JP2006191332A

JP2006191332A - 高周波電力増幅回路

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Publication number: JP2006191332A
Application number: JP2005001082A
Authority: JP
Inventors: Kyoichi Takahashi; 恭一高橋; Nobuhiro Matsudaira; 信洋松平; Takayuki Tsutsui; 孝幸筒井
Original assignee: Renesas Technology Corp; Hitachi Hybrid Network Co Ltd
Current assignee: Renesas Technology Corp; Hitachi Information Technology Co Ltd
Priority date: 2005-01-06
Filing date: 2005-01-06
Publication date: 2006-07-20

Abstract

【課題】高周波信号を増幅する増幅段に変曲点を持たないバイアス電流を流すことができるようにバイアス制御回路を構成して送信スペクトラムの良好な高周波電力増幅回路を提供する。
【解決手段】複数の増幅素子（１１１〜２１３）を従属接続した多段構成の高周波電力増幅回路（２１０）において、各増幅素子に流すバイアス電流を生成するバイアス制御回路（２３０）を、出力電力制御信号（Ｖapc）に対して２乗特性で変化するバイアス電流を生成できるように構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の増幅素子を従属接続した多段構成の高周波電力増幅回路およびこの高周波電力増幅回路を組み込んだ携帯電話機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路のパワーコントロール電圧による出力電力（利得）の制御性を向上させると共に低出力時の効率を向上させる技術に関する。

携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等の半導体増幅素子を従属接続した多段構成の高周波電力増幅回路が組み込まれている。

また、一般に、携帯電話機では、使用環境に合わせて基地局からのパワーレベル指示信号によって周囲環境に適応するように出力電力（送信パワー）を変えて通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようシステムが構成されている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式の携帯電話機においては、ＡＰＣ（Automatic Power Control）回路によって生成される制御電圧Ｖapcによって通話に必要な出力電力となるように、送信出力部の高周波電力増幅回路の各増幅段のゲイン制御がバイアス制御回路によって行なわれるように構成されている。

かかる通信システムにおいては出力電力の制御性が良好であること、さらに携帯電話機では通話時間や待ち受け時間すなわち電池寿命を決定する要因である高周波電力増幅回路の電力効率が高いことが重要である。そこで、出力電力制御電圧Ｖapcの小さな低パワー時にはＶapcに対する各増幅段のバイアス電流の変化率を小さくつまりゆっくりと電流を増加させ、Ｖapcの大きな高パワー時にはＶapcに対する各増幅段のバイアス電流の変化率を大きくつまり電流を急峻に増加させるようにしたバイアス制御回路に関する発明が提案されている（特許文献１）。
特開２００３−３７４５４号公報

上記先願発明においては、バイアス制御回路が低パワー用の傾きの小さなバイアス電流に高パワー用の傾きの大きなバイアス電流を加算するような構成であった。そのため、各段のバイアス電流特性は、図１１に示すように、変曲点を有する特性になっていた（特許文献１の図２参照）。かかる特性のバイアス電流を用いることにより、特許文献１の発明は、比較的簡単な回路構成によって、低パワー時にはバイアス電流をゆっくりと増加させ、高パワー時にはバイアス電流を急峻に増加させて、出力電力の制御性を向上させるとともに高効率化を図ることができるという利点があった。

しかしながら、本発明者らが詳しく検討した結果、バイアス電流が変曲点を有する特性であると、高周波電力増幅回路を変曲点の手前や変曲点の後ろだけで動作させた場合には、図１２にような送信スペクトラムとなり、搬送波の周波数ｆ０以外の周波数の信号レベルの減衰量はＧＳＭの規格を満たすが、高周波電力増幅回路を変曲点にまたがって動作させると、図１３にように、送信スペクトラムが劣化してしまい隣接チャネルへのノイズの漏れ量が多くなるという課題があることが明らかとなった。

