JP3327783B2 - トランジスタ電力増幅器 - Google Patents
トランジスタ電力増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0082—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using bipolar transistor-type devices
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、バイポーラトラ
ンジスタを用いたトランジスタ電力増幅器に関する。
ンジスタを用いたトランジスタ電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話に代表される移動体通信
用携帯端末の小型・軽量化のための研究開発が精力的に
行われている。ここで、上記端末の総てを単一正電源動
作する能動部品で構成すれば、負電源あるいは負電圧発
生回路が不要となり、端末の小型・軽量化に貢献でき
る。そこで、送信用電力増幅ディバイスとして、単一正
電源動作が可能であるシリコンＮＰＮバイポーラトラン
ジスタおよびガリウムヒ素化合物半導体ヘテロ接合パイ
ポーラトランジスタ(以下、ＧaＡsＨＢＴと略称する)が
有望なディバイスとして注目される。
用携帯端末の小型・軽量化のための研究開発が精力的に
行われている。ここで、上記端末の総てを単一正電源動
作する能動部品で構成すれば、負電源あるいは負電圧発
生回路が不要となり、端末の小型・軽量化に貢献でき
る。そこで、送信用電力増幅ディバイスとして、単一正
電源動作が可能であるシリコンＮＰＮバイポーラトラン
ジスタおよびガリウムヒ素化合物半導体ヘテロ接合パイ
ポーラトランジスタ(以下、ＧaＡsＨＢＴと略称する)が
有望なディバイスとして注目される。
【０００３】特に、上記ＧaＡsＨＢＴはシリコンバイポ
ーラトランジスタに比べて、低コレクタ電圧動作時の高
周波特性に優れているため、携帯端末の小型・軽量化の
ためにバッテリの電池本数を減らし、携帯端末の電源電
圧が低下したときに真価を発揮する重要なディバイスと
して期待されている。
ーラトランジスタに比べて、低コレクタ電圧動作時の高
周波特性に優れているため、携帯端末の小型・軽量化の
ためにバッテリの電池本数を減らし、携帯端末の電源電
圧が低下したときに真価を発揮する重要なディバイスと
して期待されている。
【０００４】図７に、バイポーラトランジスタを用いた
エミッタ接地型電力増幅器の従来の回路構成を示す。図
中、Ｔr１は電力増幅用バイポーラトランジスタであ
り、Ｔr２は電力増幅用バイポーラトランジスタＴr１の
ベース駆動用バイポーラトランジスタである。また、Ｖ
ccは電力増幅用バイポーラトランジスタ(以下、単に電
力増幅用トランジスタと言う)Ｔr１およびベース駆動用
バイポーラトランジスタ（以下、単にベース駆動用トラ
ンジスタと言う）Ｔr２のコレクタ電源であり、Ｖbbは
本電力増幅器の利得を制御するための利得制御電源であ
り、Ｒ１およびＲ２はベース駆動用トランジスタＴr２
のベース電圧調整用バイアス抵抗である。そして、信号
は入力整合回路１を介して電力増幅用トランジスタＴr
１のベースに入力され、電力増幅用トランジスタＴr１
のコレクタから出力整合回路(コレクタバイアス回路を
含む)２を介して出力される。
エミッタ接地型電力増幅器の従来の回路構成を示す。図
中、Ｔr１は電力増幅用バイポーラトランジスタであ
り、Ｔr２は電力増幅用バイポーラトランジスタＴr１の
ベース駆動用バイポーラトランジスタである。また、Ｖ
ccは電力増幅用バイポーラトランジスタ(以下、単に電
力増幅用トランジスタと言う)Ｔr１およびベース駆動用
バイポーラトランジスタ（以下、単にベース駆動用トラ
ンジスタと言う）Ｔr２のコレクタ電源であり、Ｖbbは
本電力増幅器の利得を制御するための利得制御電源であ
り、Ｒ１およびＲ２はベース駆動用トランジスタＴr２
のベース電圧調整用バイアス抵抗である。そして、信号
は入力整合回路１を介して電力増幅用トランジスタＴr
１のベースに入力され、電力増幅用トランジスタＴr１
のコレクタから出力整合回路(コレクタバイアス回路を
含む)２を介して出力される。
【０００５】上記ベース駆動用トランジスタＴr２は、
電力増幅用トランジスタＴr１のベース電流を実質的に
コレクタ電源Ｖccから供給することによって利得制御電
源Ｖbbから供給すべき利得制御電流Ｉbbを低減し、利得
制御電圧Ｖbbを発生させる外部制御回路に要求される電
流供給能力を低減するために一般的に用いられている。
尚、ベース駆動用トランジスタＴr２を用いることによ
る利得制御電源Ｖbbから供給すべき利得制御電流Ｉbbの
低減量は、ベース駆動用トランジスタＴr２の電流増幅
率に略反比例し、通常トランジスタの電流増幅率は１０
以上であることから、ベース駆動用トランジスタＴr２
を付加しない場合に比べて少なくとも１０分の１に低減
できることになる。
電力増幅用トランジスタＴr１のベース電流を実質的に
コレクタ電源Ｖccから供給することによって利得制御電
源Ｖbbから供給すべき利得制御電流Ｉbbを低減し、利得
制御電圧Ｖbbを発生させる外部制御回路に要求される電
流供給能力を低減するために一般的に用いられている。
尚、ベース駆動用トランジスタＴr２を用いることによ
る利得制御電源Ｖbbから供給すべき利得制御電流Ｉbbの
低減量は、ベース駆動用トランジスタＴr２の電流増幅
率に略反比例し、通常トランジスタの電流増幅率は１０
以上であることから、ベース駆動用トランジスタＴr２
を付加しない場合に比べて少なくとも１０分の１に低減
できることになる。
【０００６】例えば、ＧＳＭディジタルセルラ電話用携
帯端末のアンテナ端送信出力は２ワット必要であり、送
信用電力増幅器には３ワット程度の出力が要求される。
ここで、コレクタ電源電圧Ｖccが４.８Ｖであり、電力
付加効率が５０％であるとすると、電力増幅用トランジ
スタＴr１の平均コレクタ電流は１.２５Ａとなる。そし
て、電力増幅用トランジスタＴr１の電流増幅率を１０
であるとすると、１.２５Ａの平均コレクタ電流を流す
ためには１２５mＡのベース電流が必要となり、上述の
ごとくベース駆動用トランジスタＴr２を用いることに
よって利得制御電流Ｉbbを１０分の１に低減できること
から、利得制御電流Ｉbbは１２.５mＡでよいことにな
る。
帯端末のアンテナ端送信出力は２ワット必要であり、送
信用電力増幅器には３ワット程度の出力が要求される。
ここで、コレクタ電源電圧Ｖccが４.８Ｖであり、電力
付加効率が５０％であるとすると、電力増幅用トランジ
スタＴr１の平均コレクタ電流は１.２５Ａとなる。そし
て、電力増幅用トランジスタＴr１の電流増幅率を１０
であるとすると、１.２５Ａの平均コレクタ電流を流す
ためには１２５mＡのベース電流が必要となり、上述の
ごとくベース駆動用トランジスタＴr２を用いることに
よって利得制御電流Ｉbbを１０分の１に低減できること
から、利得制御電流Ｉbbは１２.５mＡでよいことにな
る。
【０００７】上記構成の電力増幅器では、上記利得制御
電圧Ｖbbを変化させることによって電力増幅用トランジ
スタＴr１のバイアス点を変化させ、延いては電力増幅
用トランジスタＴr１の利得を変化させることで電力増
幅器の利得を制御するのである。また、上記電力増幅用
トランジスタＴr１のベース端電位および電力増幅用ト
ランジスタＴr１のベースへの注入電流の入力信号によ
る交流的変動を、電力増幅用トランジスタＴr１で増幅
することによって入力信号を増幅するのである。
電圧Ｖbbを変化させることによって電力増幅用トランジ
スタＴr１のバイアス点を変化させ、延いては電力増幅
用トランジスタＴr１の利得を変化させることで電力増
幅器の利得を制御するのである。また、上記電力増幅用
トランジスタＴr１のベース端電位および電力増幅用ト
ランジスタＴr１のベースへの注入電流の入力信号によ
る交流的変動を、電力増幅用トランジスタＴr１で増幅
することによって入力信号を増幅するのである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電力増幅器においては、バイポーラトランジスタの
ベースーエミッタ間には、シリコンバイポーラトランジ
スタの場合には０.７Ｖ程度、ＧaＡsＨＢＴの場合には
１.３Ｖ程度のオン電圧が存在することに起因して、以
下のような問題が生ずる。
来の電力増幅器においては、バイポーラトランジスタの
ベースーエミッタ間には、シリコンバイポーラトランジ
スタの場合には０.７Ｖ程度、ＧaＡsＨＢＴの場合には
１.３Ｖ程度のオン電圧が存在することに起因して、以
下のような問題が生ずる。
【０００９】(１) 第１の問題 図８に、図７に示す従来の電力増幅器におけるコレクタ
電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す。今、バイ
ポーラトランジスタのベースーエミッタ間のオン電圧を
Ｖbiとした場合、ベース駆動用トランジスタＴr２のベ
ース端から見た電力増幅用トランジスタＴr１のオン電
圧は、電力増幅用トランジスタＴr１のオン電圧Ｖbiと
ベース駆動用トランジスタＴr２のオン電圧Ｖbiとの和
であって２Ｖbiとなる。したがって、上記利得制御電源
Ｖbb端から見た電力増幅用トランジスタＴr１のオン電
圧（以下、増幅器オン電圧と言う)Ｖbb onは、バイアス
抵抗Ｒ１の電圧降下ΔＶbbが加わって、 Ｖbb on ＝２Ｖbi＋ΔＶbb となる。
電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す。今、バイ
ポーラトランジスタのベースーエミッタ間のオン電圧を
Ｖbiとした場合、ベース駆動用トランジスタＴr２のベ
ース端から見た電力増幅用トランジスタＴr１のオン電
圧は、電力増幅用トランジスタＴr１のオン電圧Ｖbiと
ベース駆動用トランジスタＴr２のオン電圧Ｖbiとの和
であって２Ｖbiとなる。したがって、上記利得制御電源
Ｖbb端から見た電力増幅用トランジスタＴr１のオン電
圧（以下、増幅器オン電圧と言う)Ｖbb onは、バイアス
抵抗Ｒ１の電圧降下ΔＶbbが加わって、 Ｖbb on ＝２Ｖbi＋ΔＶbb となる。
【００１０】この増幅器オン電圧Ｖbb onまでは、両ト
ランジスタＴr１,Ｔr２はオンしないので、利得制御電
圧Ｖbbの最大値をＶbb maxとすると、利得を制御し得る
実効的な電圧(実効利得制御電圧)Ｖbbwは、 Ｖbbw＝Ｖbb max−Ｖbb on ＝Ｖbb max−(２Ｖbi＋ΔＶbb) となる。
ランジスタＴr１,Ｔr２はオンしないので、利得制御電
圧Ｖbbの最大値をＶbb maxとすると、利得を制御し得る
実効的な電圧(実効利得制御電圧)Ｖbbwは、 Ｖbbw＝Ｖbb max−Ｖbb on ＝Ｖbb max−(２Ｖbi＋ΔＶbb) となる。
【００１１】現在、ＧＳＭ等のディジタルセルラ用携帯
端末のバッテリの電源電圧は、ニッケル水素電池４セル
直列接続構成の４.８Ｖが主流である。したがって、実
効利得制御電圧Ｖbbwの最大値は、最大利得制御電圧Ｖb
b maxが電源電圧の４.８Ｖまで使え、且つ、バイアス抵
抗Ｒ１による電圧降下ΔＶbbを無視したとすると、上述
のごとくシリコンバイポーラトランジスタのオン電圧Ｖ
biは０.７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴのオン電圧Ｖbiは１.
