JP2001127701A - 電力増幅器モジュール - Google Patents
電力増幅器モジュールInfo
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- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
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- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/001—Volume compression or expansion in amplifiers without controlling loop
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- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/06—Volume compression or expansion in amplifiers having semiconductor devices
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力制御電圧の変化に対して出力電力特性が
滑らかに変化すると共に、広いダイナミック範囲に亘っ
て安定した制御感度を有する電力増幅器モジュールを提
供する。 【解決手段】 電力増幅器を構成する１ないし複数段増
幅器に対して、同じ手段によって各々に利得設定のため
のアイドリング電流を供給し、かかるアイドリング電流
に入力制御電圧に対して指数関数的に変化するような性
質を付与して出力電力を入力制御電圧に対して比例制御
できるようにする。
滑らかに変化すると共に、広いダイナミック範囲に亘っ
て安定した制御感度を有する電力増幅器モジュールを提
供する。 【解決手段】 電力増幅器を構成する１ないし複数段増
幅器に対して、同じ手段によって各々に利得設定のため
のアイドリング電流を供給し、かかるアイドリング電流
に入力制御電圧に対して指数関数的に変化するような性
質を付与して出力電力を入力制御電圧に対して比例制御
できるようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電力増幅器モジュール
に関し、特に移動体通信システムで使われる携帯端末機
用の出力電力制御機能を有するセルラ電話システム用電
力増幅器モジュールに利用して有効な技術に関するもの
である。
に関し、特に移動体通信システムで使われる携帯端末機
用の出力電力制御機能を有するセルラ電話システム用電
力増幅器モジュールに利用して有効な技術に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＧＳＭ(Global System for Mobil
e Communication)やＰＣＮ(PersonalCommunication Net
work)などに代表されるセルラ電話システム市場が著し
い伸長を見せており、この傾向は今後も続くと予測され
ている。ＧＳＭやＰＣＮなどのシステムでは、基地局と
携帯端末機との通信距離に応じて携帯端末機の出力電力
を制御できることが要求される。これは電力増幅器の電
力利得を制御することによって実現できる。
e Communication)やＰＣＮ(PersonalCommunication Net
work)などに代表されるセルラ電話システム市場が著し
い伸長を見せており、この傾向は今後も続くと予測され
ている。ＧＳＭやＰＣＮなどのシステムでは、基地局と
携帯端末機との通信距離に応じて携帯端末機の出力電力
を制御できることが要求される。これは電力増幅器の電
力利得を制御することによって実現できる。
【０００３】図９に出力電力制御機能を有する代表的な
３段構成の電力増幅器の従来例を示す。この電力増幅器
では、端子０６２より入力される信号は各段増幅器６０
１、６０２、６０３で増幅され、端子０６４より出力さ
れる。電源電圧は端子０６３に印加される。この時の増
幅器６０１、６０２、６０３の電力利得は出力電力制御
回路６０７によってトランジスタ６０４、６０５、６０
６の直流動作点を決めるアイドリング電流を変えること
により制御される。トランジスタ６０４、６０５、６０
６には、ＧａＡｓＨＢＴ(Hetero-Bipolar Transistor）
が用いられている。
３段構成の電力増幅器の従来例を示す。この電力増幅器