この発明の目的は、高周波信号を増幅する増幅段に変曲点を持たないバイアス電流を流すことができるようにバイアス制御回路を構成して送信スペクトラムの良好な高周波電力増幅回路を提供することにある。
この発明の他の目的は、送信スペクトラムが良好でありしかも温度変動や電源電圧変動に対してバイアス電流特性が安定な高周波電力増幅回路を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、複数の増幅素子を従属接続した多段構成の高周波電力増幅回路において、各増幅素子に流すバイアス電流を生成するバイアス制御回路を、出力電力制御信号（Ｖapc）に対して２乗特性で変化するバイアス電流を生成できるように構成したものである。

上記した手段によれば、高周波信号を増幅する増幅段に変曲点を持たないバイアス電流を流すことができ、これによって高周波電力増幅回路の送信スペクトラムを向上させ、隣接チャネルへのノイズの漏れを減らすことができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、送信スペクトラムを向上させ、隣接チャネルへのノイズの漏れを減らすとともに、温度変動や電源電圧変動に対してバイアス電流特性が安定な高周波電力増幅回路を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路に用いられるバイアス制御回路の第１の実施例を示す。特に制限されるものでないが、この実施例のバイアス制御回路は、高周波電力増幅回路が２段の増幅段で構成されている場合のものである。

図１に示されているように、この実施例のバイアス制御回路２４０は、出力電力制御電圧Ｖapcを受けてそれに比例した電流Ｉapcを出力する電圧−電流変換回路２４１と、該回路から出力される電流ＩQ11の一部（Ｉoff）を引き込むことによって電流Ｉapcの変化開始点を与えるスタートポイントシフト回路２４２と、電圧−電流変換回路２４１から出力される電流Ｉapcの２乗に比例した電流を生成する電流２乗変換回路２４３と、該電流２乗変換回路２４３へ電流を流し込むことによって電流２乗変換回路２４３で生成される電流の特性の傾きを調整する傾き調整回路２４４とから構成されている。

電圧−電流変換回路２４１は、出力電力制御電圧Ｖapcを抵抗Ｒ１，Ｒ２で抵抗分割した電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ１と、該アンプＡＭＰ１の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ１０と、Ｑ１０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２とから構成されている。また、アンプＡＭＰ１の出力ＭＯＳＦＥＴＱ１０のドレイン端子は外部端子Ｐ１に接続され、外部の定電流源によって定電流ＩcontLが流されるようになっており、ＭＯＳＦＥＴＱ１０のドレイン電圧が前記アンプＡＭＰ１の非反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｑ１０のドレイン電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードＮ１の電位と一致させるようにアンプＡＭＰ１が動作される。

これによって、ＭＯＳＦＥＴＱ１０には出力電力制御電圧Ｖapcに比例したドレイン電流が流されることで電圧−電流変換が行なわれ、該電流をＱ１０とＱ１１のサイズ比に比例した電流がＱ１１に流される。特に制限されるものでないが、この実施例では、Ｑ１０とＱ１１は４：１のようなサイズ比になるように設計され、Ｑ１１にはＱ１０の１／４であって出力電力制御電圧Ｖapcに比例した大きさの電流が流されるようになっている。ＭＯＳＦＥＴＱ１２は、高周波電力増幅回路の前段の増幅段に供給するバイアス電流Ｉbias１を出力するトランジスタであり、Ｑ１０とＱ１２も所定のサイズ比に設定されることによりＶapcに比例した電流Ｉbias１がＱ１２に流され、この電流Ｉbias１が前段の増幅段にバイアス電流として供給される。

このように、本実施例では、前段の増幅段のバイアス電流Ｉbias１は、出力電力制御電圧Ｖapcとリニアな関係にある電流が生成されて供給される。電流の大きさはＱ１０とＱ１２のサイズ比によって決定することができる。Ｑ１２と並列にＱ１０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴを追加して、出力電力制御電圧Ｖapcとリニアな関係にある電流を生成して２段目の増幅段のバイアス電流として供給するように構成することによって、３段構成の高周波電力増幅回路用のバイアス制御回路として用いるようにすることができる。

