CN104040884A - 高频模块及使用该高频模块的移动终端 - Google Patents

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Abstract

在改变了应放大的高频信号的频带宽度时，高频模块的线形性会恶化。高频模块具有包括放大用晶体管和可变阻抗电路的放大电路、及输出匹配电路。在因放大动作而被放大的高频信号中包含有二阶失真分量的无用信号。在产生该二阶失真分量的无用信号的带域中，改变放大电路的输出阻抗，以使得在放大电路和输出匹配电路之间阻抗不匹配。通过控制可变阻抗电路来改变放大电路的输出阻抗。

Description

高频模块及使用该高频模块的移动终端
技术领域
本发明涉及高频模块，特别涉及适用于移动终端中使用的发送高频信号的高频模块的有效技术。
背景技术
日本专利特开2009-165100号公报(专利文献1)中揭示了以下放大电路：即，在放大用晶体管的偏压部分利用无源元件形成低通滤波器来调整阻抗，从而降低高频分量，确保线性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-165100号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1中，利用无源元件来形成低通滤波器，但并未意识到要降低因频带的宽度发生变化而产生的多个频率的高频分量。
根据本说明书的叙述及附图，其他课题以及新的特征会变得明确。
解决技术问题所采用的技术方案
根据一实施方式，高频模块具有放大电路和与该放大电路相连接的匹配电路，上述放大电路包括放大用晶体管和可变阻抗电路。放大电路的输出阻抗根据提供给可变阻抗电路的频带宽度所对应的控制信号而进行变化。
发明效果
根据所述一实施方式，即使频带的宽度发生变化，也能降低高频分量，能确保线性。
附图说明
图1是表示实施方式1的高频模块的电路图。
图2是用于说明实施方式1的说明图。
图3是表示实施方式1的高频模块中所使用的电压跟随电路(voltagefollower circuit)的电路图。
图4是用于说明实施方式1的说明图。
图5是表示实施方式1的高频模块中所使用的缓冲电流控制电路的一个例子的电路图。
图6是表示实施方式1的高频模块中所使用的缓冲电流控制电路的其他例子的电路图。
图7是用于说明实施方式1的说明图。
图8是表示使用实施方式1的高频模块的移动终端的一个例子的框图。
图9是表示使用实施方式1的高频模块的移动终端的其他例子的框图。
图10是用于说明实施方式1的说明图。
图11是表示实施方式2的高频模块的电路图。
图12是表示实施方式2的高频模块的电压跟随电路的电路图。
图13是表示实施方式1及2的匹配电路的一个例子的电路图。
具体实施方式
在以下说明的多个实施方式中，并不进行特别限制，但是以对应携带电话的通信标准即LTE(长期演进)的高频模块为例来进行说明。在LTE中，将相互相邻的多个频带作为载波，通信信号(以下也被称为高频信号)是各频带中的信号的合成。将该相互相邻的多个频带作为一个单位，多个单位收敛到由LTE通信标准所规定的频带宽度中。作为由LTE通信标准所规定的频带宽度，存在有5MHz、10MHz、15MHz、20MHz等。
接着，说明本发明的发明人对于在发送由存在于多个频带中的信号合成所形成的通信信号时产生的问题的探讨结果。
[二阶、三阶失真分量的发生原理]
在利用放大电路(以下也称为放大器或放大电路)对信号进行放大的情况下，放大后的信号因放大器的非线性而具有失真。由于存在有该失真，会有信号泄漏至所输入的信号(输入信号)的频带以外，因而会产生对存在于相邻频带的信号造成干扰的相邻信道干扰。若将对于放大器的输入信号设为x(t)，并考虑二阶失真分量和三阶失真分量，则放大器的输出信号y(t)是由式1来表示。
[数学式1]
y(t)≈α1x(t)+α2x2(t)+α3x3(t)……(1)
此处，所谓二阶失真分量(secondary distortion components)，是指由放大器所具有的非线性特性的二次方分量(quadratic components)所引起的输出信号的失真分量，所谓三阶失真分量(tertiary distortion components)，是指由放大器所具有的非线性特性的三次方分量(cubic components)所引起的输出信号的失真分量。为了方便说明，将输入信号假定为以下情况：即，其是由角频率为ω1和ω2的两个波的信号进行合成而获得的(式2)。
[数学式2]
x(t)＝A1cosω1t+A2cosω2t……(2)
若将上述式(2)带入上述式(1)，则能获得输出信号y(t)中含有的二阶失真分量，即式(3).