では、端子０６２より入力される信号は各段増幅器６０
１、６０２、６０３で増幅され、端子０６４より出力さ
れる。電源電圧は端子０６３に印加される。この時の増
幅器６０１、６０２、６０３の電力利得は出力電力制御
回路６０７によってトランジスタ６０４、６０５、６０
６の直流動作点を決めるアイドリング電流を変えること
により制御される。トランジスタ６０４、６０５、６０
６には、ＧａＡｓＨＢＴ(Hetero-Bipolar Transistor）
が用いられている。
【０００４】上記３段目増幅器６０３およびそれに対応
する出力電力制御回路６０７を用いて出力電力制御機能
を説明する。増幅器６０３はトランジスタ６０６、抵抗
６１１、結合容量６１２および出力整合回路６１３で、
また、出力電力制御回路６０７はトランジスタ６０８、
６０９、６１０および抵抗６１４、６１５、６１６とで
構成されている。ここで、ダイオード接続されたトラン
ジスタ６０９、６１０とトランジスタ６０８、６０６と
がカレントミラー回路を構成しており、トランジスタ６
０９、６１０に流れる電流のミラー比倍の電流がトラン
ジスタ６０６にアイドリング電流として流れる。
する出力電力制御回路６０７を用いて出力電力制御機能
を説明する。増幅器６０３はトランジスタ６０６、抵抗
６１１、結合容量６１２および出力整合回路６１３で、
また、出力電力制御回路６０７はトランジスタ６０８、
６０９、６１０および抵抗６１４、６１５、６１６とで
構成されている。ここで、ダイオード接続されたトラン
ジスタ６０９、６１０とトランジスタ６０８、６０６と
がカレントミラー回路を構成しており、トランジスタ６
０９、６１０に流れる電流のミラー比倍の電流がトラン
ジスタ６０６にアイドリング電流として流れる。
【０００５】トランジスタ６０９、６１０の両端の電圧
は端子０６１に印加される出力電力制御電圧がこれらト
ランジスタの立上り電圧以上になるとほぼ一定となるの
で、それ以上の電圧領域ではアイドリング電流は制御電
圧に比例して増減する。電力利得はこのアイドリング電
流に依存するので、アイドリング電流を制御することに
より電力利得を可変にできる。即ち、出力電力制御はこ
の性質を利用したものである。なお、図９の従来例で
は、初段増幅器６０１のアイドリング電流は制御電圧を
抵抗分割した電圧をベースに供給することにより与えて
おり、２段目増幅器６０２、３段目増幅器６０３のアイ
ドリング電流供給とは異なる手段をとっている。
は端子０６１に印加される出力電力制御電圧がこれらト
ランジスタの立上り電圧以上になるとほぼ一定となるの
で、それ以上の電圧領域ではアイドリング電流は制御電
圧に比例して増減する。電力利得はこのアイドリング電
流に依存するので、アイドリング電流を制御することに
より電力利得を可変にできる。即ち、出力電力制御はこ
の性質を利用したものである。なお、図９の従来例で
は、初段増幅器６０１のアイドリング電流は制御電圧を
抵抗分割した電圧をベースに供給することにより与えて
おり、２段目増幅器６０２、３段目増幅器６０３のアイ
ドリング電流供給とは異なる手段をとっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】出力電力制御特性とし
ては、制御電圧に対する出力電力の変化が７０〜８０ｄ
Ｂの広いダイナミック範囲（ＧＳＭの代表的な値は、ー
４０〜３５ｄＢｍ）において単調関数であること、ま
た、その変化率、即ち、制御感度が端末機で決められた
所定値（代表的な値は１５０ｄＢ／Ｖ以下）であること
が要求される。しかしながら、図９の従来例ではアイド
リング電流は制御電圧に比例して変化する。
ては、制御電圧に対する出力電力の変化が７０〜８０ｄ
Ｂの広いダイナミック範囲（ＧＳＭの代表的な値は、ー
４０〜３５ｄＢｍ）において単調関数であること、ま
た、その変化率、即ち、制御感度が端末機で決められた
所定値（代表的な値は１５０ｄＢ／Ｖ以下）であること
が要求される。しかしながら、図９の従来例ではアイド
リング電流は制御電圧に比例して変化する。
【０００７】つまり、図９の回路の場合の制御感度∂Ｐ
21／∂Ｖapc は信号レベルが低い程大きくなり、次式で
与えられる。 Ｐ21＝定数＋２０ｌogＩd （ｄＢ）、Ｉd ＝（Ｖapc −２Ｖb)／Ｒapc （１） ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝２０／（Ｖapc −２Ｖb)（ｄＢ／Ｖ） （２） ただし、 Ｖapc ＞２Ｖb ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝0 ただし、 Ｖapc ≦２Ｖb （３）