スタートポイントシフト回路２４２は、安定化電源電圧ＶREGを抵抗Ｒ３，Ｒ４で抵抗分割した電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ２と、該アンプＡＭＰ２の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ２０と、Ｑ２０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ２１と、該ＭＯＳＦＥＴＱ２１と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴＱ２２と、上記電圧−電流変換回路２４１の出力トランジスタＱ１１と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴＱ２３とから構成され、ＭＯＳＦＥＴＱ２２とＱ２３はカレントミラー接続されている。

また、アンプＡＭＰ２の出力側のＭＯＳＦＥＴＱ２０のドレイン端子は外部端子Ｐ２に接続され、外部の抵抗ＲcontによってＭＯＳＦＥＴＱ２０にドレイン電流Ｉcontが流されるようになっている。これによって、電源電圧Ｖddと抵抗Ｒcontの大きさによって決まる所定の電流ＩoffがＭＯＳＦＥＴＱ２３に流され、この電流Ｉoffによって電圧−電流変換回路２４１の出力段のトランジスタＱ１１の電流の一部を引き抜くことにより、電圧−電流変換回路２４１からはＱ１１のドレイン電流ＩQ11からＩoffを引いた大きさの電流Ｉapcが出力される。その結果、電流Ｉapcは、図２に破線Ａで示すように、出力電力制御電圧Ｖapcが所定の電圧Ｖoff以上になると立ち上がるように制御される。

電流２乗変換回路２４３は、上記電圧−電流変換回路２４１の出力電流Ｉapcを順方向に流して電圧に変化するＰＮ接合ダイオードＤ１と、該ダイオードＤ１のアノード電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ３と、該アンプＡＭＰ３の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ３０と、Ｑ３０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ３１と、上記ＭＯＳＦＥＴＱ３０と直列に接続されたＰＮ接合ダイオードＤ２と、該ダイオードＤ２のアノード電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ４と、該アンプＡＭＰ４の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ４０と、Ｑ４０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ４１と、上記ＭＯＳＦＥＴＱ４０と直列に接続された抵抗Ｒ５と、傾き調整回路２４４の出力電流Ｉrefを順方向に流して電圧に変化するＰＮ接合ダイオードＤ３と、該ダイオードＤ３のアノード電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ５と、該アンプＡＭＰ５の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ５０と、Ｑ５０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ５１と、上記ＭＯＳＦＥＴＱ５０と直列に接続された抵抗Ｒ６と、上記ＭＯＳＦＥＴＱ４１とＱ５１のドレイン電流を合成した電流が流される抵抗Ｒ７とから構成されている。この実施例においては、抵抗Ｒ５とＲ６は同一抵抗値、Ｒ７はＲ５とＲ６の１／２の抵抗値を有するようにされる。

そして、この抵抗Ｒ７により変換された電圧が上記アンプＡＭＰ３の非反転入力端子に入力され、このアンプＡＭＰ３の出力によってＭＯＳＦＥＴＱ３０，Ｑ３１が駆動され、ＭＯＳＦＥＴＱ３１からＱ３０の電流Ｉoutに比例した大きさの出力電流Ｉbias2が取り出されるようにされている。傾き調整回路２４４は、スタートポイントシフト回路２４２内の抵抗Ｒ３，Ｒ４で安定化電源電圧ＶREGを抵抗分割した電圧が反転入力端子に入力された電圧−電流変換用アンプＡＭＰ６と、該アンプＡＭＰ６の出力電圧がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴＱ６０と、Ｑ６０のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されるように接続されたＭＯＳＦＥＴＱ６１とから構成されている。

また、アンプＡＭＰ６の出力側のＭＯＳＦＥＴＱ６０のドレイン端子は外部端子Ｐ３に接続され、外部の抵抗ＲslopeによってＭＯＳＦＥＴＱ６０にドレイン電流Ｉslopeが流されるようになっている。これによって、電源電圧Ｖddと抵抗Ｒslopeの大きさによって決まる所定の電流ＩrefがＭＯＳＦＥＴＱ６１に流され、この電流Ｉrefが電流２乗変換回路２４３へ出力されてダイオードＤ３に流されることによって電圧に変換されてアンプＡＭＰ５に入力される。