３Ｖであるから、シリコンバイポーラトランジスタの場
合にはＶbbw＝３.４Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合には
Ｖbb＝２.２Ｖとなる。
端末のバッテリの電源電圧は、ニッケル水素電池４セル
直列接続構成の４.８Ｖが主流である。したがって、実
効利得制御電圧Ｖbbwの最大値は、最大利得制御電圧Ｖb
b maxが電源電圧の４.８Ｖまで使え、且つ、バイアス抵
抗Ｒ１による電圧降下ΔＶbbを無視したとすると、上述
のごとくシリコンバイポーラトランジスタのオン電圧Ｖ
biは０.７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴのオン電圧Ｖbiは１.
３Ｖであるから、シリコンバイポーラトランジスタの場
合にはＶbbw＝３.４Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合には
Ｖbb＝２.２Ｖとなる。
【００１２】ところで、上記携帯端末の更なる小型・軽
量化を図るためにはバッテリも小型・軽量化する必要が
あり、電源電圧をニッケル水素電池３セル直列接続構成
あるいはリチウムイオン電池１セル構成の３.６Ｖに移
行することが望まれる。ところが、バッテリの電源電圧
を３.６Ｖとした場合には、最大利得制御電圧Ｖbb max
が電源電圧の３.６Ｖまで使え、且つ、バイアス抵抗Ｒ
１による電圧降下ΔＶbbを無視したとしても、実効利得
制御電圧Ｖbbwの最大値は、シリコンバイポーラトラン
ジスタの場合にはＶbbw＝２.２Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴ
の場合にはＶbbw＝１.０Ｖとなる。つまり、電源電圧の
４.８Ｖから３.６Ｖへの縮小率は７５％であるのに対し
て、Ｖbbwの縮小率は、シリコンバイポーラトランジス
タの場合で６５％、ＧaＡsＨＢＴの場合で４５％と、電
源電圧の縮小率以上に実効利得制御電圧が縮小されてし
まい、実効利得制御電圧範囲が極端に狭くなってしまう
のである。
量化を図るためにはバッテリも小型・軽量化する必要が
あり、電源電圧をニッケル水素電池３セル直列接続構成
あるいはリチウムイオン電池１セル構成の３.６Ｖに移
行することが望まれる。ところが、バッテリの電源電圧
を３.６Ｖとした場合には、最大利得制御電圧Ｖbb max
が電源電圧の３.６Ｖまで使え、且つ、バイアス抵抗Ｒ
１による電圧降下ΔＶbbを無視したとしても、実効利得
制御電圧Ｖbbwの最大値は、シリコンバイポーラトラン
ジスタの場合にはＶbbw＝２.２Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴ
の場合にはＶbbw＝１.０Ｖとなる。つまり、電源電圧の
４.８Ｖから３.６Ｖへの縮小率は７５％であるのに対し
て、Ｖbbwの縮小率は、シリコンバイポーラトランジス
タの場合で６５％、ＧaＡsＨＢＴの場合で４５％と、電
源電圧の縮小率以上に実効利得制御電圧が縮小されてし
まい、実効利得制御電圧範囲が極端に狭くなってしまう
のである。
【００１３】したがって、電源電圧を３.６Ｖとした場
合には、本電力増幅器における利得の利得制御電源Ｖbb
に対する依存性が急峻となってしまい、正確な利得制御
を行うための困難性が増大するという問題が生ずるので
ある。
合には、本電力増幅器における利得の利得制御電源Ｖbb
に対する依存性が急峻となってしまい、正確な利得制御
を行うための困難性が増大するという問題が生ずるので
ある。
【００１４】実際には、上記バイアス抵抗Ｒ１による電
圧降下ΔＶbbを無視することはできず、最大利得制御電
圧Ｖbb maxは電圧降下ΔＶbb分だけ低下する。さらに、
特にＧaＡsＨＢＴの場合にはベースーエミッタ間のオン
電圧Ｖbiが高いために、最大利得制御電圧Ｖbb maxの低
下への影響が大きく、問題はより深刻である。
圧降下ΔＶbbを無視することはできず、最大利得制御電
圧Ｖbb maxは電圧降下ΔＶbb分だけ低下する。さらに、
特にＧaＡsＨＢＴの場合にはベースーエミッタ間のオン
電圧Ｖbiが高いために、最大利得制御電圧Ｖbb maxの低
下への影響が大きく、問題はより深刻である。
【００１５】移動体通信で使用される準マイクロ波以上
(８００ＭＨz以上)の周波数領域では、ＧaＡsＨＢＴ
は、シリコンバイポーラトランジスタに比して低電圧動
作時の電力付加効率が高く、端末の消費電流低減や通話
時間延長に大きく寄与するために、上述の問題を解決す
る意義は非常に大きい。
(８００ＭＨz以上)の周波数領域では、ＧaＡsＨＢＴ
は、シリコンバイポーラトランジスタに比して低電圧動
作時の電力付加効率が高く、端末の消費電流低減や通話
時間延長に大きく寄与するために、上述の問題を解決す
る意義は非常に大きい。
【００１６】(２) 第２の問題 上述した如く、図７に示す構成を有する電力増幅器で
は、電力増幅用トランジスタＴr１のベース端電位およ
び電力増幅用トランジスタＴr１のベースへの注入電流
の入力信号による交流的変動が、電力増幅用トランジス
タＴr１で増幅されることによって、入力信号が増幅さ
れるのである。
は、電力増幅用トランジスタＴr１のベース端電位およ
び電力増幅用トランジスタＴr１のベースへの注入電流
の入力信号による交流的変動が、電力増幅用トランジス
タＴr１で増幅されることによって、入力信号が増幅さ
れるのである。
【００１７】その際に、入力信号によって電力増幅用ト
ランジスタＴr１のベース−エミッタ間電圧が上昇する
と、ベース駆動用トランジスタＴr２から見ると電力増
幅用トランジスタＴr１のベースとベース駆動用トラン
ジスタＴr２のエミッタは同電位であるために、ベース
駆動用トランジスタＴr２のベース−エミッタ間電圧は
低くなり、ベース駆動用トランジスタＴr２による電力
増幅用トランジスタＴr１のベース駆動能力が低下して
しまう。そのために、電力増幅用トランジスタＴr１の
ベース−エミッタ間に存在するオン電圧が、入力信号に
よる電力増幅用トランジスタＴr１の駆動を一部相殺す
ることになる。すなわち、上記電力増幅用トランジスタ
Ｔr１のベース−エミッタ間に存在するオン電圧が、上
記ベースに注入される電流のピーク値あるいは振幅を抑
制し、電力増幅用トランジスタＴr１の利得低下あるい
は出力低下の要因となるのである。
ランジスタＴr１のベース−エミッタ間電圧が上昇する
と、ベース駆動用トランジスタＴr２から見ると電力増
幅用トランジスタＴr１のベースとベース駆動用トラン
ジスタＴr２のエミッタは同電位であるために、ベース
駆動用トランジスタＴr２のベース−エミッタ間電圧は
低くなり、ベース駆動用トランジスタＴr２による電力
増幅用トランジスタＴr１のベース駆動能力が低下して
しまう。そのために、電力増幅用トランジスタＴr１の
ベース−エミッタ間に存在するオン電圧が、入力信号に
よる電力増幅用トランジスタＴr１の駆動を一部相殺す
ることになる。すなわち、上記電力増幅用トランジスタ
Ｔr１のベース−エミッタ間に存在するオン電圧が、上
記ベースに注入される電流のピーク値あるいは振幅を抑
制し、電力増幅用トランジスタＴr１の利得低下あるい
は出力低下の要因となるのである。
【００１８】電力増幅器の動作モードとしては、 Ａ級およびＡＢ級 … Ｖbb＞Ｖbb on Ｂ級 … Ｖbb＝Ｖbb on Ｃ級 … Ｖbb＜Ｖbb on 但し、 Ｖbb：利得制御電圧 Ｖbb on：増幅器オン電圧 がある。したがって、利得制御電圧Ｖbbが低下してＣ級
になる程、信号入力時に入力信号の１周期間において電
力増幅用トランジスタＴr１がオフしている期間が長く
なる。そのために、常時同一の出力電力を得ようとする
場合には、利得制御電圧Ｖbbが低下してＣ級になる程、
電力増幅用トランジスタＴr１のベースに注入されるピ
ーク電流を大きくする必要がある。つまり、上記電力増
幅用トランジスタＴr１のベース−エミッタ間に存在す
るオン電圧に起因するベース電流振幅抑制効果は、動作
モードがＣ級になる程深刻な問題となるのである。
になる程、信号入力時に入力信号の１周期間において電
力増幅用トランジスタＴr１がオフしている期間が長く
なる。そのために、常時同一の出力電力を得ようとする
場合には、利得制御電圧Ｖbbが低下してＣ級になる程、
電力増幅用トランジスタＴr１のベースに注入されるピ
ーク電流を大きくする必要がある。つまり、上記電力増
幅用トランジスタＴr１のベース−エミッタ間に存在す
るオン電圧に起因するベース電流振幅抑制効果は、動作
モードがＣ級になる程深刻な問題となるのである。
【００１９】上述した如く、現在、ＧＳＭ等のディジタ
ルセルラ用携帯端末のバッテリの電源電圧としてはニッ
ケル水素電池４セル直列接続構成の４.８Ｖが主流であ
る。ところが、ベース駆動用トランジスタＴr２等から
なる利得制御回路内での電圧降下があるために、最大利
得制御電圧Ｖbb maxは３.５Ｖ程度まで低下するのが一
般的である。ところで、上記バイアス抵抗Ｒ１の電圧降
下ΔＶbbは、バイアス抵抗Ｒ１とバイアス抵抗Ｒ２との
分割比で調整可能であるから無視すると、上述のごとく
シリコンバイポーラトランジスタのオン電圧Ｖbiは０.
７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴのオン電圧Ｖbiは１.３Ｖで
あるから、 Ｖbb on ＝２Ｖbi＋ΔＶbb から、増幅器オン電圧Ｖbb onは、シリコンバイポーラ
トランジスタの場合にはＶbb on＝1.４Ｖとなり、ＧaＡ
sＨＢＴの場合には増幅器オン電圧Ｖbb on＝２.６Ｖと
なる。したがって、何れのバイポーラトランジスタを用
いた場合でも、上記バッテリの電源電圧として４.８Ｖ
を採用した場合における最大利得制御電圧Ｖbb max＝
３.５Ｖより低く、バッテリ電源電圧として４.８Ｖを使
用する場合には、電力増幅用トランジスタＴr１は、Ａ
級あるいは少なくともＡＢ級の電力増幅器として動作可
能なのである。
ルセルラ用携帯端末のバッテリの電源電圧としてはニッ
ケル水素電池４セル直列接続構成の４.８Ｖが主流であ
る。ところが、ベース駆動用トランジスタＴr２等から
なる利得制御回路内での電圧降下があるために、最大利
得制御電圧Ｖbb maxは３.５Ｖ程度まで低下するのが一
般的である。ところで、上記バイアス抵抗Ｒ１の電圧降
下ΔＶbbは、バイアス抵抗Ｒ１とバイアス抵抗Ｒ２との
分割比で調整可能であるから無視すると、上述のごとく
シリコンバイポーラトランジスタのオン電圧Ｖbiは０.