21／∂Ｖapc は信号レベルが低い程大きくなり、次式で
与えられる。 Ｐ21＝定数＋２０ｌogＩd （ｄＢ）、Ｉd ＝（Ｖapc −２Ｖb)／Ｒapc （１） ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝２０／（Ｖapc −２Ｖb)（ｄＢ／Ｖ） （２） ただし、 Ｖapc ＞２Ｖb ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝0 ただし、 Ｖapc ≦２Ｖb （３）
【０００８】ここで、上記式（１）〜（２）におけるＰ
21は電力利得、Ｉdはアイドリング電流、Ｖapc は制御
電圧、Ｖb はトランジスタ６０９、６１０の立上り電圧
（ベース，エミッタ間電圧）、Ｒapc は抵抗６１４の値
である。式（１）〜（２）は制御電圧がトランジスタ６
０９、６１０の立上り電圧の和の値を超えるとアイドリ
ング電流が流れ始め、その時が最も大きな制御感度とな
ることを示す。制御感度は理論的には無限大となるが、
実際には入力信号の電力レベルが０ｄＢｍ以上となる場
合が多く、自己バイアス効果によって生じる直流電流に
よってこの値は３００ｄＢ／Ｖ程度となる場合が多い。
そして、式（３）では、Ｖapc ≦２Ｖbにおいて、アイ
ドリング電流Ｉdが形成されるのに必要な制御電圧Ｖapc
が入力されないので、∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝０になるも
のである。
21は電力利得、Ｉdはアイドリング電流、Ｖapc は制御
電圧、Ｖb はトランジスタ６０９、６１０の立上り電圧
（ベース，エミッタ間電圧）、Ｒapc は抵抗６１４の値
である。式（１）〜（２）は制御電圧がトランジスタ６
０９、６１０の立上り電圧の和の値を超えるとアイドリ
ング電流が流れ始め、その時が最も大きな制御感度とな
ることを示す。制御感度は理論的には無限大となるが、
実際には入力信号の電力レベルが０ｄＢｍ以上となる場
合が多く、自己バイアス効果によって生じる直流電流に
よってこの値は３００ｄＢ／Ｖ程度となる場合が多い。
そして、式（３）では、Ｖapc ≦２Ｖbにおいて、アイ
ドリング電流Ｉdが形成されるのに必要な制御電圧Ｖapc
が入力されないので、∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝０になるも
のである。
【０００９】上記従来例では初段増幅器６０１、２段目
増幅器６０２、３段目増幅器６０３の動作状態が異なる
ため制御特性にキンクが生じ易く、電力増幅器に要求さ
れる出力電力制御特性を満たすことは困難であった。つ
まり、図１０の特性図に示すように、入力信号Ｐｉｎに
より特性が大きく変化し、制御電圧Ｖapc のレベルにお
いて感度が極端に高い部分が生じ、かかる感度が極端に
高い特性上では制御電圧Ｖapc の僅かな変化に対して出
力電力Ｐｏｕｔが大きく変化し、かかる出力電力Ｐｏｕ
ｔの過剰な変化を戻すようなフィードバックがかかる
と、それにも過剰に応答してしまい、出力電力Ｐｏｕｔ
がフィードバックループに対応した周期で変化して発振
状態になる。
増幅器６０２、３段目増幅器６０３の動作状態が異なる
ため制御特性にキンクが生じ易く、電力増幅器に要求さ
れる出力電力制御特性を満たすことは困難であった。つ
まり、図１０の特性図に示すように、入力信号Ｐｉｎに
より特性が大きく変化し、制御電圧Ｖapc のレベルにお
いて感度が極端に高い部分が生じ、かかる感度が極端に
高い特性上では制御電圧Ｖapc の僅かな変化に対して出
力電力Ｐｏｕｔが大きく変化し、かかる出力電力Ｐｏｕ
ｔの過剰な変化を戻すようなフィードバックがかかる
と、それにも過剰に応答してしまい、出力電力Ｐｏｕｔ
がフィードバックループに対応した周期で変化して発振
状態になる。
【００１０】本発明の目的は、入力制御電圧の変化に対
して出力電力特性が滑らかに変化すると共に、広いダイ
ナミック範囲に亘って安定した制御感度を有する電力増
幅器モジュールを提供することにある。本発明の他の目
的は、使い勝手のよい電力増幅器モジュールを提供する
ことにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と
新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明ら
かになるであろう。
して出力電力特性が滑らかに変化すると共に、広いダイ
ナミック範囲に亘って安定した制御感度を有する電力増