[数学式3]
α2A1A2cos(ω1+ω2)t+α2A1A2cos(ω2-ω1)t……(3)
同样的，获得式(4)作为三阶失真分量。
[数学式4]
3 4 α 3 A 1 2 A 2 cos ( 2 ω 1 + ω 2 ) t + 3 4 α 3 A 1 2 A 2 cos ( 2 ω 1 - ω 2 ) t + 3 4 α 3 A 2 2 A 1 cos ( 2 ω 2 + ω 1 ) t + 3 4 α 3 A 2 2 A 1 cos ( 2 ω 2 - ω 1 ) t . . . . . . ( 4 )
若将二阶失真分量中式(3)的第二项、及三阶失真分量中式(4)的第二项、第四项表示在频率轴上，则获得图2。
在图2中，主信号401、402是本应被放大的输入信号的分量(具有与输入信号的频率相同频率的输出信号的电平)，并存在于输入信号所具有的频带中。另一方面，在该图中，信号403、404是三阶失真分量，信号405是二阶失真分量。若与上述式(3)、(4)对应起来，则信号403对应于式(4)的第二项的三阶失真分量，信号404对应于式(4)的第四项的三阶失真分量，信号405对应于式(3)的第二项的二阶失真分量。上述失真分量是由放大器的非线性特性所产生的无用分量。特别是，三阶失真分量即信号403、404产生于主信号401、402附近的频率，因而会成为上述干扰相邻信道的原因。因此，希望获得输出信号的三阶失真分量较小的放大器。
为了如上述那样简化说明，图2中举出了输入信号由两个频率互不相同的信号合成而得的例子。但是，作为通信信号的输入信号实际上是由存在于多个频带的信号合成而得的。在LTE的情况下，也能考虑输入信号是由通信标准所决定的频带宽度(例如5MHz)中的信号合成而得的。图10中示出了以下通信信号输入到放大器时的输出信号的频率特性，即，并非由两个波合成而获得的通信信号，而是由更接近实际通信信号的、存在于频带宽度中的多个信号的合成而形成的通信信号。在输入由实线示出的频带宽度中的通信信号的情况下，若放大器完全不具有非线性特性，则会获得实线所示的输出信号。即，在放大器完全不具有非线性特性的情况下，不会生成上述的三阶失真分量，仅输出通信信号的频带宽度所对应的频带的信号。另一方面，虚线所示的特性是放大器具有非线性特性时，受到三阶失真分量的影响的信号的输出特性。若存在有三阶失真分量，则在通信信号的频带宽度之外生成有信号分量(无用信号分量)，因而会干扰存在于相邻频带中的其他信号。
上述各式(1)、(2)、(3)及(4)中所使用的标号的意思如下所述。
α1是基频(输入信号的频率)的系数，α2是二次方的非线性项的系数，α3是三次方的非线性项的系数。上述α2及α3表示因放大器的非线性特性而会施加到输出信号上的失真分量的大小。在实际的放大器中，存在有四次方的非线性项的系数α4、五次方的非线性项的系数α5、六次方的非线性项的系数α6等，但是随着次方数的增大系数值会减小，因此，为了简化可以忽略四次方起的非线性项的系数。
在上述各式中，A1表示所输入的两个波的信号中的一个信号的振幅，A2表示所输入的两个波的信号中的另一个信号的振幅。另外，在上述各式中，信号是频率互不相同的两个波的正弦波。
[二阶失真所导致的弊端]
下文中将说明以下情况：即，如上所述那样进行放大后生成的二阶失真分量的一部分泄漏到放大电路的情况，例如二阶失真分量的一部分返回到下文中说明的图1的放大用晶体管106中，并施加到输入信号(应由放大用晶体管进行放大的频带的信号)的情况。放大用晶体管是例如场效应晶体管(以下也称为MOS晶体管)，如上述那样将输入信号及二阶失真的一部分进行重叠以提供给其栅极，并进行放大。
若输入信号假定为主信号中的一个即A1cosω1t和二阶失真分量即A3cos(ω2-ω1)t，并将这些项带入式(1)，则能获得数学式5所表示的项。
[数学式5]
3 4 α 3 A 3 2 A 1 cos ( 2 ω 2 - ω 1 ) t . . . . . . ( 5 )
。此处，为了简化该式，A3表示α2×A1×A2。
另外，若输入信号假定为主信号中的另一个即A2cosω2t和二阶失真分量即A4cos(ω2-ω1)t，并将这些项带入式(1)，则能获得数学式6所表示的项。