７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴのオン電圧Ｖbiは１.３Ｖで
あるから、 Ｖbb on ＝２Ｖbi＋ΔＶbb から、増幅器オン電圧Ｖbb onは、シリコンバイポーラ
トランジスタの場合にはＶbb on＝1.４Ｖとなり、ＧaＡ
sＨＢＴの場合には増幅器オン電圧Ｖbb on＝２.６Ｖと
なる。したがって、何れのバイポーラトランジスタを用
いた場合でも、上記バッテリの電源電圧として４.８Ｖ
を採用した場合における最大利得制御電圧Ｖbb max＝
３.５Ｖより低く、バッテリ電源電圧として４.８Ｖを使
用する場合には、電力増幅用トランジスタＴr１は、Ａ
級あるいは少なくともＡＢ級の電力増幅器として動作可
能なのである。
【００２０】ところが、上記携帯端末の更なる小型・軽
量化を図るために、バッテリの電源電圧をニッケル水素
電池３セル直列接続構成あるいはリチウムイオン電池１
セル構成の３.６Ｖにした場合には、上記利得制御回路
内での電圧降下のために最大利得制御電圧Ｖbb maxは
２.２Ｖ程度まで低下してしまう。この場合には、トラ
ンジスタとしてＧaＡsＨＢＴを使用すると、最大利得制
御電圧Ｖbb max＝２.２Ｖは増幅器オン電圧Ｖbb on＝
２.６Ｖよりも低くなり、電力増幅用トランジスタＴr１
の動作がＣ級動作となって、電力増幅器の利得および出
力が低下してしまう。さらに、入力信号のレベルに制限
がある場合には、利得低下は出力低下を招くために、問
題はより深刻となる。
量化を図るために、バッテリの電源電圧をニッケル水素
電池３セル直列接続構成あるいはリチウムイオン電池１
セル構成の３.６Ｖにした場合には、上記利得制御回路
内での電圧降下のために最大利得制御電圧Ｖbb maxは
２.２Ｖ程度まで低下してしまう。この場合には、トラ
ンジスタとしてＧaＡsＨＢＴを使用すると、最大利得制
御電圧Ｖbb max＝２.２Ｖは増幅器オン電圧Ｖbb on＝
２.６Ｖよりも低くなり、電力増幅用トランジスタＴr１
の動作がＣ級動作となって、電力増幅器の利得および出
力が低下してしまう。さらに、入力信号のレベルに制限
がある場合には、利得低下は出力低下を招くために、問
題はより深刻となる。
【００２１】尚、トランジスタとしてシリコンバイポー
ラトランジスタを使用する場合は、ＧaＡsＨＢＴを使用
する場合より増幅器オン電圧Ｖbb onが低いので、上記
問題の深刻さは緩いが、バッテリの電源電圧を更に低く
する場合には、ＧaＡsＨＢＴの場合と同様に上記問題が
深刻となる。
ラトランジスタを使用する場合は、ＧaＡsＨＢＴを使用
する場合より増幅器オン電圧Ｖbb onが低いので、上記
問題の深刻さは緩いが、バッテリの電源電圧を更に低く
する場合には、ＧaＡsＨＢＴの場合と同様に上記問題が
深刻となる。
【００２２】移動体通信で使用される準マイクロ波以上
(８００ＭＨz以上)の周波数領域では、ＧaＡsＨＢＴ
は、シリコンバイポーラトランジスタに比して低電圧動
作時の電力付加効率が高く、端末の消費電流低減や通話
時間延長に大きく寄与するために、上述の問題を解決し
て、電力増幅器としてＧaＡsＨＢＴを使用可能とする意
義は非常に大きい。
(８００ＭＨz以上)の周波数領域では、ＧaＡsＨＢＴ
は、シリコンバイポーラトランジスタに比して低電圧動
作時の電力付加効率が高く、端末の消費電流低減や通話
時間延長に大きく寄与するために、上述の問題を解決し
て、電力増幅器としてＧaＡsＨＢＴを使用可能とする意
義は非常に大きい。
【００２３】そこで、この発明の目的は、実効利得制御
電圧範囲が広く、低電圧動作時においても利得および出
力電圧の大きいトランジスタ電力増幅器を提供すること
にある。
電圧範囲が広く、低電圧動作時においても利得および出
力電圧の大きいトランジスタ電力増幅器を提供すること
にある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増幅器は、
バイポーラトランジスタで構成されると共に,エミッタ
が接地され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され
て,ベースに入力された信号を増幅して上記コレクタか
ら出力する第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されると共に，エミッタに上記第１トランジス
タのベースが接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源
が接続され,ベースに利得制御用電源が接続された第２
トランジスタと、上記利得制御用電源と上記第１トラン
ジスタのベースとに接続された抵抗を備えたことを特徴
としている。
め、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増幅器は、
バイポーラトランジスタで構成されると共に,エミッタ
が接地され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され
て,ベースに入力された信号を増幅して上記コレクタか
ら出力する第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されると共に，エミッタに上記第１トランジス
タのベースが接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源
が接続され,ベースに利得制御用電源が接続された第２
トランジスタと、上記利得制御用電源と上記第１トラン
ジスタのベースとに接続された抵抗を備えたことを特徴
としている。
【００２５】上記構成によれば、利得制御用電源にベー
スが接続された第２トランジスタがオンするまでは、上
記利得制御用電源と第１トランジスタのベースとに接続
された抵抗を介して、上記利得制御用電源によって上記
第１トランジスタが直接バイアスされる。こうして、上
記利得制御用電源による実効利得制御電圧範囲が、上記
第２トランジスタを介してのみ上記第１トランジスタを
バイアスする場合の実効利得制御電圧範囲よりも、上記
第２トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧分だけ
拡大される。
スが接続された第２トランジスタがオンするまでは、上
記利得制御用電源と第１トランジスタのベースとに接続
された抵抗を介して、上記利得制御用電源によって上記
第１トランジスタが直接バイアスされる。こうして、上
記利得制御用電源による実効利得制御電圧範囲が、上記
第２トランジスタを介してのみ上記第１トランジスタを
バイアスする場合の実効利得制御電圧範囲よりも、上記
第２トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧分だけ
拡大される。
【００２６】また、請求項２に係る発明は、請求項１に
係る発明のトランジスタ電力増幅器において、上記利得
制御用電源の電圧は、上記第１トランジスタのベース−
エミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間オン電圧との和以下であることを特徴として
いる。
係る発明のトランジスタ電力増幅器において、上記利得
制御用電源の電圧は、上記第１トランジスタのベース−
エミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間オン電圧との和以下であることを特徴として
いる。
【００２７】上記構成によれば、請求項１に係る発明の
トランジスタ電力増幅器の場合と同様に、利得制御用電
源による実効利得制御範囲が第２トランジスタのベース
−エミッタ間オン電圧分だけ拡大される。したがって、
上記利得制御用電源の電圧が上記第１トランジスタのベ
ース−エミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベ
ース−エミッタ間オン電圧との和以下であっても、上記
利得制御用電源によって第１トランジスタのバイアス点
が変化されて、利得が制御される。
トランジスタ電力増幅器の場合と同様に、利得制御用電
源による実効利得制御範囲が第２トランジスタのベース
−エミッタ間オン電圧分だけ拡大される。したがって、
上記利得制御用電源の電圧が上記第１トランジスタのベ
ース−エミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベ
ース−エミッタ間オン電圧との和以下であっても、上記
利得制御用電源によって第１トランジスタのバイアス点
が変化されて、利得が制御される。
【００２８】また、請求項３に係る発明は、バイポーラ
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続されて,ベースに
入力された信号を増幅して上記コレクタから出力する第
１トランジスタと、バイポーラトランジスタで構成され
ると共に,エミッタに上記第１トランジスタのベースが
接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベ
ースに利得制御用電源が接続された第２トランジスタ
と、上記第１トランジスタインのベースに信号を入力す
るための信号入力端子と、上記第２トランジスタのベー
スと信号入力端子とを接続するインピーダンス回路を備
えたことを特徴としている。
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続されて,ベースに
入力された信号を増幅して上記コレクタから出力する第
１トランジスタと、バイポーラトランジスタで構成され
ると共に,エミッタに上記第１トランジスタのベースが
接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベ
ースに利得制御用電源が接続された第２トランジスタ
と、上記第１トランジスタインのベースに信号を入力す
るための信号入力端子と、上記第２トランジスタのベー
スと信号入力端子とを接続するインピーダンス回路を備
えたことを特徴としている。
【００２９】また、請求項４に係る発明は、バイポーラ
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続されて,ベースに
入力された信号を増幅して上記コレクタから出力する第
１トランジスタと、バイポーラトランジスタで構成され
ると共に,エミッタに上記第１トランジスタのベースが
接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベ
ースに利得制御用電源が接続された第２トランジスタ
と、上記第２トランジスタのベースと上記第１トランジ
スタのベースとを接続するインピーダンス回路を備えた
ことを特徴としている。
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続されて,ベースに
入力された信号を増幅して上記コレクタから出力する第
１トランジスタと、バイポーラトランジスタで構成され
ると共に,エミッタに上記第１トランジスタのベースが
接続され,コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベ
ースに利得制御用電源が接続された第２トランジスタ
と、上記第２トランジスタのベースと上記第１トランジ
スタのベースとを接続するインピーダンス回路を備えた
ことを特徴としている。
【００３０】また、請求項５に係る発明は、バイポーラ
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベースにイ
ンピーダンス整合回路が接続されて,上記インピーダン
ス整合回路を介してベースに入力された信号を増幅して
上記コレクタから出力する第１トランジスタと、バイポ
ーラトランジスタで構成されると共に,エミッタに上記
第１トランジスタのベースが接続され,コレクタにコレ
クタ駆動用電源が接続され,ベースに利得制御用電源が
接続された第２トランジスタと、上記第２トランジスタ
のベースとインピーダンス整合回路内とを接続するイン
ピーダンス回路を備えたことを特徴としている。
トランジスタで構成されると共に,エミッタが接地され,
コレクタにコレクタ駆動用電源が接続され,ベースにイ
ンピーダンス整合回路が接続されて,上記インピーダン
ス整合回路を介してベースに入力された信号を増幅して
上記コレクタから出力する第１トランジスタと、バイポ
ーラトランジスタで構成されると共に,エミッタに上記
第１トランジスタのベースが接続され,コレクタにコレ
クタ駆動用電源が接続され,ベースに利得制御用電源が
接続された第２トランジスタと、上記第２トランジスタ
のベースとインピーダンス整合回路内とを接続するイン
ピーダンス回路を備えたことを特徴としている。
【００３１】請求項３あるいは請求項４あるいは請求項
５の構成によれば、信号入力端子あるいは第１トランジ
スタのベースあるいはインピーダンス整合回路内と第２
トランジスタのベースとを接続しているインピーダンス
回路のインピーダンスを調整することによって、上記イ
ンピーダンス回路を介して接続されている上記第２トラ
ンジスタのエミッタの電位とベースの電位の交流的な相
対位相が同相になる。したがって、入力信号によって上
記第２トランジスタのエミッタ電位が上昇する際に、ベ
ース電位も上昇されて、上記第２トランジスタのベース
−エミッタ間電位の低下が抑制される。その結果、上記
第２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース
駆動能力の低下が防止されて、利得の低下が防止され
る。
５の構成によれば、信号入力端子あるいは第１トランジ
スタのベースあるいはインピーダンス整合回路内と第２
トランジスタのベースとを接続しているインピーダンス
回路のインピーダンスを調整することによって、上記イ
ンピーダンス回路を介して接続されている上記第２トラ
ンジスタのエミッタの電位とベースの電位の交流的な相
対位相が同相になる。したがって、入力信号によって上
記第２トランジスタのエミッタ電位が上昇する際に、ベ
ース電位も上昇されて、上記第２トランジスタのベース
−エミッタ間電位の低下が抑制される。その結果、上記
第２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース
駆動能力の低下が防止されて、利得の低下が防止され
る。
【００３２】また、請求項６に係る発明は、請求項１乃
至請求項５の何れか一つに記載のトランジスタ電力増幅
器において、上記バイポーラトランジスタは、ＧaＡsＨ
ＢＴであることを特徴としている。
至請求項５の何れか一つに記載のトランジスタ電力増幅
器において、上記バイポーラトランジスタは、ＧaＡsＨ
ＢＴであることを特徴としている。
【００３３】上記構成によれば、上記バイポーラトラン
ジスタとしてシリコンバイポーラトランジスタを使用し
た場合に比してベース−エミッタ間オン電圧は大きい、
ところが、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増幅
器の場合と同様に、実効利得制御範囲が第２トランジス
タのベース−エミッタ間オン電圧分だけ拡大されている
ので、十分に利得制御が行われる。また、上記構成によ
れば、シリコンバイポーラトランジスタを使用した場合
に比して利得制御用電源端から見た第１トランジスタの
オン電圧は大きい、ところが、請求項３乃至請求項５の
何れか一つに係る発明のトランジスタ電力増幅器の場合
と同様に、入力信号による上記第２トランジスタのベー
ス−エミッタ間電位の低下が抑制される。したがって、
上記オン電圧の値に拘わらず上記第２トランジスタによ
る第１トランジスタのベース駆動能力が補償されること
になり、利得の低下が防止される。
ジスタとしてシリコンバイポーラトランジスタを使用し
た場合に比してベース−エミッタ間オン電圧は大きい、
ところが、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増幅
器の場合と同様に、実効利得制御範囲が第２トランジス
タのベース−エミッタ間オン電圧分だけ拡大されている
ので、十分に利得制御が行われる。また、上記構成によ
れば、シリコンバイポーラトランジスタを使用した場合
に比して利得制御用電源端から見た第１トランジスタの
オン電圧は大きい、ところが、請求項３乃至請求項５の
何れか一つに係る発明のトランジスタ電力増幅器の場合
と同様に、入力信号による上記第２トランジスタのベー
ス−エミッタ間電位の低下が抑制される。したがって、
上記オン電圧の値に拘わらず上記第２トランジスタによ
る第１トランジスタのベース駆動能力が補償されること
になり、利得の低下が防止される。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、この発明を図示の実施の形
態により詳細に説明する。 ＜第１実施の形態＞図１は本実施の形態のトランジスタ
電力増幅器における回路図である。このトランジスタ電
力増幅器は、バイポーラトランジスタを用いたエミッタ
接地型電力増幅器である。図中、Ｔr11は電力増幅用バ
イポーラトランジスタ（以下、電力増幅用トランジスタ
と略称する)であり、シリコンＮＰＮバイポーラトラン
ジスタあるいはＧaＡsＨＢＴで構成される。Ｔr12は電
力増幅用トランジスタＴr11のベース電流駆動用バイポ
ーラトランジスタ(以下、ベース駆動用トランジスタと
略称する)であり、シリコンＮＰＮバイポーラトランジ
スタあるいはＧaＡsＨＢＴで構成される。
態により詳細に説明する。 ＜第１実施の形態＞図１は本実施の形態のトランジスタ
電力増幅器における回路図である。このトランジスタ電
力増幅器は、バイポーラトランジスタを用いたエミッタ
接地型電力増幅器である。図中、Ｔr11は電力増幅用バ
イポーラトランジスタ（以下、電力増幅用トランジスタ
と略称する)であり、シリコンＮＰＮバイポーラトラン
ジスタあるいはＧaＡsＨＢＴで構成される。Ｔr12は電
力増幅用トランジスタＴr11のベース電流駆動用バイポ
ーラトランジスタ(以下、ベース駆動用トランジスタと
略称する)であり、シリコンＮＰＮバイポーラトランジ
スタあるいはＧaＡsＨＢＴで構成される。
【００３５】上記電力増幅用トランジスタＴr11のエミ
ッタは接地されており、ベースにはベース駆動用トラン
ジスタＴr12のエミッタが接続されている。そして、ベ
ース駆動用トランジスタＴr12のベースは直列に接続さ
れたベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ11,Ｒ12の間に接
続され、バイアス抵抗Ｒ11は本電力増幅器の利得を制御
するための利得制御電源Ｖbbに接続される一方、バイア
ス抵抗Ｒ12は接地されている。さらに、ベース駆動用ト
ランジスタＴr12のコレクタは、コレクタ電源Ｖccに接
続されている。
ッタは接地されており、ベースにはベース駆動用トラン
ジスタＴr12のエミッタが接続されている。そして、ベ
ース駆動用トランジスタＴr12のベースは直列に接続さ
れたベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ11,Ｒ12の間に接
続され、バイアス抵抗Ｒ11は本電力増幅器の利得を制御
するための利得制御電源Ｖbbに接続される一方、バイア
ス抵抗Ｒ12は接地されている。さらに、ベース駆動用ト
ランジスタＴr12のコレクタは、コレクタ電源Ｖccに接
続されている。
【００３６】上記電力増幅用トランジスタＴr11のベー
スには上記インピーダンス整合回路としての入力整合回
路１１が接続されており、この入力整合回路１１に信号
入力端子１２から信号が入力される。さらに、電力増幅
用トランジスタＴr11のベースには、バイアス抵抗Ｒ13
を介して利得制御電源Ｖbbが接続されている。また、電
力増幅用トランジスタＴr11のコレクタは、出力整合回
路１３を介してコレクタ電源Ｖccに接続されている。そ
して、上記電力増幅用トランジスタＴr11のコレクタか
らの増幅信号は出力整合回路１３を介して出力される。
尚、上記出力整合回路１３はコレクタバイアス回路を含
んで構成されているものとする。
スには上記インピーダンス整合回路としての入力整合回
路１１が接続されており、この入力整合回路１１に信号
入力端子１２から信号が入力される。さらに、電力増幅
用トランジスタＴr11のベースには、バイアス抵抗Ｒ13
を介して利得制御電源Ｖbbが接続されている。また、電
力増幅用トランジスタＴr11のコレクタは、出力整合回
路１３を介してコレクタ電源Ｖccに接続されている。そ
して、上記電力増幅用トランジスタＴr11のコレクタか
らの増幅信号は出力整合回路１３を介して出力される。
尚、上記出力整合回路１３はコレクタバイアス回路を含
んで構成されているものとする。
【００３７】図２に、図１に示すトランジスタ電力増幅
器におけるコレクタ電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関
係を示す。本実施の形態においては、上記電力増幅用ト
ランジスタＴr11は、バイアス抵抗Ｒ13によって、利得
制御電源Ｖbbから直接バイアスされる。そのため、バイ
ポーラトランジスタのベースーエミッタ間のオン電圧を
Ｖbiとした場合、利得制御電源Ｖbb端から見た電力増幅
用トランジスタＴr11のオン電圧(増幅器オン電圧)Ｖbb
onは Ｖbb on ＝Ｖbi となる。
器におけるコレクタ電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関
係を示す。本実施の形態においては、上記電力増幅用ト
ランジスタＴr11は、バイアス抵抗Ｒ13によって、利得
制御電源Ｖbbから直接バイアスされる。そのため、バイ
ポーラトランジスタのベースーエミッタ間のオン電圧を
Ｖbiとした場合、利得制御電源Ｖbb端から見た電力増幅
用トランジスタＴr11のオン電圧(増幅器オン電圧)Ｖbb
onは Ｖbb on ＝Ｖbi となる。
【００３８】この増幅器オン電圧Ｖbb onまでは、上記
電力増幅用トランジスタＴr11はオンしないので、利得
制御電圧Ｖbbの最大値をＶbb maxとすると、利得を制御
し得る実効的な電圧(実効利得制御電圧)Ｖbbwは、 Ｖbbw＝Ｖbb max−Ｖbb on ＝Ｖbb max−Ｖbi となり、図８に示す従来の電力増幅器における実効利得
制御電圧Ｖbbwよりもベース駆動用トランジスタＴr12の
オン電圧Ｖbi分だけ大きくなる。
電力増幅用トランジスタＴr11はオンしないので、利得
制御電圧Ｖbbの最大値をＶbb maxとすると、利得を制御
し得る実効的な電圧(実効利得制御電圧)Ｖbbwは、 Ｖbbw＝Ｖbb max−Ｖbb on ＝Ｖbb max−Ｖbi となり、図８に示す従来の電力増幅器における実効利得
制御電圧Ｖbbwよりもベース駆動用トランジスタＴr12の
オン電圧Ｖbi分だけ大きくなる。
【００３９】ここで、バッテリの電源電圧をニッケル水
素電池４セル直列接続構成の４.８Ｖとする。そして、
最大利得制御電圧Ｖbb maxが電源電圧の４.８Ｖまで使
えたとすると、上述のごとくシリコンバイポーラトラン
ジスタのオン電圧Ｖbiは０.７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴ
のオン電圧Ｖbiは１.３Ｖであるから、実効利得制御電
圧Ｖbbwの最大値は、シリコンバイポーラトランジスタ
の場合にはＶbbw＝４.１Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合
にはＶbbw＝３.５Ｖとなる。すなわち、上述したごと
く、図７に示す従来の電力増幅器の場合におけるバッテ
リの電源電圧が４.８Ｖでの実効利得制御電圧Ｖbbwの最
大値が、シリコンバイポーラトランジスタの場合にはＶ
bbw＝３.４Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴの場合にはＶbbw＝
２.２Ｖであることから、本実施の形態によれば、実効
利得制御電圧範囲が従来の電力増幅器よりも、シリコン
バイポーラトランジスタの場合で２０％、ＧaＡsＨＢＴ
の場合で６０％広くできるのである。
素電池４セル直列接続構成の４.８Ｖとする。そして、
最大利得制御電圧Ｖbb maxが電源電圧の４.８Ｖまで使
えたとすると、上述のごとくシリコンバイポーラトラン
ジスタのオン電圧Ｖbiは０.７Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴ
のオン電圧Ｖbiは１.３Ｖであるから、実効利得制御電
圧Ｖbbwの最大値は、シリコンバイポーラトランジスタ
の場合にはＶbbw＝４.１Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合
にはＶbbw＝３.５Ｖとなる。すなわち、上述したごと
く、図７に示す従来の電力増幅器の場合におけるバッテ
リの電源電圧が４.８Ｖでの実効利得制御電圧Ｖbbwの最
大値が、シリコンバイポーラトランジスタの場合にはＶ
bbw＝３.４Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴの場合にはＶbbw＝
２.２Ｖであることから、本実施の形態によれば、実効
利得制御電圧範囲が従来の電力増幅器よりも、シリコン
バイポーラトランジスタの場合で２０％、ＧaＡsＨＢＴ
の場合で６０％広くできるのである。
【００４０】また、上記バッテリの電源電圧をニッケル
水素電池３セル直列接続構成あるいはリチウムイオン電
池１セル構成の３.６Ｖに移行した場合を考える。上記
最大利得制御電圧Ｖbb maxが電源電圧の３.６Ｖまで使
えたとすると、実効利得制御電圧Ｖbbwの最大値は、シ
リコンバイポーラトランジスタの場合ではＶbbw＝２.９
Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合ではＶbbw＝２.３Ｖとな
る。この場合には、従来の電力増幅器の場合におけるバ
ッテリ電源電圧が３.６Ｖでの実効利得制御電圧Ｖbbwの
最大値が、シリコンバイポーラトランジスタの場合にＶ
bbw＝２.２Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴの場合にＶbb＝１.
０Ｖであることから、本実施の形態によれば、実効利得
制御電圧範囲が従来の電力増幅器より、シリコンバイポ
ーラトランジスタの場合で３０％、ＧaＡsＨＢＴの場合
で１３０％広くできるのである。
水素電池３セル直列接続構成あるいはリチウムイオン電
池１セル構成の３.６Ｖに移行した場合を考える。上記
最大利得制御電圧Ｖbb maxが電源電圧の３.６Ｖまで使
えたとすると、実効利得制御電圧Ｖbbwの最大値は、シ
リコンバイポーラトランジスタの場合ではＶbbw＝２.９
Ｖとなり、ＧaＡsＨＢＴの場合ではＶbbw＝２.３Ｖとな
る。この場合には、従来の電力増幅器の場合におけるバ
ッテリ電源電圧が３.６Ｖでの実効利得制御電圧Ｖbbwの
最大値が、シリコンバイポーラトランジスタの場合にＶ
bbw＝２.２Ｖであり、ＧaＡsＨＢＴの場合にＶbb＝１.