幅器モジュールを提供することにある。本発明の他の目
的は、使い勝手のよい電力増幅器モジュールを提供する
ことにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と
新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明ら
かになるであろう。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御入力電圧を受けて該制御入力電圧
に対して指数関数的に変化させるアイドリング電流を形
成し、電力増幅器に供給して出力電力の制御を行なう。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御入力電圧を受けて該制御入力電圧
に対して指数関数的に変化させるアイドリング電流を形
成し、電力増幅器に供給して出力電力の制御を行なう。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１には、この発明に係る電力増
幅器モジュールの一実施例の基本的な回路図が示されて
いる。同図の各回路素子は、１ないし複数個の半導体集
積回路及びそれに接続される外部部品が１つの回路モジ
ュールとして構成される。この実施例の電力増幅器モジ
ュールは、出力トランジスタ２、整合回路４、結合容量
５で構成される増幅器６と、電圧−電流対数変換回路１
１、定電流源７、入力トランジスタ３，８、インピーダ
ンス回路９から成る出力電力制御回路１とで構成されて
いる。
幅器モジュールの一実施例の基本的な回路図が示されて
いる。同図の各回路素子は、１ないし複数個の半導体集
積回路及びそれに接続される外部部品が１つの回路モジ
ュールとして構成される。この実施例の電力増幅器モジ
ュールは、出力トランジスタ２、整合回路４、結合容量
５で構成される増幅器６と、電圧−電流対数変換回路１
１、定電流源７、入力トランジスタ３，８、インピーダ
ンス回路９から成る出力電力制御回路１とで構成されて
いる。
【００１３】電圧−電流対数変換回路１１は、端子０３
より入力される入力制御電圧を電流に対数変換するもの
で、この回路１１によって出力トランジスタ２のアイド
リング電流を入力制御電圧に対して指数関数的に変化さ
せることが可能となる。トランジスタ８は大信号動作時
に自己バイアス効果によって増分として生じる出力トラ
ンジスタ２のベース電流の直流分を供給する役目を持
つ。
より入力される入力制御電圧を電流に対数変換するもの
で、この回路１１によって出力トランジスタ２のアイド
リング電流を入力制御電圧に対して指数関数的に変化さ
せることが可能となる。トランジスタ８は大信号動作時
に自己バイアス効果によって増分として生じる出力トラ
ンジスタ２のベース電流の直流分を供給する役目を持
つ。
【００１４】インピーダンス回路９は、端子０１から入
力される入力信号の高周波信号が上記入力トランジスタ
３に流れて動作が不安定になるのを防ぐために用いられ
る。０４は電源端子である。入力トランジスタ３は出力
トランジスタ２とカレントミラー回路を構成し、電流セ
ンシング機能を持つ。従って、入力トランジスタ３に定
電流源７から基準電流を流すことにより、そのミラー比
倍の電流を出力トランジスタ２にアイドリング電流とし
て流すことができる。
力される入力信号の高周波信号が上記入力トランジスタ
３に流れて動作が不安定になるのを防ぐために用いられ
る。０４は電源端子である。入力トランジスタ３は出力
トランジスタ２とカレントミラー回路を構成し、電流セ
ンシング機能を持つ。従って、入力トランジスタ３に定
電流源７から基準電流を流すことにより、そのミラー比
倍の電流を出力トランジスタ２にアイドリング電流とし
て流すことができる。
【００１５】前記図９のような従来例ではアイドリング
電流が制御電圧に比例して変化するのに対し、この実施
例回路では、アイドリング電流を入力制御電圧に対して
指数関数的に変化させることを特長としている。この実
施例における小信号動作時の電力利得Ｐ21および制御感
度∂Ｐ21／∂Ｖapc は次式で与えられる。 Ｐ21＝定数＋αＶapc ／Ｖｔ×２０ｌogｅ（ｄＢ）、 Ｉd＝Ｉsｅｘｐ（αＶapc) （４） ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝α／Ｖｔ×２０ｌogｅ＝３４７α (ｄＢ／Ｖ） （５）
電流が制御電圧に比例して変化するのに対し、この実施
例回路では、アイドリング電流を入力制御電圧に対して
指数関数的に変化させることを特長としている。この実
