信号のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号の前記レベルに従って調整された前記電源電圧のレベルに従って設定され、
前記第１動作モードで前記それぞれの電力増幅器から生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧が低下されるものであり、
前記多段増幅器が非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際にも、前記最終段増幅段から生成される前記ＲＦ送信出力信号のレベルは、前記レギュレータに供給される前記制御信号の前記レベルに従って調整された前記電源電圧のレベルに従って設定され、
前記第２動作モードで前記それぞれの電力増幅器から生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記初段増幅段からの前記増幅信号の振幅レベルが低下されるものであるＲＦ電力増幅器。
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記それぞれの電力増幅器が増幅するＲＦ送信入力信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記それぞれの電力増幅器が増幅する前記ＲＦ送信入力信号はＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である請求項７に記載のＲＦ電力増幅器。
前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下するものであり、
前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回路は前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下することにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである請求項８に記載のＲＦ電力増幅器。
前記第１動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記バイアス回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記制御電極に供給される前記直流バイアス電圧を低下するものであり、
前記第２動作モードで生成される前記ＲＦ送信出力信号の前記レベルが低下する際に、前記直流電圧検出回路の前記検出信号に応答して前記初段増幅段の前記初段トランジスタの前記制御電極に接続された可変利得増幅器の利得を低下することにより、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタに供給される前記増幅信号の前記振幅レベルが低下するものである請求項８に記載のＲＦ電力増幅器。
前記それぞれの電力増幅器の前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である請求項８に記載のＲＦ電力増幅器。
前記レギュレータはリニアレギュレータとスイッチングレギュレータとのいずれか一方である請求項８に記載のＲＦ電力増幅器。