電流２乗変換回路２４３は、抵抗Ｒ７で変換した電圧Ｖ１が電圧−電流変換用アンプＡＭＰ３に入力され、アンプＡＭＰ３が電圧Ｖ１とダイオードＤ１のアノード電圧とを一致させるように動作する。また、アンプＡＭＰ３の後段のアンプＡＭＰ４が抵抗Ｒ５で変換した電圧Ｖ２とダイオードＤ２のアノード電圧とを一致させるように、またアンプＡＭＰ５が抵抗Ｒ６で変換した電圧Ｖ３とダイオードＤ３のアノード電圧とを一致させるように動作する。

そのため、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３のアノード電圧をＶBE(Iapc)，ＶBE(Iout)，ＶBE(Iref)とすると、ＶBE(Iapc)＝Ｖ１，ＶBE(Iout)＝Ｖ２，ＶBE(Iref)＝Ｖ３となる。ここで、抵抗Ｒ５とＲ６の抵抗値をｒとおくと、抵抗Ｒ７の抵抗値はｒ／２であり、Ｑ４０とＱ４１、Ｑ５０とＱ５１が同一サイズであるとすると、抵抗Ｒ７には抵抗Ｒ５とＲ６に流れる電流を足した大きさの電流が流れる。これによって、これらの電圧間には、次式、
ＶBE(Iapc)＝ＶBE(Iout)／２＋ＶBE(Iref)／２ ……(１)
で表わされる関係が成り立つようになる。

また、順方向電流ＩFが流れているときのダイオードのアノード電圧ＶBE（ＩF）とＰＮ接合の逆方向飽和電流Issとの間には、ＶBE（ＩF）＝(KT/q)・ln(IF／Iss)の関係があるので、上記式(１)より、
(KT/q)・ln(Iapc／Iss)
＝(1/2)・(KT/q)・ln(Iout／Iss)＋(1/2)・(KT/q)・ln(Iref／Iss) ……(２)
が得られる。ここで、Ｋはボルツマン定数、ｑは電気素量、Ｔは絶対温度である。上式を変形すると、
２ln(Iapc)＝ln√(Iout)＋ln√(Iref)
＝ln√(Iout・Iref)
となり、
Iout＝(Iapc)²／Iref ……(３)
が得られる。これより、電流２乗変換回路２４３のＭＯＳＦＥＴＱ３０に流れる電流Ioutは、入力電流Iapcの２乗に比例することが分かる。その結果、電流Ioutは、図３に示すように、２次曲線特性に従って変化するようになる。

上記式（１）の中には温度Ｔが変数として含まれているにもかかわらず式（３）の変数には温度Ｔがないことから、本実施例のバイアス制御回路により生成される電流Ioutは温度依存性がないことが分かる。なお、電流Ioutが立ち上がり始めるスタートポイントは、スタートポイントシフト回路２４２の電流Ｉoffによって与えられ、接線の傾きは傾き調整回路２４４からの電流Irefによって決定される。

本実施例では、これらの電流Ｉoff，Irefは外部の抵抗Ｒcont，Ｒslopeに基づいて生成されるようにされている。原理的には、スタートポイントシフト回路２４２と傾き調整回路２４４を省略して、Ｉoffの代わりにＩcontを、またIrefの代わりにＩslopeを直接用いてもバイアス制御回路はほぼ同様に動作してＶapcの２乗に比例した電流Ioutを生成することができるが、スタートポイントシフト回路２４２と傾き調整回路２４４を設けることにより、製造ばらつきや電源電圧変動があったとしても生成される電流Ioutはほぼ一定になるという利点がある。

また、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴＱ３０とＱ３１のサイズ比１：Ｎに設定することにより、Ｑ３０に流れる電流IoutのＮ倍の電流Ｎ・Ioutを、高周波電力増幅回路の最終増幅段にバイアス電流Ｉbias2として供給するようにされている。さらに、本実施例では、ダイオードＤ１，Ｄ２のサイズがＤ３の５倍と３倍になるように設計している。これによって、２次関数ｙ＝ａｘ²＋ｂｘ＋ｃにおける"ｘ"の１次の項の係数"ｂ"に相当する制御が可能にされる。ちなみに、本実施例では、２次関数ｙ＝ａｘ²＋ｂｘ＋ｃにおける"ｘ"の２次の項の係数"ａ"が電流Irefによって与えられ、定数"ｃ"が電流Ｉoffによって与えられる。