施例における小信号動作時の電力利得Ｐ21および制御感
度∂Ｐ21／∂Ｖapc は次式で与えられる。 Ｐ21＝定数＋αＶapc ／Ｖｔ×２０ｌogｅ（ｄＢ）、 Ｉd＝Ｉsｅｘｐ（αＶapc) （４） ∂Ｐ21／∂Ｖapc ＝α／Ｖｔ×２０ｌogｅ＝３４７α (ｄＢ／Ｖ） （５）
【００１６】ここで、ＩsおよびＶt （〜２５ｍＶ）は
物理定数、αは係数である。式（４）は、電力利得が入
力制御電圧Ｖapc に比例することを示す。これから、式
（５）に示すように、本発明における制御感度は一定値
となり、係数αを適切な値に設定すれば所望の制御感度
が得られることが分かる。例えば、１５０ｄＢ／Ｖ以下
の制御感度を得るには、係数αを0.５以下に設定すれば
よい。これはアイドリング電流Ｉdを入力制御電圧Ｖapc
に対して指数関数的に変化させるようにしたことの帰
結である。実際の電力増幅器は複数の増幅器で構成され
る例が殆んどで、このような場合には電力増幅器に要求
される所望の制御感度を各段増幅器の能力に応じて適当
に配分すれば良い。
物理定数、αは係数である。式（４）は、電力利得が入
力制御電圧Ｖapc に比例することを示す。これから、式
（５）に示すように、本発明における制御感度は一定値
となり、係数αを適切な値に設定すれば所望の制御感度
が得られることが分かる。例えば、１５０ｄＢ／Ｖ以下
の制御感度を得るには、係数αを0.５以下に設定すれば
よい。これはアイドリング電流Ｉdを入力制御電圧Ｖapc
に対して指数関数的に変化させるようにしたことの帰
結である。実際の電力増幅器は複数の増幅器で構成され
る例が殆んどで、このような場合には電力増幅器に要求
される所望の制御感度を各段増幅器の能力に応じて適当
に配分すれば良い。
【００１７】本発明では定電流源７から供給される電流
と入力制御電圧Ｖapc との間に指数関数の関係を持たせ
ているため、入力制御電圧Ｖapc に対してアイドリング
電流Ｉdは式（４）に示すように指数関数的に変化す
る。ここでは、このアイドリング電流Ｉdの値は所望の
出力電力や効率が得られるような出力トランジスタ２の
直流動作点から決められる。一方、入力信号は端子０１
から結合容量５を介して入力され、出力トランジスタ２
と整合回路４とで電力増幅された後、端子０２より出力
される。アイドリング電流Ｉdが入力制御電圧Ｖapc に
対して指数関数的に変化するので、電力利得（ｄＢ）、
即ち、出力電力（ｄＢｍ）は入力制御電圧Ｖapc に比例
して増減する。
と入力制御電圧Ｖapc との間に指数関数の関係を持たせ
ているため、入力制御電圧Ｖapc に対してアイドリング
電流Ｉdは式（４）に示すように指数関数的に変化す
る。ここでは、このアイドリング電流Ｉdの値は所望の
出力電力や効率が得られるような出力トランジスタ２の
直流動作点から決められる。一方、入力信号は端子０１
から結合容量５を介して入力され、出力トランジスタ２
と整合回路４とで電力増幅された後、端子０２より出力
される。アイドリング電流Ｉdが入力制御電圧Ｖapc に
対して指数関数的に変化するので、電力利得（ｄＢ）、
即ち、出力電力（ｄＢｍ）は入力制御電圧Ｖapc に比例
して増減する。
【００１８】従って、式（５）で示すように入力制御電
圧Ｖapc に対して、３４７α (ｄＢ／Ｖ）のように一定
の制御感度を得ることができる。以上の動作によって、
例えば図７に示した特性図のようにキンクが小さく、滑
らかな出力電力制御特性を得ることが可能となる。この
場合には、入力信号Ｐｉｎを−４ｄＢｍ、０ｄＢｍ、４
ｄＢｍ及び６ｄＢｍのように変化させても、安定した出
力電力の制御が可能になるので使い勝手が極めてよい制
御特性を持つ電力増幅器を得ることができるものであ
る。
圧Ｖapc に対して、３４７α (ｄＢ／Ｖ）のように一定
の制御感度を得ることができる。以上の動作によって、
例えば図７に示した特性図のようにキンクが小さく、滑
らかな出力電力制御特性を得ることが可能となる。この
場合には、入力信号Ｐｉｎを−４ｄＢｍ、０ｄＢｍ、４
ｄＢｍ及び６ｄＢｍのように変化させても、安定した出
力電力の制御が可能になるので使い勝手が極めてよい制
御特性を持つ電力増幅器を得ることができるものであ
る。
【００１９】後述するようにトランジスタ２、３、８に
ＧａＡｓＨＢＴ、ＳｉＧｅＨＢＴ或いはＳｉバイポーラ
トランジスタなどバイポーラ系のトランジスタであれば
種類を問わず適用可能である。また、トランジスタ２と
３はカレントミラー回路を構成するので同種のトランジ
スタとし、同一チップ上に集積することが望ましい。ト