[数学式6]
3 4 α 3 A 4 2 A 2 cos ( 2 ω 1 - ω 2 ) t . . . . . . ( 6 )
此处，为了简化该式，A4表示α2×A1×A2。
式(5)及(6)中的角频率等于上述三阶失真分量即式(4)中的第二项和第四项的频率，因此，这些三阶失真分量会相互重叠。即，存在有二阶失真分量的情况会导致成为干扰相邻信道的原因的三阶失真分量进一步增大。
若考虑将具有频带宽度的通信信号作为放大器的输入信号进行输入的情况，则二阶失真分量所出现的频率会根据该频带宽度发生变化。例如，在输入信号的频带的频带宽度为ω4～ω3(ω4＞ω3)的情况下，22阶失真分量会出现在0～ω4-ω3这一频率。如上述那样为LTE的情况下，频带的频带宽度(宽度)表示5MHz、10MHz、15MHz、20MHz等。因此，在以5MHz为例的情况下，二阶失真分量出现在0～5MHz，在10MHz的情况下，二阶失真分量出现在0～10MHz。
[一实施方式的概要]
使用图1说明一实施方式的概要。高频模块10具有放大电路20及输出匹配电路109。放大电路20具有输出端子112、高频放大用晶体管106、及可变阻抗电路103。可变阻抗电路40接收基于通信信号的频带宽度的控制信号，根据该控制信号的值来改变其输出阻抗。对于从输出端子112观察到的放大电路20的输出阻抗，其至少是可变阻抗电路40和放大用晶体管106的合成阻抗，并因可变阻抗电路40的输出阻抗的变化而发生变化。因而，对于通信信号的各频带宽度，能利用控制信号来改变放大电路20的输出阻抗。若放大通信信号，则在二阶失真分量的频带中，从输入端子112观察到的输出匹配电路109的阻抗不与放大电路20的输出阻抗匹配，二阶失真分量会反射到匹配电路109。由此，能降低向放大电路20传送的二阶失真分量的信号的量，并能减少三阶失真分量这样的无用信号的产生，能确保放大电路的线形性，因而能提供降低了对于相邻信道的干扰的高频模块。
另外，说明其他实施方式的概要。上述可变阻抗电路具有缓冲器电路，且该缓冲器电路以构成电压跟随电路的方式连接。该电压跟随电路从偏置电路接收用于对放大用晶体管106进行偏置的偏置电压，将对应于所接收到的偏置电压的偏置电压提供给上述放大用晶体管。若将高频信号提供给上述放大用晶体管，则该高频信号也会被传输到上述电压跟随电路的输出。但是，在该电压跟随电路中，其输入与输出电分离，因此，能防止高频信号被传输到偏置电路。尽管也能在偏置电路与放大用晶体管之间设置用于隔断高频的线圈，但是通过使用电压跟随电路更能实现小型化。当然该电压跟随电路也能作为上述可变阻抗电路发挥功能，因而能降低对于相邻信道的干扰。
以下对实施方式进行说明，也理解为附加有相同标号的部分具有相互相同的功能。
《实施方式1》
图1中示出了实施方式1的高频模块的电路图。在该图中，高频模块10包括放大电路20、偏置电路30、及输出匹配电路109。
上述放大电路20包括高频放大用晶体管106、可变阻抗电路40。在本实施方式中，上述可变阻抗电路40包括由缓冲器电路构成的电压跟随电路103。
偏置电路30包括偏置用电流源101和偏置用MOS晶体管102。偏置用MOS晶体管102的漏极与源极相连接，向其漏极提供来自偏置用电源101的偏置电流。由此，偏置电路30产生基于来自偏置用电流源101的偏置电流的恒电压，并将其提供给电压跟随电路103的正输入(+)。
电压跟随电路103的输出与其负输入相连接。另外，电压跟随电路103的输出通过高频信号降低用的电阻104与上述高频用放大晶体管106的栅极相连接。上述放大用晶体管106的栅极因电压跟随电路103所输出的偏置电压而发生偏置。高频的通信信号(高频信号)通过用于遮断直流分量的直流遮断用电容器105，而被从输入匹配电路108提供到上述放大用晶体管106的栅极。