０Ｖであることから、本実施の形態によれば、実効利得
制御電圧範囲が従来の電力増幅器より、シリコンバイポ
ーラトランジスタの場合で３０％、ＧaＡsＨＢＴの場合
で１３０％広くできるのである。
【００４１】このように、本実施の形態による従来の電
力増幅器に対する実効利得制御電圧範囲の増大率は、バ
ッテリの電源電圧が４.８Ｖの場合よりも３.６Ｖの場合
の方が大きく、本実施の形態は、バッテリ電源電圧が低
い場合により高い場合に効果を発揮できると言える。ま
た、本実施の形態による従来の電力増幅器に対する実効
利得制御電圧範囲の増大率は、シリコンバイポーラトラ
ンジスタの場合よりもＧaＡsＨＢＴの場合の方が大き
く、本実施の形態は、ベース−エミッタ間オン電圧Ｖbi
の高いＧaＡsＨＢＴを増幅素子として用いる場合により
高い効果を発揮できると言える。
力増幅器に対する実効利得制御電圧範囲の増大率は、バ
ッテリの電源電圧が４.８Ｖの場合よりも３.６Ｖの場合
の方が大きく、本実施の形態は、バッテリ電源電圧が低
い場合により高い場合に効果を発揮できると言える。ま
た、本実施の形態による従来の電力増幅器に対する実効
利得制御電圧範囲の増大率は、シリコンバイポーラトラ
ンジスタの場合よりもＧaＡsＨＢＴの場合の方が大き
く、本実施の形態は、ベース−エミッタ間オン電圧Ｖbi
の高いＧaＡsＨＢＴを増幅素子として用いる場合により
高い効果を発揮できると言える。
【００４２】また、本実施の形態におけるバッテリ電源
電圧の４.８Ｖから３.６Ｖへの減少時における実効利得
制御電圧Ｖbbwの縮小率は、電源電圧の４.８Ｖから３.
６Ｖへの縮小率が７５％であるのに対して、シリコンバ
イポーラトランジスタの場合では７０％、ＧaＡsＨＢＴ
の場合では６６％と、電源電圧の縮小率に略匹敵してお
り、バッテリ電源電圧の低下による実効利得制御電圧範
囲の極端な低下は起きないのである。
電圧の４.８Ｖから３.６Ｖへの減少時における実効利得
制御電圧Ｖbbwの縮小率は、電源電圧の４.８Ｖから３.
６Ｖへの縮小率が７５％であるのに対して、シリコンバ
イポーラトランジスタの場合では７０％、ＧaＡsＨＢＴ
の場合では６６％と、電源電圧の縮小率に略匹敵してお
り、バッテリ電源電圧の低下による実効利得制御電圧範
囲の極端な低下は起きないのである。
【００４３】ところで、上記利得制御電圧Ｖbbが増幅器
オン電圧Ｖbb on(＝Ｖbi：ベース駆動用トランジスタＴ
r12のベース−エミッタ間オン電圧)より高い場合には、
ベース駆動用トランジスタＴr12がオンして電力増幅用
トランジスタＴr11にベース電流を供給できる。したが
って、バイアス抵抗Ｒ13で供給すべき電力増幅用トラン
ジスタＴr11へのベース電流は、ベース駆動用トランジ
スタＴr12から電力増幅用トランジスタＴr11へベース電
流が供給されるまでの補完的な電流でよい。そのため
に、バイアス抵抗Ｒ13に流す電流は小さな電流でよく、
本実施の形態における利得制御電流Ｉbbは、少なくと
も、ベース駆動用トランジスタＴr12を設けない場合の
利得制御電流Ｉbbよりも小さい電流でよい。
オン電圧Ｖbb on(＝Ｖbi：ベース駆動用トランジスタＴ
r12のベース−エミッタ間オン電圧)より高い場合には、
ベース駆動用トランジスタＴr12がオンして電力増幅用
トランジスタＴr11にベース電流を供給できる。したが
って、バイアス抵抗Ｒ13で供給すべき電力増幅用トラン
ジスタＴr11へのベース電流は、ベース駆動用トランジ
スタＴr12から電力増幅用トランジスタＴr11へベース電
流が供給されるまでの補完的な電流でよい。そのため
に、バイアス抵抗Ｒ13に流す電流は小さな電流でよく、
本実施の形態における利得制御電流Ｉbbは、少なくと
も、ベース駆動用トランジスタＴr12を設けない場合の
利得制御電流Ｉbbよりも小さい電流でよい。
【００４４】すなわち、例えば、上記バッテリの電源電
圧が４.８Ｖ、最大出力電力(利得制御電圧Ｖbbが最大利
得制御電圧Ｖbb maxである場合の出力電力)が３ワット
(３４.８dＢｍ)、電力付加効率が５０％、電力増幅用ト
ランジスタＴr11の平均コレクタ電流が１.２５Ａ、電力
増幅用トランジスタＴr11の電流増幅率が１０の場合で
あって、最大利得制御電圧Ｖbb max時の動作利得を１０
dＢとし、電力増幅用トランジスタＴr11オフ時の入出力
間アイソレーションを−２０dＢとすると、本トランジ
スタ電力増幅器の利得制御範囲は３０dＢとなる。
圧が４.８Ｖ、最大出力電力(利得制御電圧Ｖbbが最大利
得制御電圧Ｖbb maxである場合の出力電力)が３ワット
(３４.８dＢｍ)、電力付加効率が５０％、電力増幅用ト
ランジスタＴr11の平均コレクタ電流が１.２５Ａ、電力
増幅用トランジスタＴr11の電流増幅率が１０の場合で
あって、最大利得制御電圧Ｖbb max時の動作利得を１０
dＢとし、電力増幅用トランジスタＴr11オフ時の入出力
間アイソレーションを−２０dＢとすると、本トランジ
スタ電力増幅器の利得制御範囲は３０dＢとなる。
【００４５】ここで、利得制御は、通常dＢ単位で行う
ので、利得制御範囲３０dＢのうちの１５dＢ分を、バイ
アス抵抗Ｒ13を介する電力増幅用トランジスタＴr11の
ベース電流駆動で賄うとすると、バイアス抵抗Ｒ13は１
００ミリワットまで賄えばよいことになる。したがっ
て、電力付加効率が５％まで低下したと仮定しても、バ
イアス抵抗Ｒ13に流す電流は４０mＡでよく、ベース駆
動用トランジスタＴr12のベースを駆動する分の電流１
２.５mＡ(従来の技術の項を参照)を合わせても利得制御
電流Ｉbbは５０mＡ程度となる。すなわち、本実施の形
態における利得制御電流Ｉbbは、ベース駆動用トランジ
スタＴr12を付加しない場合の利得制御電流Ｉbb＝１２
５mＡ(従来の技術の項を参照)の半分以下ですむのであ
る。
ので、利得制御範囲３０dＢのうちの１５dＢ分を、バイ
アス抵抗Ｒ13を介する電力増幅用トランジスタＴr11の
ベース電流駆動で賄うとすると、バイアス抵抗Ｒ13は１
００ミリワットまで賄えばよいことになる。したがっ
て、電力付加効率が５％まで低下したと仮定しても、バ
イアス抵抗Ｒ13に流す電流は４０mＡでよく、ベース駆
動用トランジスタＴr12のベースを駆動する分の電流１
２.５mＡ(従来の技術の項を参照)を合わせても利得制御
電流Ｉbbは５０mＡ程度となる。すなわち、本実施の形
態における利得制御電流Ｉbbは、ベース駆動用トランジ
スタＴr12を付加しない場合の利得制御電流Ｉbb＝１２
５mＡ(従来の技術の項を参照)の半分以下ですむのであ
る。
【００４６】上述のように、上記実施の形態において
は、上記電力増幅用トランジスＴr11のベースと利得制
御電源Ｖbbとをバイアス抵抗Ｒ13を介して接続して、ベ
ース駆動用トランジスＴr12がオンするまでは、バイア
ス抵抗Ｒ13を介して利得制御電源Ｖbbから電力増幅用ト
ランジスタＴr11を直接バイアスするようにしている。
したがって、本トランジスタ電力増幅器における実効利
得制御電圧Ｖbbwの範囲をベース駆動用トランジスタＴr
12のベース−エミッタ間オン電圧Ｖbi分だけ拡大するこ
とができる。その効果は、特に、低コレクタ電圧動作時
の高周波特性に優れているＧaＡsＨＢＴの場合に大き
く、移動体通信用携帯端末におけるバッテリ電源電圧の
低下を可能にして小型・軽量化に貢献できる。
は、上記電力増幅用トランジスＴr11のベースと利得制
御電源Ｖbbとをバイアス抵抗Ｒ13を介して接続して、ベ
ース駆動用トランジスＴr12がオンするまでは、バイア
ス抵抗Ｒ13を介して利得制御電源Ｖbbから電力増幅用ト
ランジスタＴr11を直接バイアスするようにしている。
したがって、本トランジスタ電力増幅器における実効利
得制御電圧Ｖbbwの範囲をベース駆動用トランジスタＴr
12のベース−エミッタ間オン電圧Ｖbi分だけ拡大するこ
とができる。その効果は、特に、低コレクタ電圧動作時
の高周波特性に優れているＧaＡsＨＢＴの場合に大き
く、移動体通信用携帯端末におけるバッテリ電源電圧の
低下を可能にして小型・軽量化に貢献できる。
【００４７】＜第２実施の形態＞図３は本実施の形態の
トランジスタ電力増幅器における回路図である。電力増
幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トランジスタＴr2
2,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ22,入力整合回
路２１,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレクタ
電源Ｖccおよび利得制御電源Ｖbbは、図１に示す、第１
実施の形態における電力増幅用トランジスタＴr11,ベー
ス駆動用トランジスタＴr12,ベース電圧調整用バイアス
抵抗Ｒ11・Ｒ12,入力整合回路１１,信号入力端子１２,出
力整合回路１３,コレクタ電源Ｖccおよび利得制御電源
Ｖbbと同じ構成を有している。
トランジスタ電力増幅器における回路図である。電力増
幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トランジスタＴr2
2,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ22,入力整合回
路２１,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレクタ
電源Ｖccおよび利得制御電源Ｖbbは、図１に示す、第１
実施の形態における電力増幅用トランジスタＴr11,ベー
ス駆動用トランジスタＴr12,ベース電圧調整用バイアス
抵抗Ｒ11・Ｒ12,入力整合回路１１,信号入力端子１２,出
力整合回路１３,コレクタ電源Ｖccおよび利得制御電源
Ｖbbと同じ構成を有している。
【００４８】本実施の形態においては、上記信号入力端
子２２とベース駆動用トランジスタＴr22のベースとを
インピーダンス回路２５を介して交流的に接続してい
る。そして、インピーダンス回路２５におけるインピー
ダンスは、このインピーダンスの実部および虚部を調整
するにとによって任意の値に設定できる。したがって、
このインピーダンス回路２５によって、ベース駆動用ト
ランジスタＴr22のエミッタ電位とベース電位との交流
的な位相を同相にすることが可能なのである。
子２２とベース駆動用トランジスタＴr22のベースとを
インピーダンス回路２５を介して交流的に接続してい
る。そして、インピーダンス回路２５におけるインピー
ダンスは、このインピーダンスの実部および虚部を調整
するにとによって任意の値に設定できる。したがって、
このインピーダンス回路２５によって、ベース駆動用ト
ランジスタＴr22のエミッタ電位とベース電位との交流
的な位相を同相にすることが可能なのである。
【００４９】こうして、ベース駆動用トランジスタＴr2
2のベースとエミッタとが同相になることによって、信
号入力端子２２から入力された信号でベース駆動用トラ
ンジスタＴr22のエミッタ電位が上昇しても、同時に生
ずるベース電位の上昇によって、ベース駆動用トランジ
スタＴr22のベース−エミッタ間電圧の低下は回避され
るのである。その結果、上記ベース駆動用トランジスタ
Ｔr22は正常に動作することができるようになり、ベー
ス駆動用トランジスタＴr22による電力増幅用トランジ
スタＴr21のベース駆動能力の低下を抑制できる。
2のベースとエミッタとが同相になることによって、信
号入力端子２２から入力された信号でベース駆動用トラ
ンジスタＴr22のエミッタ電位が上昇しても、同時に生
ずるベース電位の上昇によって、ベース駆動用トランジ
スタＴr22のベース−エミッタ間電圧の低下は回避され
るのである。その結果、上記ベース駆動用トランジスタ
Ｔr22は正常に動作することができるようになり、ベー
ス駆動用トランジスタＴr22による電力増幅用トランジ
スタＴr21のベース駆動能力の低下を抑制できる。
【００５０】したがって、本実施の形態によれば、上記
電力増幅用トランジスタＴr21のベース−エミッタ間に
オン電圧Ｖbiが存在することに起因する電力増幅用トラ
ンジスタＴr21の利得低下が防止されて、出力信号の電
力が向上するのである。
電力増幅用トランジスタＴr21のベース−エミッタ間に
オン電圧Ｖbiが存在することに起因する電力増幅用トラ
ンジスタＴr21の利得低下が防止されて、出力信号の電
力が向上するのである。
【００５１】このように、本実施の形態においては、上
記利得制御電圧Ｖbbの値や増幅器オン電圧Ｖbb onの値
とは関係なく、ベース駆動用トランジスタＴr22による
電力増幅用トランジスタＴr21のベース駆動能力が補償
される。したがって、バッテリ電源電圧が４.８Ｖから
３.６Ｖに移行して最大利得制御電圧Ｖbb maxが２.２Ｖ
となり、ＧaＡsＨＢＴを増幅素子として使用した場合の
増幅器オン電圧Ｖbb on（２.６Ｖ)よりも低くなって動
作モードがＣ級となっても、大きな利得および出力電圧
を得ることができるのである。つまり、本実施の形態
は、上記利得制御電源Ｖbb端から見た電力増幅用トラン