ランジスタ２と３に電流を供給する電流供給回路１０は
ＨＢＴを含むＳｉバイポーラプロセスを適用した集積回
路を用いても良い。また、電圧−電流変換回路１１およ
び定電流源７は制御電圧に対してトランジスタ３に流す
基準電流が指数関数的に変化する機能を持つものであれ
ば、その回路形式は問わない。
ＧａＡｓＨＢＴ、ＳｉＧｅＨＢＴ或いはＳｉバイポーラ
トランジスタなどバイポーラ系のトランジスタであれば
種類を問わず適用可能である。また、トランジスタ２と
３はカレントミラー回路を構成するので同種のトランジ
スタとし、同一チップ上に集積することが望ましい。ト
ランジスタ２と３に電流を供給する電流供給回路１０は
ＨＢＴを含むＳｉバイポーラプロセスを適用した集積回
路を用いても良い。また、電圧−電流変換回路１１およ
び定電流源７は制御電圧に対してトランジスタ３に流す
基準電流が指数関数的に変化する機能を持つものであれ
ば、その回路形式は問わない。
【００２０】図２には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの他の一実施例の回路図が示されている。この実
施例では、電力増幅器が３段縦列に接続して構成され
る。例えば、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Acces
s）システムなどのように比較的出力電力が小さい用途
向けには、上記電力増幅器の構成は２段としても良い。
ュールの他の一実施例の回路図が示されている。この実
施例では、電力増幅器が３段縦列に接続して構成され
る。例えば、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Acces
s）システムなどのように比較的出力電力が小さい用途
向けには、上記電力増幅器の構成は２段としても良い。
【００２１】この実施例では、前記図９のような従来の
多段増幅器と異なり、３段の増幅器が同じ手段での制御
動作を行なう出力電力制御回路１０１から各段トランジ
スタのアイドリング電流を決める基準電流をそれぞれ供
給している。増幅器１０２、１０３、１０４における増
幅用トランジスタ（前記出力トランジスタ２）１０５、
１０６、１０７のアイドリング電流は電流センシング用
トランジスタ（前記入力トランジスタ３）１０８、１０
９、１１０に流れる電流のミラー比倍となる。
多段増幅器と異なり、３段の増幅器が同じ手段での制御
動作を行なう出力電力制御回路１０１から各段トランジ
スタのアイドリング電流を決める基準電流をそれぞれ供
給している。増幅器１０２、１０３、１０４における増
幅用トランジスタ（前記出力トランジスタ２）１０５、
１０６、１０７のアイドリング電流は電流センシング用
トランジスタ（前記入力トランジスタ３）１０８、１０
９、１１０に流れる電流のミラー比倍となる。
【００２２】ここで、カレントミラー比は増幅器１０
２、１０３、１０４で異なり、トランジスタ１０５と１
０８、トランジスタ１０６と１０９、トランジスタ１０
７と１１０の寸法比で決まる。ミラー比は動作電力の小
さい初段トランジスタ１０５から動作電力の大きい最終
段トランジスタ１０７の順に大きくなるので、それに比
例して各トランジスタに流れるアイドリング電流も増大
する。
２、１０３、１０４で異なり、トランジスタ１０５と１
０８、トランジスタ１０６と１０９、トランジスタ１０
７と１１０の寸法比で決まる。ミラー比は動作電力の小
さい初段トランジスタ１０５から動作電力の大きい最終
段トランジスタ１０７の順に大きくなるので、それに比
例して各トランジスタに流れるアイドリング電流も増大
する。
【００２３】以上、本実施例によれば、アイドリング電
流はカレントミラー比に従ってトランジスタ１０５、１
０６、１０７に流れるので、電力レベルが異なっても基
本的には同じような動作をする。このため、初段増幅器
と２、３段増幅器とで異なる動作をする従来例に比べ、
前記図７の特性図に示したように滑らかな出力電力制御
特性を具現化することが可能となり、個々の増幅器の合
成された出力電力特性にキンクが小さく、直線的に変化
する滑らかな特性を得ることが可能となる。
流はカレントミラー比に従ってトランジスタ１０５、１
０６、１０７に流れるので、電力レベルが異なっても基
本的には同じような動作をする。このため、初段増幅器
と２、３段増幅器とで異なる動作をする従来例に比べ、
前記図７の特性図に示したように滑らかな出力電力制御
特性を具現化することが可能となり、個々の増幅器の合
成された出力電力特性にキンクが小さく、直線的に変化
する滑らかな特性を得ることが可能となる。