上述电阻104用于使向电压跟随电路103传输的高频信号发生衰减。对于未被该电阻104完全衰减的、传输至电压跟随电路103的输出的高频信号，利用电压跟随电路103来将偏置电路30和电阻104(或放大用晶体管106的栅极)电分离，由此能防止高频信号输出到偏置电路30。由此，能防止因高频信号传输到偏置电路30而引起的恒压的变动。由于设置有电压跟随电路103，因而出于使高频信号衰减的目的，也能省略电阻104。如上所述，使用电压跟随电路作为构成可变阻抗电路的缓冲器电路，从而具有以下效果，能将来自偏置电路的偏置电压提供给放大用晶体管，并能防止将高频信号传输到偏置电路。作为防止将高频信号传输到偏置电路的结构，也可以考虑使用线圈(电感)来代替电压跟随电路。在本实施方式中，并未进行特别限制，但是可将上述放大电路20(包括电压跟随电路103、电阻40、放大用晶体管106、电容器105)及偏置电路30(包括晶体管102和偏置用电流源101)形成在一个半导体芯片上。在将放大电路20形成到半导体芯片上时，若为了降低高频信号而使用线圈，则半导体芯片的专用面积会增加。若如本实施方式那样，使用电压跟随电路，则能抑制半导体芯片的面积增加。
输入匹配电路108是用于获取与端子111相连接的前级放大器或信号源(未图示)与放大电路20之间的阻抗匹配的匹配电路。
在图1中，负载电感107连接在输出端子112与电源电压点Vdd之间，作为高频放大用晶体管106的负载进行动作。输出匹配电路109连接在与模块端子113相连接的后级电路(未图示)和放大电路20的输出端子112之间，获取阻抗匹配。
在该图中，缓冲器电流控制电路110控制上述电压跟随电路103的电流。另外，在高频模块10的外部设置有频带选择电路201。频带选择部201用于指定由放大电路20进行放大的通信信号的频带宽度，后文中会进行相信说明。
高频放大用晶体管106因由电压跟随电路103经由电阻104提供的偏置电压而发生偏置，对经由隔直流用电容器105而被提供的高频信号进行放大，并经由输出匹配电路109进行输出。
接着，说明作为可变阻抗电路40进行动作的电压跟随电路103。
图3中以电路图来表示上述电压跟随电路103的一个例子。构成电压跟随电路的运算放大电路具有偏置电流源10308、输入端子10301及10302、差动放大级10310、二级放大级10320、及输出端子10307。差动放大级10310具有一对差动放大用MOS晶体管10303、10304，一个差动放大用MOS晶体管10304的栅极(输入端子10302)成为电压跟随电路103的正输入端。另一个差动放大用MOS晶体管10303的栅极(输入端子10301)成为电压跟随电路103的负输入端。一对差动放大用MOS晶体管连接至进行电流镜连接的一对负载MOSFET10340、10341。二级放大级包括放大用MOS晶体管10305、相位补偿用电容器10306。在该图中，电流源用MOSFET10330、10331及10332进行电流镜连接，将与来自偏置电流源10308的电流相对应的电流提供给差动放大用MOS晶体管及放大用MOS晶体管10305。为了构成电压跟随电路，运算放大电路的输出与上述输入端10301相连接。
接下来说明电压跟随电路103作为可变阻抗电路40(偏置电路)发挥作用的情况。将图3的电压跟随电路看作为缓冲器电路的情况下，相对于决定输出阻抗特性的交流输入信号的输出频率特性取决于放大用MOS晶体管10303及10304的跨导gm和相位补偿用电容器10306的值C。若将相对于缓冲器电路的交流出入信号的输出频率特性的截止频率即单位增益频率设为ωu，则式(7)成立。
[数学式7]
ω u = g m C . . . . . . ( 7 )
在该式(7)中，若使用MOS晶体管的迁移率μ、每单位面积的栅极氧化膜电容COX，栅极宽度W、栅极长度L、漏极电流ID，则MOS晶体管的跨导gm能用式(8)来表示。
[数学式8]
g m ≈ μ C OX W L I D . . . . . . ( 8 )
在上述式(7)和(8)中，若改变漏极电流ID，则跨导gm发生变化，缓冲器频率特性的截止频率发生变化。即，通过使放大用MOSFET103030及10304的漏极电流发生变化，则能使缓冲器电路的截止频率发生变化。换言之，通过改变漏极电流，则能改变缓冲器电路40的输出阻抗。即，通过改变漏极电流，则能改变缓冲器电路(电压跟随电路103)的输出阻抗。