ジスタＴr21のオン電圧Ｖbb onが高く、動作モードがＣ
級に成りやすいＧaＡsＨＢＴを増幅素子として用いた場
合に、より大きな効果を奏すると言える。
記利得制御電圧Ｖbbの値や増幅器オン電圧Ｖbb onの値
とは関係なく、ベース駆動用トランジスタＴr22による
電力増幅用トランジスタＴr21のベース駆動能力が補償
される。したがって、バッテリ電源電圧が４.８Ｖから
３.６Ｖに移行して最大利得制御電圧Ｖbb maxが２.２Ｖ
となり、ＧaＡsＨＢＴを増幅素子として使用した場合の
増幅器オン電圧Ｖbb on（２.６Ｖ)よりも低くなって動
作モードがＣ級となっても、大きな利得および出力電圧
を得ることができるのである。つまり、本実施の形態
は、上記利得制御電源Ｖbb端から見た電力増幅用トラン
ジスタＴr21のオン電圧Ｖbb onが高く、動作モードがＣ
級に成りやすいＧaＡsＨＢＴを増幅素子として用いた場
合に、より大きな効果を奏すると言える。
【００５２】図４は、上記インピーダンス回路２５を具
体的に開示した回路図である。このインピーダンス回路
２５は、抵抗ＲとインダクタＬとキャパシタＣとを直列
に接続して構成されており、抵抗Ｒ,インダクタＬおよ
びキャパシタＣの値の組み合わせによって任意のインピ
ーダンスを実現できるのである。
体的に開示した回路図である。このインピーダンス回路
２５は、抵抗ＲとインダクタＬとキャパシタＣとを直列
に接続して構成されており、抵抗Ｒ,インダクタＬおよ
びキャパシタＣの値の組み合わせによって任意のインピ
ーダンスを実現できるのである。
【００５３】上述のように、本実施の形態においては、
上記ベース駆動用トランジスタＴr22のベースと信号入
力端子２２とをインピーダンス回路２５を介して交流的
に接続して、ベース駆動用トランジスタＴr22のエミッ
タ電位の位相とベース電位の位相とを同相にしている。
したがって、入力信号によってベース駆動用トランジス
タＴr22のエミッタ電位とベース電位とが同時に上昇し
て、入力信号によるベース駆動用トランジスタＴr22の
ベース−エミッタ間電圧の低下が回避される。
上記ベース駆動用トランジスタＴr22のベースと信号入
力端子２２とをインピーダンス回路２５を介して交流的
に接続して、ベース駆動用トランジスタＴr22のエミッ
タ電位の位相とベース電位の位相とを同相にしている。
したがって、入力信号によってベース駆動用トランジス
タＴr22のエミッタ電位とベース電位とが同時に上昇し
て、入力信号によるベース駆動用トランジスタＴr22の
ベース−エミッタ間電圧の低下が回避される。
【００５４】すなわち、本実施の形態によれば、上記利
得制御電圧Ｖbbおよび増幅器オン電圧Ｖbb onには関係
なく、ベース駆動用トランジスタＴr22による電力増幅
用トランジスタＴr21のベース駆動能力の低下を抑制し
て、電力増幅用トランジスタＴr21の利得低下を防止で
きるのである。その効果は、特に、低コレクタ電圧動作
時の高周波特性に優れているＧaＡsＨＢＴの場合に大き
く、移動体通信用携帯端末におけるバッテリ電源電圧の
低下を可能にして小型・軽量化に貢献できる。
得制御電圧Ｖbbおよび増幅器オン電圧Ｖbb onには関係
なく、ベース駆動用トランジスタＴr22による電力増幅
用トランジスタＴr21のベース駆動能力の低下を抑制し
て、電力増幅用トランジスタＴr21の利得低下を防止で
きるのである。その効果は、特に、低コレクタ電圧動作
時の高周波特性に優れているＧaＡsＨＢＴの場合に大き
く、移動体通信用携帯端末におけるバッテリ電源電圧の
低下を可能にして小型・軽量化に貢献できる。
【００５５】ここで、上記インピーダンス回路２５は、
上述のようにベース駆動用トランジスタＴr22のエミッ
タ電位とベース電位との交流的な相対位相を任意に設定
できる。したがって、インピーダンス２５の信号入力端
子２２側の接続位置は、信号入力端子２２から電力増幅
用トランジスタＴr21のベース端までの何れでもよいこ
とになる。
上述のようにベース駆動用トランジスタＴr22のエミッ
タ電位とベース電位との交流的な相対位相を任意に設定
できる。したがって、インピーダンス２５の信号入力端
子２２側の接続位置は、信号入力端子２２から電力増幅
用トランジスタＴr21のベース端までの何れでもよいこ
とになる。
【００５６】＜第３実施の形態＞図５に示すトランジス
タ電力増幅器では、ベース駆動用トランジスタＴr32の
ベースと入力整合回路３１内とをインピーダンス回路３
５を介して交流的に接続している。尚、図５中における
電力増幅用トランジスタＴr31,ベース駆動用トランジス
タＴr32,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ31・Ｒ32,信号
入力端子３２,出力整合回路３３,コレクタ電源Ｖccおよ
び利得制御電源Ｖbbは、図３に示す、第２実施の形態に
おける電力増幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トラ
ンジスタＴr22,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ2
2,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレクタ電源Ｖ
ccおよび利得制御電源Ｖbbと同じ構成を有している。
タ電力増幅器では、ベース駆動用トランジスタＴr32の
ベースと入力整合回路３１内とをインピーダンス回路３
５を介して交流的に接続している。尚、図５中における
電力増幅用トランジスタＴr31,ベース駆動用トランジス
タＴr32,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ31・Ｒ32,信号
入力端子３２,出力整合回路３３,コレクタ電源Ｖccおよ
び利得制御電源Ｖbbは、図３に示す、第２実施の形態に
おける電力増幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トラ
ンジスタＴr22,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ2
2,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレクタ電源Ｖ
ccおよび利得制御電源Ｖbbと同じ構成を有している。
【００５７】本実施の形態においても、上記インピーダ
ンス回路３５のインピーダンスを任意に設定することに
よって、ベース駆動用トランジスタＴr32のエミッタ電
位とベース電位との交流的な位相を同相にすることがで
きる。したがって、利得制御電圧Ｖbbや増幅器オン電圧
Ｖbb onには関係なく、入力信号によるベース駆動用ト
ランジスタＴr32のベース−エミッタ間電圧の低下を回
避することができ、ベース駆動用トランジスタＴr32に
よる電力増幅用トランジスタＴr31のベース電流駆動能
力の低下を抑制できる。すなわち、本実施の形態によれ
ば、低電圧動作時においても電力増幅用トランジスタＴ
r31の利得低下を防止して、出力信号の電力を向上でき
るのである。
ンス回路３５のインピーダンスを任意に設定することに
よって、ベース駆動用トランジスタＴr32のエミッタ電
位とベース電位との交流的な位相を同相にすることがで
きる。したがって、利得制御電圧Ｖbbや増幅器オン電圧
Ｖbb onには関係なく、入力信号によるベース駆動用ト
ランジスタＴr32のベース−エミッタ間電圧の低下を回
避することができ、ベース駆動用トランジスタＴr32に
よる電力増幅用トランジスタＴr31のベース電流駆動能
力の低下を抑制できる。すなわち、本実施の形態によれ
ば、低電圧動作時においても電力増幅用トランジスタＴ
r31の利得低下を防止して、出力信号の電力を向上でき
るのである。
【００５８】＜第４実施の形態＞図６に示すトランジス
タ電力増幅器では、ベース駆動用トランジスタＴr42の
ベースと電力増幅用トランジスタＴr41のベースとをイ
ンピーダンス回路４５を介して交流的に接続している。
尚、図６中における電力増幅用トランジスタＴr41,ベー
ス駆動用トランジスタＴr42,ベース電圧調整用バイアス
抵抗Ｒ41・Ｒ42,入力整合回路４１,信号入力端子４２,出
力整合回路４３,コレクタ電源Ｖccおよび利得制御電源
Ｖbbは、図３に示す、第２実施の形態における上記電力
増幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トランジスタＴ
r22,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ22,入力整合
回路２１,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレク
タ電源Ｖccおよび利得制御電源Ｖbbと同じ構成を有して
いる。
タ電力増幅器では、ベース駆動用トランジスタＴr42の
ベースと電力増幅用トランジスタＴr41のベースとをイ
ンピーダンス回路４５を介して交流的に接続している。
尚、図６中における電力増幅用トランジスタＴr41,ベー
ス駆動用トランジスタＴr42,ベース電圧調整用バイアス
抵抗Ｒ41・Ｒ42,入力整合回路４１,信号入力端子４２,出
力整合回路４３,コレクタ電源Ｖccおよび利得制御電源
Ｖbbは、図３に示す、第２実施の形態における上記電力
増幅用トランジスタＴr21,ベース駆動用トランジスタＴ
r22,ベース電圧調整用バイアス抵抗Ｒ21・Ｒ22,入力整合
回路２１,信号入力端子２２,出力整合回路２３,コレク
タ電源Ｖccおよび利得制御電源Ｖbbと同じ構成を有して
いる。
【００５９】本実施の形態においても、上記インピーダ
ンス回路４５のインピーダンスを任意に設定することに
よって、ベース駆動用トランジスタＴr42のエミッタ電
位とベース電位との交流的な位相を同相にすることがで
きる。したがって、利得制御電圧Ｖbbや増幅器オン電圧
Ｖbb onには関係なく、入力信号によるベース駆動用ト
ランジスタＴr42のベース−エミッタ間電圧の低下を回
避することができ、ベース駆動用トランジスタＴr42に
よる電力増幅用トランジスタＴr41のベース駆動能力の
低下を抑制できる。すなわち、本実施の形態によれば、
低電圧動作時においても電力増幅用トランジスタＴr41
の利得低下を防止して、出力信号の電力を向上できるの
である。
ンス回路４５のインピーダンスを任意に設定することに
よって、ベース駆動用トランジスタＴr42のエミッタ電
位とベース電位との交流的な位相を同相にすることがで
きる。したがって、利得制御電圧Ｖbbや増幅器オン電圧
Ｖbb onには関係なく、入力信号によるベース駆動用ト
ランジスタＴr42のベース−エミッタ間電圧の低下を回
避することができ、ベース駆動用トランジスタＴr42に
よる電力増幅用トランジスタＴr41のベース駆動能力の
低下を抑制できる。すなわち、本実施の形態によれば、
低電圧動作時においても電力増幅用トランジスタＴr41
の利得低下を防止して、出力信号の電力を向上できるの
である。
【００６０】尚、第２実施の形態〜第４実施の形態にお
いて、実際には、トランジスタは接合容量や寄生インダ
クタンス等のリアクティブな成分を有する。そのため
に、ベース駆動用トランジスタＴr22,Ｔr32,Ｔr42のエ
ミッタ電位とベース電位との交流的な相対位相は同相か
らはずれる。しかしながら、このずれはインピーダンス
回路２５,３５,４５のインピーダンスによって調整可能
である。
いて、実際には、トランジスタは接合容量や寄生インダ
クタンス等のリアクティブな成分を有する。そのため
に、ベース駆動用トランジスタＴr22,Ｔr32,Ｔr42のエ
ミッタ電位とベース電位との交流的な相対位相は同相か
らはずれる。しかしながら、このずれはインピーダンス
回路２５,３５,４５のインピーダンスによって調整可能
である。
【００６１】上記第３,第４実施の形態におけるインピ
ーダンス回路３５,４５は、例えば図４に示すインピー
ダンス回路２５のごとく、抵抗ＲとインダクタＬとキャ
パシタＣとを直列に接続して構成できることは言うまで
もない。また、上記各インピーダンス回路２５,３５,４
５は、必ずしもＲＬＣ直列回路である必要はなく、イン
ピーダンスを任意の値に設定できる回路構成であればよ
い。また、上記各実施の形態においては、各電力増幅用
トランジスタＴr11,Ｔr21,Ｔr31,Ｔr41のコレクタ電源
と各ベース駆動幅用トランジスタＴr12,Ｔr22,Ｔr32,Ｔ
r42のコレクタ電源とを共通のコレクタ電源Ｖccとして
いるが、夫々異なる電源としても差し支えない。また、
上記実施の形態においては、電力増幅用トランジスＴr1
1のベースと利得制御電源Ｖbbとをバイアス抵抗Ｒ13を
介して接続して利得制御電源Ｖbbから電力増幅用トラン
ジスタＴr11を直接バイアスすることと、ベース駆動用
トランジスタのベースと信号入力端子または電力増幅用
トランジスタのベースまたは入力整合回路内とをインピ
ーダンス回路を介して接続してベース駆動用トランジス
のエミッタ電位の位相とベース電位の位相とを同相にす
ることとを、異なる実施の形態として説明している。し