【００２４】次に上記実施例回路の動作を説明する。電
力増幅器の入力信号は端子０１１に印加されるが、この
入力信号は信号源インピーダンスとトランジスタ１０５
の入力インピーダンスの整合を取り、効率よく電力を伝
達するための整合回路１１１を介してトランジスタ１０
５に送られて電力増幅される。増幅された信号はトラン
ジスタ１０５の出力インピーダンスとトランジスタ１０
６の入力インピーダンス間の整合を取る整合回路１１２
を介してトランジスタ１０６のベースに供給される。
力増幅器の入力信号は端子０１１に印加されるが、この
入力信号は信号源インピーダンスとトランジスタ１０５
の入力インピーダンスの整合を取り、効率よく電力を伝
達するための整合回路１１１を介してトランジスタ１０
５に送られて電力増幅される。増幅された信号はトラン
ジスタ１０５の出力インピーダンスとトランジスタ１０
６の入力インピーダンス間の整合を取る整合回路１１２
を介してトランジスタ１０６のベースに供給される。
【００２５】以下、同様にしてトランジスタ１０６に伝
達された信号はトランジスタ１０６、整合回路１１３、
トランジスタ１０７、整合回路１１４を経由して順次電
力増幅された後、端子０１２より出力される。上述した
ように、制御感度は制御電圧に対して一定な値を示す。
増幅器１０２、１０３、１０４の制御感度をそれぞれ∂
Ｐ21／∂Ｖapc 、∂Ｐ'21 ／∂Ｖapc 、∂Ｐ''21／∂Ｖ
apc とすれば、電力増幅器全体の制御感度∂Ｐ021 ／∂
Ｖapc は ∂P021／∂Vapc＝∂P21 ／∂Vapc＋∂P'21／∂Vapc＋∂P''21 ／∂Vapc （６） で与えられ、各段増幅器の制御感度の和となる。
達された信号はトランジスタ１０６、整合回路１１３、
トランジスタ１０７、整合回路１１４を経由して順次電
力増幅された後、端子０１２より出力される。上述した
ように、制御感度は制御電圧に対して一定な値を示す。
増幅器１０２、１０３、１０４の制御感度をそれぞれ∂
Ｐ21／∂Ｖapc 、∂Ｐ'21 ／∂Ｖapc 、∂Ｐ''21／∂Ｖ
apc とすれば、電力増幅器全体の制御感度∂Ｐ021 ／∂
Ｖapc は ∂P021／∂Vapc＝∂P21 ／∂Vapc＋∂P'21／∂Vapc＋∂P''21 ／∂Vapc （６） で与えられ、各段増幅器の制御感度の和となる。
【００２６】式（６）は所望の制御感度を得るには、各
段増幅器に必要な値を割振れば良く、その割合は任意で
よいことを示す。一例として、所望の制御感度１５０ｄ
Ｂ／Ｖ以下を各段増幅器に均等に割振るとすれば、各段
増幅器の制御感度は５０ｄＢ／Ｖ以下にすれば目的を達
成できることになる。
段増幅器に必要な値を割振れば良く、その割合は任意で
よいことを示す。一例として、所望の制御感度１５０ｄ
Ｂ／Ｖ以下を各段増幅器に均等に割振るとすれば、各段
増幅器の制御感度は５０ｄＢ／Ｖ以下にすれば目的を達
成できることになる。
【００２７】電流供給回路１１５、或いは増幅器と出力
電力制御回路を１チップ上にＳｉバイポーラトランジス
タやＳｉＧｅＨＢＴプロセスなどを適用し集積化しても
良い。また、トランジスタ１０５から１１０は、電力増
幅器モジュールの小型化を図りつつ、特性を揃えるため
に同一チップ上に集積化することが望ましい。
電力制御回路を１チップ上にＳｉバイポーラトランジス
タやＳｉＧｅＨＢＴプロセスなどを適用し集積化しても
良い。また、トランジスタ１０５から１１０は、電力増
幅器モジュールの小型化を図りつつ、特性を揃えるため
に同一チップ上に集積化することが望ましい。
【００２８】図３には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの具体的な一実施例の回路図が示されている。出
力電力制御回路３５０は制御電圧に対してアイドリング
電流が指数関数的に変化する関係を構築するものである
が、それには出力トランジスタ３１７とカレントミラー
形成にされた入力トランジスタ３１６に流す基準電流に
指数関数的な振舞いをさせるようにすれば良い。
ュールの具体的な一実施例の回路図が示されている。出
力電力制御回路３５０は制御電圧に対してアイドリング
電流が指数関数的に変化する関係を構築するものである
が、それには出力トランジスタ３１７とカレントミラー
形成にされた入力トランジスタ３１６に流す基準電流に
指数関数的な振舞いをさせるようにすれば良い。
【００２９】以下、これを具現化する手法及び回路につ
いて述べる。先ず、電圧―電流変換回路３５１で端子０
１３より入力される入力制御電圧Ｖapc に比例した電流