图4中示出了缓冲器电路的频率特性例。若MOS晶体管的漏极电流ID减小，则截止频率减小，相反的，若MOS晶体管的漏极电流ID增大，则截止频率增大。在图4中，纵轴表示输出输出信号电平比，但是能被视作为表示缓冲器电路40(电压跟随电路103)的输出阻抗。
若从放大电路20的输出端子112来观察放大电路20的输出阻抗，则输出阻抗是高频放大用晶体管106、电阻104、隔直流用电容器105、及上述缓冲器电路40(电压跟随电路103)的合成阻抗。在上述要素中，高频放大用晶体管106、电阻104、及隔直流用电容器105难以在制造出高频模块之后再调整其阻抗。另一方面，如上所述，缓冲器电路40(电压跟随电路103)例如使差动放大用MOSFET的漏极电流发生变化，从而能改变其输出阻抗值。
返回图4，假定以下情况进行说明：即，在放大电路20的输出阻抗值为Z的情况下，在二阶失真分量的频带下，放大电路20的输出阻抗、和从输出端子112观察输出匹配电路109时的阻抗之间获得匹配。
在二阶失真分量的频带为0～f1(例如0～5MHz)时，若将缓冲器电路40内的差动放大用MOS晶体管的漏极电流设定为I1,则在该二阶失真分量的频带中，在放大电路20的输出阻抗、和从输出端子112观察输出匹配电路109时的阻抗之间产生匹配。若产生阻抗匹配，则二阶失真分量会从输出端子112传输到高频放大用晶体管106的栅极侧。若二阶失真分量被传输，则与上述相同，三阶失真分量的无用信号会增加。
因此，在二阶失真分量的频带为0～f1时，将缓冲器电路40内的差动放大用MOS晶体管的漏极电流设为I2或I3，在二阶失真分量的频带为0～f2(0～10MHz)时，将漏极电流设为I3，在在二阶失真分量的频带为0～f3(0～15MHz)时，将漏极电流设定得比I3要大。由此，使得在二阶失真分量的频带中不会发生匹配。在通信信号的频带宽度较宽的情况下，由于二阶失真分量的频带范围较大，因此将差动放大晶体管的漏极电流设定得较大(例如I3)。由此，在频率比二阶失真分量的频率范围要高的二阶失真分量中，能获得放大电路20的输出阻抗、和从输出端子112观察输出匹配电路109侧时的阻抗之间的匹配。由此，在二阶失真分量的频带中进行由阻抗不匹配所导致的反射，能防止二阶失真分量传输至栅极侧。另一方面，在通信信号的频带宽度较窄的情况下，二阶失真分量的频率范围也较窄。因此，即使差动放大MOS晶体管的栅极电流较小，也能在比二阶失真分量的频率范围要高的频率下进行阻抗匹配，并在二阶失真分量的频带中进行由阻抗不匹配所导致的反射，能防止二阶失真分量传输至栅极侧。在这种情况下，能减小差动放大用MOS晶体管的漏极电流，因此能力图实现低功耗。
若通信信号的频带宽度一定，则二阶失真分量的频带也在规定范围内。在这种情况下，只需将缓冲器电路40的输出阻抗设定为固定值即可，以使得由放大用晶体管106、电阻104、隔直流用电容105、及缓冲器电路40构成的整个合成阻抗不会与从输出端子112观察到的输出匹配电路109的阻抗相匹配。由此，能使得在该合成阻抗与放大用MOS晶体管输出侧的阻抗之间无法获得阻抗匹配，因而能使得二阶失真分量不被传输到放大电路20内。另外，在该情况下，通过利用缓冲器电路来构成电压跟随电路，从而无需上述那样用于降低高频信号的线圈，能力图实现半导体芯片的小型化。
但是，在通信信号的频带宽度例如像LTE那样发生变化的情况下，若将缓冲器电路40的输出阻抗固定，则二阶失真分量的频带宽度也会因通信信号频带宽度的变化而变化，产生阻抗匹配。因而，由于通信信号的频带宽度发生变化，因而在该时刻的二阶失真分量的频带中，缓冲器电路40的输出阻抗和放大用MOS晶体管106等的合成阻抗、与从输出端子112观察输出匹配电路109侧时的阻抗之间会产生阻抗匹配，二阶失真分量会被传输，进一步会导致上述三阶失真分量的增加。
因此，即使通信信号的频带宽度发生变化，二阶失真分量的频带发生变化，但是会缓冲器电路40的输出阻抗进行控制，使得不会发生因阻抗匹配而导致二阶失真分量被传输。
在图1中，频带选择电路201将表示所要发送的信号的频带宽度的数字数据发送到缓冲器电流控制电路110。根据该数字信号，缓冲器电流控制电路110形成对应于信号的频带宽度的控制信号，并控制图3的缓冲器电路40的电流源10308。