図４は、本発明に係る高周波電力増幅回路に用いられるバイアス制御回路の第２の実施例を示す。
この実施例のバイアス制御回路は、高周波電力増幅回路が３段の増幅段を２系統有する回路として構成されている場合のもので、それぞれの増幅段のバイアス電流を出力電力制御電圧Ｖapcに対して２乗関数的に変化する電流として供給するように構成されている。ここで、２系統の高周波電力増幅回路とは、例えば９００ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭと１８００ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）の２つのバンドでの無線通信が可能なデュアルバンド方式の通信システムを構成する高周波電力増幅回路を意味する。

本実施例においては、電流２乗変換回路２４３内のアンプＡＭＰ３の出力をゲート端子に受けるＭＯＳＦＥＴＱ３０と並列に設けられたＭＯＳＦＥＴＱ３１によりＤＣＳＭ系の高周波電力増幅回路の２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias2Dを生成して出力し、さらにＱ３１と並列にＭＯＳＦＥＴＱ３２，Ｑ３３，Ｑ３４を設けて、ＧＳＭ系の高周波電力増幅回路の２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias2Gと、ＤＣＳ系とＧＳＭ系の高周波電力増幅回路の各１段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias1D，Ｉbias1Gを生成して出力するようにされている。

さらに、この実施例では、第１実施例の電流２乗変換回路２４３のアンプＡＭＰ３とその出力によって駆動されるＭＯＳＦＥＴＱ３０，Ｑ３１に相当するアンプＡＭＰ７およびＭＯＳＦＥＴＱ７０，Ｑ７１，Ｑ７２と、アンプＡＭＰ４とその出力によって駆動されるＭＯＳＦＥＴＱ４０，Ｑ４１に相当するアンプＡＭＰ８およびＭＯＳＦＥＴＱ８０，Ｑ８１と、ダイオードＤ１，Ｄ２に相当するダイオードＤ４，Ｄ５、抵抗Ｒ６，Ｒ７に相当する抵抗Ｒ８，Ｒ９が設けられている。

そして、抵抗Ｒ９にＭＯＳＦＥＴＱ８１のドレイン電流とＱ５１と並列に設けられたＭＯＳＦＥＴＱ５２のドレイン電流とを合成した電流を流すことによって、Ｖapcの２乗関数で示されるような特性を有する電流をＱ７１，Ｑ７２に生成させ、ＧＳＭ系の高周波電力増幅回路の３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3Dと、ＤＣＳ系の高周波電力増幅回路の３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3Gを生成して出力するようにされている。Ｖapcの２乗特性を有する電流の生成原理は、第１の実施例で説明したのと同様であるので、ここでは説明を省略する。

図５〜図８には、シミュレーションによって、本実施例のバイアス制御回路により生成されるＧＳＭの１段目と２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias1G，Ｉbias2G、ＤＣＳの１段目と２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias1D，Ｉbias2D、ＧＳＭの３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3G、ＤＣＳの３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3Dを検証した結果が示されている。図５〜図８より、各バイアス電流はＶapcが０．５Ｖ以上でほぼ２乗関数的に増加していることが分かる。０．５Ｖ以上で増加し始めるのは、スターとポイントシフト回路２４２により生成されるオフセット電流Ｉoffによるものである。

なお、シミュレーションでは、−３０℃と−１０℃と２５℃と８５℃と１００℃についてそれぞれ電流値を検証したが、温度にかかわらず特性は同じであったので、図５〜図８にはそれぞれ１本の曲線として示されている。このように、温度にかかわらず特性が同じになるのは、第１の実施例で説明したように、式（１）の中には温度Ｔが変数として含まれているにもかかわらず、式（３）の変数には温度Ｔがないことから理解される。また、シミュレーションにより電源電圧Ｖｄｄを２．４Ｖから３．３Ｖまで変化させたときの制御電圧−バイアス電流（Ｖapc−Ｉbias）もＶｄｄにかかわらず同じであったので図示を省略するが、実施例のバイアス制御回路により生成されるバイアス電流Ｉbias1G，Ｉbias2GＩbias3G，Ｉbias1D，Ｉbias2D，Ｉbias3Dは電源電圧依存性が低いことが分かった。