かしながら、両方を同時に行って(つまり、図１と図３
または図５または図６とを組み合わせて)、実効利得制
御電圧範囲の拡大とベース駆動用トランジスタによる電
力増幅用トランジスタのベース駆動能力の低下防止とを
同時に図っても差し支えない。
ーダンス回路３５,４５は、例えば図４に示すインピー
ダンス回路２５のごとく、抵抗ＲとインダクタＬとキャ
パシタＣとを直列に接続して構成できることは言うまで
もない。また、上記各インピーダンス回路２５,３５,４
５は、必ずしもＲＬＣ直列回路である必要はなく、イン
ピーダンスを任意の値に設定できる回路構成であればよ
い。また、上記各実施の形態においては、各電力増幅用
トランジスタＴr11,Ｔr21,Ｔr31,Ｔr41のコレクタ電源
と各ベース駆動幅用トランジスタＴr12,Ｔr22,Ｔr32,Ｔ
r42のコレクタ電源とを共通のコレクタ電源Ｖccとして
いるが、夫々異なる電源としても差し支えない。また、
上記実施の形態においては、電力増幅用トランジスＴr1
1のベースと利得制御電源Ｖbbとをバイアス抵抗Ｒ13を
介して接続して利得制御電源Ｖbbから電力増幅用トラン
ジスタＴr11を直接バイアスすることと、ベース駆動用
トランジスタのベースと信号入力端子または電力増幅用
トランジスタのベースまたは入力整合回路内とをインピ
ーダンス回路を介して接続してベース駆動用トランジス
のエミッタ電位の位相とベース電位の位相とを同相にす
ることとを、異なる実施の形態として説明している。し
かしながら、両方を同時に行って(つまり、図１と図３
または図５または図６とを組み合わせて)、実効利得制
御電圧範囲の拡大とベース駆動用トランジスタによる電
力増幅用トランジスタのベース駆動能力の低下防止とを
同時に図っても差し支えない。
【００６２】
【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１に係
る発明のトランジスタ電力増幅器は、バイポーラトラン
ジスタで構成された電力増幅用の第１トランジスタと、
バイポーラトランジスタで構成されて上記第１トランジ
スタのベースを駆動する第２トランジスタとを有し、上
記第２トランジスタのベースに接続された利得制御用電
源と上記第１トランジスタのベースとを抵抗で直接接続
したので、上記第２トランジスタがオンするまでは、上
記抵抗を介して、上記利得制御用電源によって上記第１
トランジスタを第２トランジスタを介さずに直接バイア
スできる。
る発明のトランジスタ電力増幅器は、バイポーラトラン
ジスタで構成された電力増幅用の第１トランジスタと、
バイポーラトランジスタで構成されて上記第１トランジ
スタのベースを駆動する第２トランジスタとを有し、上
記第２トランジスタのベースに接続された利得制御用電
源と上記第１トランジスタのベースとを抵抗で直接接続
したので、上記第２トランジスタがオンするまでは、上
記抵抗を介して、上記利得制御用電源によって上記第１
トランジスタを第２トランジスタを介さずに直接バイア
スできる。
【００６３】したがって、上記利得制御用電源による実
効利得制御電圧範囲が、上記第２トランジスタを介して
のみ上記第１トランジスタをバイアスする場合の実効利
得制御電圧範囲よりも、上記第２トランジスタのベース
−エミッタ間オン電圧分だけ拡大できる。すなわち、こ
の発明によれば、電源電圧が低下されて上記利得制御用
電源の電圧が低下しても、十分な利得制御を行うことが
できる。
効利得制御電圧範囲が、上記第２トランジスタを介して
のみ上記第１トランジスタをバイアスする場合の実効利
得制御電圧範囲よりも、上記第２トランジスタのベース
−エミッタ間オン電圧分だけ拡大できる。すなわち、こ
の発明によれば、電源電圧が低下されて上記利得制御用
電源の電圧が低下しても、十分な利得制御を行うことが
できる。
【００６４】また、請求項２に係る発明のトランジスタ
電力増幅器における利得制御用電源の電圧は、上記第１
トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧と上記第２
トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧との和以下
であるので、低電圧動作時にも十分対処できる。尚、こ
の場合には、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増
幅器の場合と同様に、利得制御用電源による実効利得制
御電圧範囲が第２トランジスタのベース−エミッタ間オ
ン電圧分だけ拡大されている。したがって、上記利得制
御用電源の電圧が、上記第１トランジスタのベース−エ
ミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベース−エ
ミッタ間オン電圧との和以下であっても、上記利得制御
用電源によって十分利得を制御できるのである。
電力増幅器における利得制御用電源の電圧は、上記第１
トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧と上記第２
トランジスタのベース−エミッタ間オン電圧との和以下
であるので、低電圧動作時にも十分対処できる。尚、こ
の場合には、請求項１に係る発明のトランジスタ電力増
幅器の場合と同様に、利得制御用電源による実効利得制
御電圧範囲が第２トランジスタのベース−エミッタ間オ
ン電圧分だけ拡大されている。したがって、上記利得制
御用電源の電圧が、上記第１トランジスタのベース−エ
ミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタのベース−エ
ミッタ間オン電圧との和以下であっても、上記利得制御
用電源によって十分利得を制御できるのである。
【００６５】また、請求項３に係る発明のトランジスタ
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースに接続された信号入力端子とをインピー
ダンス回路で接続したので、上記インピーダンス回路の
インピーダンスを調整することによって、上記信号入力
端子に接続されている上記第２トランジスタのエミッタ
電位とベース電位の交流的な相対位相を同相にできる。
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースに接続された信号入力端子とをインピー
ダンス回路で接続したので、上記インピーダンス回路の
インピーダンスを調整することによって、上記信号入力
端子に接続されている上記第２トランジスタのエミッタ
電位とベース電位の交流的な相対位相を同相にできる。
【００６６】したがって、入力信号によって第２トラン
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
【００６７】また、請求項４に係る発明のトランジスタ
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースとをインピーダンス回路で接続したの
で、上記インピーダンス回路のインピーダンスを調整す
ることによって、上記第２トランジスタのエミッタ電位
とベース電位の交流的な相対位相を同相にできる。
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースとをインピーダンス回路で接続したの
で、上記インピーダンス回路のインピーダンスを調整す
ることによって、上記第２トランジスタのエミッタ電位
とベース電位の交流的な相対位相を同相にできる。
【００６８】したがって、入力信号によって第２トラン
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
【００６９】また、請求項５に係る発明のトランジスタ
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースに接続されたインピーダンス整合回路内
とをインピーダンス回路で接続したので、上記インピー
ダンス回路のインピーダンスを調整することによって、
上記第２トランジスタのエミッタ電位とベース電位の交
流的な相対位相を同相にできる。
電力増幅器は、バイポーラトランジスタで構成された電
力増幅用の第１トランジスタと、バイポーラトランジス
タで構成されて上記第１トランジスタのベースにエミッ
タが接続されたベース駆動用の第２トランジスタとを有
して、上記第２トランジスタのベースと上記第１トラン
ジスタのベースに接続されたインピーダンス整合回路内
とをインピーダンス回路で接続したので、上記インピー
ダンス回路のインピーダンスを調整することによって、
上記第２トランジスタのエミッタ電位とベース電位の交
流的な相対位相を同相にできる。
【００７０】したがって、入力信号によって第２トラン
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
ジスタのエミッタ電位が上昇する際にベース電位をも上
昇させることができ、上記第２トランジスタのベース−
エミッタ間電位の低下を抑制できる。その結果、上記第
２トランジスタによる上記第１トランジスタのベース駆
動能力の低下を防止でき、利得の低下を防止できる。
尚、この発明による効果は、利得制御用電源の電圧およ
び上記利得制御用電源から見た上記第１トランジスタの
オン電圧には関係なく得られる。したがって、この発明
によれば、低電圧動作時にも十分対処できる。
【００７１】また、請求項６に係る発明のトランジスタ
電力増幅器は、上記バイポーラトランジスタとしてＧa
ＡsＨＢＴを用いたので、低コレクタ電圧動作時の高周
波特性に優れ、バッテリの電源電圧低下に寄与できる。
したがって、この発明によれば、移動体通信用携帯端末
等の小型・軽量化を大いに促進できる。
電力増幅器は、上記バイポーラトランジスタとしてＧa
ＡsＨＢＴを用いたので、低コレクタ電圧動作時の高周
波特性に優れ、バッテリの電源電圧低下に寄与できる。
したがって、この発明によれば、移動体通信用携帯端末
等の小型・軽量化を大いに促進できる。
【００７２】尚、この場合には、請求項１に係る発明の
トランジスタ電力増幅器の場合と同様に、実効利得制御
電圧範囲が第２トランジスタのベース−エミッタ間オン
電圧分だけ拡大している。したがって、バイポーラトラ
ンジスタとして、シリコンバイポーラトランジスタより
もベース−エミッタ間オン電圧が大きいＧaＡsＨＢＴを
用いても、十分な利得制御が行われるのである。さら
に、請求項３乃至請求項５の何れか一つに係る発明のト
ランジスタ電力増幅器の場合と同様に、入力信号による
上記第２トランジスタのベース−エミッタ間電圧の低下
が抑制される。したがって、バイポーラトランジスタと
して、シリコンバイポーラトランジスタよりも上記利得
制御用電源端から見た第１トランジスタのオン電圧が大
きいＧaＡsＨＢＴを用いても、上記オン電圧に拘わらず
上記第２トランジスタによる第１トランジスタのベース
電流駆動能力が補償されて、利得の低下が防止されるの
である。
トランジスタ電力増幅器の場合と同様に、実効利得制御
電圧範囲が第２トランジスタのベース−エミッタ間オン
電圧分だけ拡大している。したがって、バイポーラトラ
ンジスタとして、シリコンバイポーラトランジスタより
もベース−エミッタ間オン電圧が大きいＧaＡsＨＢＴを
用いても、十分な利得制御が行われるのである。さら
に、請求項３乃至請求項５の何れか一つに係る発明のト
ランジスタ電力増幅器の場合と同様に、入力信号による
上記第２トランジスタのベース−エミッタ間電圧の低下
が抑制される。したがって、バイポーラトランジスタと
して、シリコンバイポーラトランジスタよりも上記利得
制御用電源端から見た第１トランジスタのオン電圧が大
きいＧaＡsＨＢＴを用いても、上記オン電圧に拘わらず
上記第２トランジスタによる第１トランジスタのベース
電流駆動能力が補償されて、利得の低下が防止されるの
である。
【図１】この発明のトランジスタ電力増幅器における回
路図である。
路図である。
【図２】図１に示すトランジスタ電力増幅器におけるコ
レクタ電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す図で
ある。
レクタ電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す図で
ある。
【図３】図１とは異なるトランジスタ電力増幅器におけ
る回路図である。
る回路図である。
【図４】図３におけるインピーダンス回路を具体的に開
示した回路図である。
示した回路図である。
【図５】図１および図３とは異なるトランジスタ電力増
幅器における回路図である。
幅器における回路図である。
【図６】図１,図３および図５とは異なるトランジスタ
電力増幅器における回路図である。
電力増幅器における回路図である。
【図７】従来のエミッタ接地型電力増幅器の回路図であ
る。
る。
【図８】図７に示す従来の電力増幅器におけるコレクタ
電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す図である。