图5中示出了缓冲器电路40的电流源10308。在图5中，电流源10308包括电阻505～508、电阻切换开关509～512。在该图中，基准电压源501提供施加到上述各电阻505～508的一端的电压的基准电压Vref。运算放大器(比较器)502进行控制，使得因反馈控制而施加到上述各电阻505～508的电压与基准电压相等。在该图中，MOS晶体管503成为在上述反馈控制中向上述各电阻提供电流的电流源。另外，MOS晶体管504与上述MOS晶体管503相同，都被运算放大器502控制，成为输出用的电流源。该MOS晶体管503的漏极与图1的MOS晶体管10330的漏极相连接。利用运算放大器502的反馈控制，使施加到电阻505、506、507、及508的一端的电压固定为基准电压源501的电压。由此，从MOS晶体管503的漏极流出的电流取决于各电阻505、506、507、及508的电阻值。所使用的电阻由开关509、510、511及512进行切换。MOS晶体管503和504呈电流镜像连接，因而在将这些MOS晶体管的栅极长度设为相等的情况下，MOS晶体管503和504的沟道宽度比、与MOS晶体管503、504中流过的电流比相一致。即，从MOS晶体管504输出的电流成为(MOS晶体管503的漏极电流)×((MOS晶体管504的沟道宽度)/(MOS晶体管503的沟道宽度))。由此，通过调整基准电压源501的电压、各电阻505、506、507、508的电阻值、MOS晶体管503、504的沟道宽度比，从而能将所希望的电流输出到MOS晶体管10330(图3)。
接着，说明上述各电阻的电阻值的调整。在二阶失真分量的频带中，预先利用电路模拟或试作IC来对通信信号的每一频带宽度，求出图1的放大电路20的输出阻抗、与从输出端子112进行观察时匹配电路109侧的阻抗不相匹配时的上述电流源10308的值。调整图5的各阻抗值来获得所求出的电流值。例如，在通信信号的频带宽度为5MHz时，使开关509成为导通状态，调整电阻505的值，以获得在5MHz的频带宽度下求出的电流值。同样，在信号的频带宽度为10MHz时，使开关510成为导通状态，调整电阻506的值，以获得在10MHz下求出的电流。同样，在信号的频带宽度为15MHz时，调整电阻507(开关511成为导通状态)，在信号的频带宽度为20MHz时，调整电阻508(开关512成为导通状态)。
在进行上述那样的电流源调整的基础上，利用频带选择电路201选择5MHz，在该情况下，缓冲器电流控制电路110将电流源10308(图5)的开关509设为导通状态，将其他开关510、511、及512设为断开状态，形成仅使用电阻506这样的控制信号。在其他频带宽度的情况下，也进行以下控制：即，如图7所示那样，根据带宽来使用各电阻。由此，根据各通信信号的频带宽度来控制开关，以使得在缓冲器电路40中流过预先规定的电流。即，作为图3所示的一对差动放大晶体管10303及10304的动作电流，流过有对应于各通信信号的频带宽度的预先规定的电流。通过进行上述控制，能减少对应于各通信信号的频带宽度的二阶失真分量的信号传输到放大电路20的情况，因而能确保放大电路的线形性。
由上述缓冲器控制电路110所形成的控制信号能被视作为选择信号，其原因在于，该控制信号用于选择对应于各频带宽度的电流值。
图6中示出了电流源10308的其他电路图。在该图中，对于与图5相同的部分附加了相同标号，并省略其说明。与图5的不同点在于，作为开关509、510、511、512，使用MOS晶体管513～516。也能使用MEMS开关(未图示)来代替MOS晶体管。另外，开关、MOS晶体管、电阻的个数不一定要是四个，只要是与切换信号的频带宽度相对应的数量、或是与控制相对应的数量即可。
图13中以电路图来表示上述输出匹配电路109的一个例子。在该图中，10353是与上述放大电路20的输出端子112相连接的输入端子，10354是与图1的端子113相连接的输出端子。在输入端子10353与输出端子10354之间连接有线圈(电感)10350，在接地电位点与上述线圈10350的两端之间连接有电容器10352和10351。在该实施方式中，由所谓的π型滤波器构成输出匹配电路。设定各元件的值，使得输出匹配电路109在要进行通信的信号的频带中，上述输入端子10353上的输入阻抗、和上述放大电路的输出阻抗相匹配，上述输出端子10354上的输出阻抗、和与图1的端子113相连接的电路(例如放大器)的阻抗相匹配。