図９には、本実施例で用いられているＧＳＭとＤＣＳの増幅系を有する高周波電力増幅回路の一方の系の電力増幅回路２１０の構成例が示されている。図９に示されているように、この実施例の電力増幅回路２１０は、３個の増幅用トランジスタ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のトランジスタ２１２，２１３はそれぞれ前段の増幅用トランジスタ２１１，２１２のドレイン電圧がゲート端子に入力され、全体で３段の増幅回路として構成されている。

各段の増幅用トランジスタ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段の増幅用トランジスタ２１１のゲート端子と入力端子ＩＮとの間には、インピーダンス整合回路ＭＮ１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波の入力信号Ｐｉｎが増幅用トランジスタ２１１のゲート端子に入力される。

初段の増幅用トランジスタ２１１のドレイン端子と２段目の増幅用トランジスタ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路ＭＮ２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目の増幅用トランジスタ２１２のドレイン端子と最終段の増幅用トランジスタ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路ＭＮ３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段の増幅用トランジスタ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路ＭＮ４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波の入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。

また、各増幅用トランジスタ２１１，２１２，２１３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３が設けられ、前記実施例で説明したバイアス制御回路２４０から供給されるバイアス電流Ｉbias1G〜Ｉbias3G（Ｉbias1D〜Ｉbias3D）がバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３に流されることにより、増幅用トランジスタ２１１，２１２，２１３にＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とのサイズ比に応じた電流が流され、出力電力制御電圧Ｖapcに応じた増幅度が設定されるように構成されている。

図１０は、前記実施例のバイアス制御回路と高周波電力増幅回路を適用して有効な無線通信システムの概略の構成を示す。
図１０において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変復調やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理したりする回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）１１０、受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。ロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２は、ベースバンドＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。

ベースバンドＩＣ１１０には、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2、ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をそれぞれダウンコンバートするミキサRx‐MIX1，Rx-MIX2、これらのミキサで送信信号や受信信号とミキシングされる発振信号を発生する発振器ＶＣＯ１〜ＶＣＯ４、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＡＣ２が設けられている。

また、図１０において、２００はベースバンドＩＣ１１０から供給される高周波の送信信号を増幅する前記実施例の高周波電力増幅回路を含むパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

パワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０ａおよびＤＣＳ用の高周波電力増幅回路２１０ｂと、バイアス制御回路２４０と、カプラ２３２ａ，２３２ｂからの信号に基づいて出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、検出出力ＶdetとベースバンドＩＣ１１０から出力レベル指示信号Ｖrampとに基づいて出力電力制御電圧Ｖapcを生成しバイアス制御回路２４０に供給する誤差アンプなどからなるＡＰＣ回路２５０とが設けられている。

なお、高周波電力増幅回路は、最終段の増幅用トランジスタ２１３がディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ等）で構成され、前段の増幅用トランジスタ２１１，２１２およびバイアス制御回路２４０は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。そして、この半導体集積回路や最終段の増幅用トランジスタ素子、直流遮断用の容量素子などがセラミックなどの絶縁基板上に実装され、各素子間がボンディングワイヤや絶縁基板上のプリント配線により電気的に接続されてあたかも１つの電子部品のように構成される。本明細書ではこれをモジュールと称する。

ＡＰＣ回路２５０は出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス制御回路２４０に対する出力制御信号Ｖapcを生成し、バイアス制御回路２４０は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じて高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

図１０に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２４０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDと、定電流ＩcontL,Ｉcont,Ｉslopeが供給され、バイアス制御回路２４０はこの制御信号ＶBANDと定電流ＩcontL,Ｉcont,Ｉslopeに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成し高周波電力増幅回路２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、高周波電力増幅部の増幅用トランジスタ２１１〜２１３にＦＥＴを用いているが、増幅用トランジスタ２１１〜２１３は、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に用いられる高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮを構成する高周波電力増幅回路およびパワーモジュールなどに利用することができる。