電流Ｉccと利得制御電圧Ｖbbとの関係を示す図である。
１１,２１,３１,４１…入力整合回路、１２,２２,３２,
４２…信号入力端子、１３,２３,３３,４３…出力整合
回路、２５,３５,４５…インピーダンス回路、Ｔr11,Ｔ
r21,Ｔr31,Ｔr41…電力増幅用トランジスタ、Ｔr12,Ｔr
22,Ｔr32,Ｔr42…ベース駆動用トランジスタ、Ｒ11,Ｒ1
2,Ｒ13,Ｒ21,Ｒ22,Ｒ31,Ｒ32,Ｒ41,Ｒ42…バイアス抵
抗、Ｖcc…コレクタ電源、 Ｉcc…コレク
タ電流、Ｖbb…利得制御電源、 Ｉbb…利
得制御電流、Ｃ…キャパシタ、 Ｌ…
インダクタ、Ｒ…抵抗。
４２…信号入力端子、１３,２３,３３,４３…出力整合
回路、２５,３５,４５…インピーダンス回路、Ｔr11,Ｔ
r21,Ｔr31,Ｔr41…電力増幅用トランジスタ、Ｔr12,Ｔr
22,Ｔr32,Ｔr42…ベース駆動用トランジスタ、Ｒ11,Ｒ1
2,Ｒ13,Ｒ21,Ｒ22,Ｒ31,Ｒ32,Ｒ41,Ｒ42…バイアス抵
抗、Ｖcc…コレクタ電源、 Ｉcc…コレク
タ電流、Ｖbb…利得制御電源、 Ｉbb…利
得制御電流、Ｃ…キャパシタ、 Ｌ…
インダクタ、Ｒ…抵抗。
Claims (6)
- 【請求項１】 バイポーラトランジスタで構成されると
共に、エミッタが接地され、コレクタにコレクタ駆動用
電源が接続されて、ベースに入力された信号を増幅して
上記コレクタから出力する第１トランジスタと、 バイポーラトランジスタで構成されると共に、エミッタ
に上記第１トランジスタのベースが接続され、コレクタ
にコレクタ駆動用電源が接続され、ベースに利得制御用
電源が接続された第２トランジスタと、 上記利得制御用電源と上記第１トランジスタのベースと
に接続された抵抗を備えたことを特徴とするトランジス
タ電力増幅器。 - 【請求項２】 請求項１に記載のトランジスタ電力増幅
器において、 上記利得制御用電源の電圧は、上記第１トランジスタの
ベース−エミッタ間オン電圧と上記第２トランジスタの
ベース−エミッタ間オン電圧との和以下であることを特
徴とするトランジスタ電力増幅器。 - 【請求項３】 バイポーラトランジスタで構成されると
共に、エミッタが接地され、コレクタにコレクタ駆動用
電源が接続されて、ベースに入力された信号を増幅して
上記コレクタから出力する第１トランジスタと、 バイポーラトランジスタで構成されると共に、エミッタ
に上記第１トランジスタのベースが接続され、コレクタ
にコレクタ駆動用電源が接続され、ベースに利得制御用
電源が接続された第２トランジスタと、 上記第１トランジスタのベースに信号を入力するための
信号入力端子と、 上記第２トランジスタのベースと信号入力端子とを接続
するインピーダンス回路を備えたことを特徴とするトラ
ンジスタ電力増幅器。 - 【請求項４】 バイポーラトランジスタで構成されると
共に、エミッタが接地され、コレクタにコレクタ駆動用
電源が接続されて、ベースに入力された信号を増幅して
上記コレクタから出力する第１トランジスタと、 バイポーラトランジスタで構成されると共に、エミッタ
に上記第１トランジスタのベースが接続され、コレクタ
にコレクタ駆動用電源が接続され、ベースに利得制御用
電源が接続された第２トランジスタと、 上記第２トランジスタのベースと上記第１トランジスタ
のベースとを接続するインピーダンス回路を備えたこと
を特徴とするトランジスタ電力増幅器。 - 【請求項５】 バイポーラトランジスタで構成されると
共に、エミッタが接地され、コレクタにコレクタ駆動用
電源が接続され、ベースにインピーダンス整合回路が接
続されて、上記インピーダンス整合回路を介してベース
に入力された信号を増幅して上記コレクタから出力する
第１トランジスタと、 バイポーラトランジスタで構成されると共に、エミッタ
に上記第１トランジスタのベースが接続され、コレクタ
にコレクタ駆動用電源が接続され、ベースに利得制御用
電源が接続された第２トランジスタと、 上記第２トランジスタのベースとインピーダンス整合回
路内とを接続するインピーダンス回路を備えたことを特
徴とするトランジスタ電力増幅器。 - 【請求項６】 請求項１乃至請求項５の何れか一つに記
載のトランジスタ電力増幅器において、 上記バイポーラトランジスタは、ガリウムヒ素化合物半
導体ヘテロ接合バイポーラトランジスタであることを特
徴とするトランジスタ電力増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22986596A JP3327783B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | トランジスタ電力増幅器 |
| US08/917,870 US6121841A (en) | 1996-08-30 | 1997-08-27 | Transistor power amplifier for portable terminals for mobile communications |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22986596A JP3327783B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | トランジスタ電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075130A JPH1075130A (ja) | 1998-03-17 |
| JP3327783B2 true JP3327783B2 (ja) | 2002-09-24 |
Family
ID=16898917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22986596A Expired - Fee Related JP3327783B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | トランジスタ電力増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6121841A (ja) |
| JP (1) | JP3327783B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO1999033172A1 (fr) * | 1997-12-22 | 1999-07-01 | Hitachi, Ltd. | Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile |
| JP2001127701A (ja) * | 1999-10-28 | 2001-05-11 | Hitachi Ltd | 電力増幅器モジュール |
| JP3523139B2 (ja) * | 2000-02-07 | 2004-04-26 | 日本電気株式会社 | 可変利得回路 |
| US6861905B2 (en) * | 2000-05-08 | 2005-03-01 | Renesas Technology Corp. | Power amplifier system and mobile communication terminal device |
| US6317002B1 (en) * | 2000-06-27 | 2001-11-13 | International Business Machines Corporation | Circuit for efficiently producing low-power radio frequency signals |
| US6452452B1 (en) * | 2000-07-10 | 2002-09-17 | Intersil Americas Inc. | Negative feedback gain control for common electrode transistor |
| US6678507B1 (en) * | 2000-08-31 | 2004-01-13 | Hitachi, Ltd. | Power amplifier system and mobile communication terminal device |
| JP3631426B2 (ja) * | 2000-09-25 | 2005-03-23 | 株式会社東芝 | 高出力増幅器 |
| JP2002171143A (ja) * | 2000-11-30 | 2002-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波用電力増幅器 |
| US6456163B1 (en) * | 2001-03-08 | 2002-09-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | High-frequency amplifier circuit having a directly-connected bias circuit |
| TW503345B (en) * | 2001-03-26 | 2002-09-21 | Mediatec Inc | Power controller |
| US6621351B2 (en) * | 2001-08-23 | 2003-09-16 | Motorola, Inc. | RF amplifier and method therefor |
| JP2003243945A (ja) | 2001-12-13 | 2003-08-29 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅器モジュール |
| US7034620B2 (en) | 2002-04-24 | 2006-04-25 | Powerwave Technologies, Inc. | RF power amplifier employing bias circuit topologies for minimization of RF amplifier memory effects |
| KR100630340B1 (ko) * | 2002-05-22 | 2006-10-02 | 학교법인 한국정보통신학원 | 전력증폭기의 바이어스 제어 회로 |
| US6750722B2 (en) * | 2002-06-28 | 2004-06-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Bias control for HBT power amplifiers |
| US6791418B2 (en) * | 2002-10-02 | 2004-09-14 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Capacitor coupled dynamic bias boosting circuit for a power amplifier |
| DE10333278A1 (de) * | 2003-07-22 | 2005-02-24 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zur Erhöhung einer Versorgungsspannung |
| US7768345B2 (en) | 2004-01-05 | 2010-08-03 | Nec Corporation | Amplifier |
| JP4810904B2 (ja) | 2005-07-20 | 2011-11-09 | ソニー株式会社 | 高周波スイッチ回路を有する高周波装置 |
| JP2007036973A (ja) * | 2005-07-29 | 2007-02-08 | Sharp Corp | 電力増幅器および通信装置 |
| JP4567577B2 (ja) * | 2005-11-08 | 2010-10-20 | 三菱電機株式会社 | 電力増幅器用バイアス回路 |
| JP4611934B2 (ja) * | 2006-05-26 | 2011-01-12 | 三菱電機株式会社 | 電力増幅器用バイアス回路 |
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| US5023569A (en) * | 1989-06-29 | 1991-06-11 | Motorola, Inc. | Variable gain amplifier |
-
1996
- 1996-08-30 JP JP22986596A patent/JP3327783B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-08-27 US US08/917,870 patent/US6121841A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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