上述说明中所使用的从输出端子112观察输出匹配电路109侧的阻抗是指，在二阶失真分量的频带中，输出匹配电路109的输入阻抗、和与上述输出端子112相连接的负载阻抗107的合成阻抗。
图8以框图来表示移动终端的一个例子。在该图中，820是用于形成要发送的基带的信号(发送基带信号)并将其输出的基带用半导体集成电路装置(以下称为IC)。发送基带信号由RF信号处理IC(RFIC)830进行放大，并进行频率变换而变换为高频通信信号，以提供给放大器模块810。由放大器模块810进行放大后的发送信号经由双工器840提供给进行发送接收的天线850，并被发送。双工器840利用发送信号与接收信号的频带不同，并利用带通滤波器特性，来从放大器模块810向天线850传输发送信号，并将来自天线850的接收信号传输到RF信号处理IC830，且其不会流入放大器模块810。基带用IC820具有上述频带宽度选择部201，放大器模块810具有上述高频模块。基带用IC820中设定有发送及接收所使用的通信信号的频带宽度。根据该设定的信息，频带宽度选择电路201生成上述带宽选择数据，并将其作为数字信号，通过数字接口(未图示)而发送到放大器模块810内的放大器电流控制电路110。
图9中以框图示出了移动终端的其他实施例。在该图中，对于与图8相同的部分附加了相同标号，并省略其说明。在图9的例子中，RF信号处理IC930中具有芯片间数据通信电路301，该芯片间数据通信电路301一并接收来自基带用IC820的控制信号(包含上述带宽选择数据)，将放大器模块810所需要的控制信号(包含带宽选择数据)传输到放大器模块810。除了具有芯片间数据通信电路301以外，RF信号处理IC930与RF信号处理IC830相同。
作为移动终端的例子，使用图8及图9说明了适用于FDD方式(频分双工)的结构，但是并不限于此，也适用于TDD方式(时分双工)的移动终端。
《实施方式2》
图11中示出了实施方式2的高频模块的电路。在该图中，对于与图1相同的部分附加了相同标号，并省略其说明。与实施方式1的不同点在于，具有缓冲器电容控制电路150以代替缓冲器电流控制电路110(图1)，具有使相位补偿用电容器可变的电压跟随电路153。
图12表示上述电压跟随电路153的电路。在图12中，对于与图3相同的部分附加了相同标号，并省略其说明。图12与图3的不同点在于，具有多个相位补偿用电容器15301、15302、15303、及15304，和电容器切换用开关15305、15306、15307、及15308，以代替相位补偿用电容器10306(图3)。
在使电压跟随电路作为可变阻抗电路(缓冲器电路)发挥作用的情况下，如基于上述式(7)所理解的那样，也能通过改变相位补偿用的电容器的值来改变缓冲器电路的频率特性。事先利用电路模拟、试作，来预定规定相位补偿用电容器15301、15302、15303、及15304各自的值，使得在各通信信号的频带宽度中不会获得上述的阻抗匹配。缓冲器电容控制电路150获取来自频带选择电路201的带宽数据，根据所选择的带宽来对电容器切换用开关15305、15306、15307、及15308进行切换，以切换所使用的相位补偿用电容器15301、15302、15303、及15304。
根据该实施方式，通过切换相位补偿用电容器来改变可变阻抗电路的阻抗，因而能防止功耗的增加。
本实施方式所示出的高频模块当然也能应用于图8及图9所示的移动终端。
在实施方式中，说明了使用MOS晶体管的情况，但也可以使用双极型晶体管。
以上，基于实施方式对本发明人所完成的发明进行了具体的说明，但本发明并不限于上述实施方式，只要在不脱离其要点的范围内当然能进行各种变更。
标号说明
10 高频模块
20 放大电路
30 偏置电路
40 可变阻抗电路
103 电压跟随电路
106 放大用晶体管