図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路に用いられるバイアス制御回路の第１の実施例を示す回路図である。図２は、実施例のバイアス制御回路における出力電力制御電圧Ｖapcと電圧−電流変換回路から出力される電流Ｉapcとの関係を示すグラフである。図２は、実施例のバイアス制御回路における出力電力制御電圧Ｖapcと電流２乗変換回路から出力される電流Ｉoutとの関係を示すグラフである。図４は、本発明に係る高周波電力増幅回路に用いられるバイアス制御回路の第２の実施例を示す回路図である。図５は、第２の実施例のバイアス制御回路により生成されるＧＳＭの１段目と２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias1G，Ｉbias2Gと出力電力制御電圧Ｖapcとの関係を示すグラフである。図６は、第２の実施例のバイアス制御回路により生成されるＤＣＳの１段目と２段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias1D，Ｉbias2Dと出力電力制御電圧Ｖapcとの関係を示すグラフである。図７は、第２の実施例のバイアス制御回路により生成されるＧＳＭの３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3Gと出力電力制御電圧Ｖapcとの関係を示すグラフである。図７は、第２の実施例のバイアス制御回路により生成されるＤＣＳの３段目の増幅段のバイアス電流Ｉbias3Dと出力電力制御電圧Ｖapcとの関係を示すグラフである。本実施例で用いられているＧＳＭとＤＣＳの増幅系を有する高周波電力増幅回路の一方の系の電力増幅回路の構成例を示す回路図である。実施例のバイアス制御回路と高周波電力増幅回路を適用して有効な無線通信システムの概略の構成を示すブロック図である。図１１は、先願発明におけるバイアス制御回路により生成される高周波電力増幅回路のバイアス電流と出力電力制御電圧Ｖapcとの関係を示すグラフである。図１２は、先願発明における高周波電力増幅回路を変曲点の手前や変曲点の後ろだけで動作させた場合の送信スペクトラムを示す特性図である。図１３は、先願発明における高周波電力増幅回路を変曲点の手前から後ろにわたって動作させた場合の送信スペクトラムを示す特性図である。

符号の説明

１００ＲＦデバイス
１１０ベースバンド回路
２００パワーモジュール
２１０高周波電力増幅回路
２２０出力電力検出回路
２３２カプラ
２４０バイアス制御回路
２４１電圧−電流変換回路
２４２スタートポイントシフト回路
２４３電流２乗変換回路
２４４傾き調整回路
３００フロントエンド・モジュール
ＡＮＴ送受信用アンテナ
ＬＰＦロウパスフィルタ
ＬＮＡロウノイズ・アンプ
ＧＣＡ可変利得アンプ

Claims

電力増幅用素子と該電力増幅用素子にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備え高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路であって、前記バイアス制御回路は出力電力制御電圧の２乗関数に従って変化するバイアス電流を前記電力増幅用素子に与えるように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
前記バイアス制御回路は、出力電力制御電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、該電圧−電流変換回路により変換された電流を２乗変換した電流を出力する２乗変換回路とを含んで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
前記バイアス制御回路は、前記電圧−電流変換回路により変換された電流から所定の電流を差し引くスタートポイントシフト回路を備え、前記電圧−電流変換回路により変換された電流から所定の電流を差し引いた電流を前記２乗変換回路により２乗変換した電流を出力するように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅回路。
前記バイアス制御回路は、前記２乗変換回路から所定の電流を差し引いて２乗関数の係数を変化させる傾き調整回路を備えることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅回路。
従属接続された複数の電力増幅用素子とこれらの電力増幅用素子にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備え高周波の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路であって、前記バイアス制御回路は、出力電力制御電圧の２乗関数に従って変化するバイアス電流を最終段の電力増幅用素子に与え、出力電力制御電圧に比例したバイアス電流を前段の電力増幅用素子に与えるように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。