109 输出匹配电路
110 缓冲器电流控制电路
201 频带选择电路

Claims (17)

1.一种高频模块，其特征在于，包括：
放大电路，该放大电路具有输出端子；放大用晶体管，该放大用晶体管与所述输出端子相连接，对高频信号进行放大，并将其输出到所述输出端子；以及可变阻抗电路，该可变阻抗电路与所述放大用晶体管相连接，根据对应于所述高频信号的频带宽度的控制信号，来设定所述输出端子的输出阻抗，以及
匹配电路，该匹配电路与所述放大电路的输出端子相连接。
2.如权利要求1所述的高频模块，其特征在于，
具有偏置电路，该偏置电路形成要提供给所述放大用晶体管的偏置电压，
所述可变阻抗电路具有电压跟随电路，该电压跟随电路将所述偏置电压提供给所述放大用晶体管，且其频率信号根据所述控制信号而发生变化。
3.如权利要求2所述的高频模块，其特征在于，
所述电压跟随电路具有：一对差动放大晶体管，该一对差动晶体管的其中一个接收所述偏置电压，另一个接收电压跟随电路的输出；以及电流电路，该电流电路将基于所述控制信号的电流作为所述差动放大晶体管的动作电流进行提供。
4.如权利要求3所述的高频模块，其特征在于，
所述放大电路具有电容器，该电容器接收所述高频信号，并将高频信号提供给所述放大用晶体管。
5.如权利要求4所述的高频模块，其特征在于，
所述高频信号是根据LTE标准发送的信号。
6.如权利要求2所述的高频模块，其特征在于，
所述电压跟随电路包括：一对差动放大晶体管，该一对差动晶体管的其中一个接收所述偏置电压，另一个接收电压跟随电路的输出；输出晶体管，该输出晶体管接收所述差动放大晶体管的输出；以及多个反馈用电容器，该多个反馈用电容器设置在所述输出晶体管的输出与输入之间，
所述多个反馈用电容器根据所述控制信号来选择性地连接在所述输出晶体管的输入和输出之间。
7.如权利要求6所述的高频模块，其特征在于，
所述放大电路具有电容器，该电容器接收所述高频信号，并将高频信号提供给所述放大用晶体管。
8.如权利要求7所述的高频模块，其特征在于，
所述高频信号是根据LTE标准发送的信号。
9.一种移动终端，其特征在于，包括：
天线；
形成通过所述天线所要发送的信号的电路；
选择电路，该选择电路输出表示发送中所使用的频带宽度的选择信号；以及
高频模块，该高频模块具有放大电路、和连接在所述放大电路的输出端子和所述天线之间的匹配电路，所述放大电路包括：放大用晶体管，该放大用晶体管对与所述所要发送的信号相对应的高频信号进行放大，并将其输出到输出端子；以及可变阻抗电路，该可变阻抗电路与所述放大用晶体管相连接，根据来自所述选择电路的选择信号，来设定所述输出端子的输出阻抗。
10.如权利要求9所述的移动终端，其特征在于，
具有偏置电路，该偏置电路形成要提供给所述放大用晶体管的偏置电压，
所述可变阻抗电路具有电压跟随电路，该电压跟随电路将所述偏置电压提供给所述放大用晶体管，且其频率特性根据所述控制信号而发生变化。
11.如权利要求10所述的移动终端，其特征在于，
所述高频信号是按照LTE标准发送的。
12.如权利要求10所述的移动终端，其特征在于，
所述偏置电路、所述放大用晶体管和所述可变阻抗电路形成在一个半导体芯片上。
13.一种高频模块，其特征在于，包括：
偏置电路；该偏置电路形成偏置电压；
放大用晶体管，该放大用晶体管放大高频信号；
电压跟随电路，该电压跟随电路的输入与所述偏置电路相连接，其输出与所述放大用晶体管相连接；以及
电容器，该电容器与所述放大用晶体管相连接，将所述高频信号提供给所述放大用晶体管。
14.如权利要求13所述的高频模块，其特征在于，
包含有连接在所述电压跟随电路的输出和所述放大用晶体管之间的电阻。
15.如权利要求13或14所述的高频模块，其特征在于，
所述偏置电路、所述电压跟随电路、所述放大用晶体管形成在一个半导体芯片上。
16.如权利要求15所述的高频模块，其特征在于，
所述偏置电路具有晶体管和恒流源。
17.如权利要求16所述的高频模块，其特征在于，
所述放大用晶体管是场效应晶体管。
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