を生成する。入力制御電圧Ｖapc がトランジスタ３０２
の立上り電圧（ベース，エミッタ間電圧）を超えると抵
抗３０１で決まる電流がトランジスタ３０２に流れ始め
る。すると、トランジスタ３０２と３０３がカレントミ
ラー回路を構成しているので、トランジスタ３０２に流
れる電流のミラー比倍の電流がトランジスタ３０３に流
れ始める。
いて述べる。先ず、電圧―電流変換回路３５１で端子０
１３より入力される入力制御電圧Ｖapc に比例した電流
を生成する。入力制御電圧Ｖapc がトランジスタ３０２
の立上り電圧（ベース，エミッタ間電圧）を超えると抵
抗３０１で決まる電流がトランジスタ３０２に流れ始め
る。すると、トランジスタ３０２と３０３がカレントミ
ラー回路を構成しているので、トランジスタ３０２に流
れる電流のミラー比倍の電流がトランジスタ３０３に流
れ始める。
【００３０】この電流はトランジスタ３０４、３０８で
構成されるカレントミラー回路で向きが反転された後、
トランジスタ３０９を介して抵抗３０７に供給され、再
び電圧に変換される。この時、トランジスタ３０６にト
ランジスタ３０５より電流を供給して、擬似電圧源を形
成する。抵抗３０７で生じる電圧は、上記擬似電圧源で
生成される電圧、即ち、トランジスタ３０６の立上り電
圧（ベース，エミッタ間電圧）を起点として変化する。
これはトランジスタ３１６に流す基準電流と入力制御電
圧Ｖapc との間に指数関数的関係を確立するための前段
階として行われる。ここで、抵抗３０７の両端に生じる
電圧は入力制御電圧Ｖapc に比例するので、抵抗３０７
と抵抗３０１の値の比によって式（４）（５）で示す係
数α、ひいては制御感度を決定することができる。
構成されるカレントミラー回路で向きが反転された後、
トランジスタ３０９を介して抵抗３０７に供給され、再
び電圧に変換される。この時、トランジスタ３０６にト
ランジスタ３０５より電流を供給して、擬似電圧源を形
成する。抵抗３０７で生じる電圧は、上記擬似電圧源で
生成される電圧、即ち、トランジスタ３０６の立上り電
圧（ベース，エミッタ間電圧）を起点として変化する。
これはトランジスタ３１６に流す基準電流と入力制御電
圧Ｖapc との間に指数関数的関係を確立するための前段
階として行われる。ここで、抵抗３０７の両端に生じる
電圧は入力制御電圧Ｖapc に比例するので、抵抗３０７
と抵抗３０１の値の比によって式（４）（５）で示す係
数α、ひいては制御感度を決定することができる。
【００３１】例えば、制御感度は抵抗３０７の値を大き
くすると、その両端の電圧が上昇するので増大し、逆
に、小さくすると小さくなる。このことは係数αの値を
適当に選ぶことによって制御感度を決定できることを意
味する。ここで、係数αは抵抗３０７と抵抗３０１との
相対比で主に支配される。従って、抵抗の製造偏差によ
らずほぼ一定となる。即ち、本実施例の制御回路は、そ
れらの回路素子を１つの半導体集積回路で構成すること
より、制御感度が製造偏差の影響を受け難い回路となっ
ている。
くすると、その両端の電圧が上昇するので増大し、逆
に、小さくすると小さくなる。このことは係数αの値を
適当に選ぶことによって制御感度を決定できることを意
味する。ここで、係数αは抵抗３０７と抵抗３０１との
相対比で主に支配される。従って、抵抗の製造偏差によ
らずほぼ一定となる。即ち、本実施例の制御回路は、そ
れらの回路素子を１つの半導体集積回路で構成すること
より、制御感度が製造偏差の影響を受け難い回路となっ
ている。
【００３２】次に、抵抗３０７の両端に生じた電圧はレ
ベルシフト用トランジスタ３０９、３１１を介してトラ
ンジスタ３１２のベースに伝達され、トランジスタ３１
２のコレクタ電流に変換される。この時、トランジスタ
３１２がエミッタ接地されているので、コレクタ電流に
はベース電圧、即ち、入力制御電圧Ｖapc に対して指数
関数的に変化する関係が与えられることになる。
ベルシフト用トランジスタ３０９、３１１を介してトラ
ンジスタ３１２のベースに伝達され、トランジスタ３１
２のコレクタ電流に変換される。この時、トランジスタ
３１２がエミッタ接地されているので、コレクタ電流に
はベース電圧、即ち、入力制御電圧Ｖapc に対して指数
関数的に変化する関係が与えられることになる。
【００３３】このコレクタ電流はトランジスタ３１３、
３１４のカレントミラー回路、即ち、定電流源によって
向きが反転され、トランジスタ３１６に基準電流として
供給される。なお、温度特性制御回路３５３はトランジ
スタ３１６に流れる基準電流の温度特性を調整する働き
をする。トランジスタ３１７のベース・エミッタ間電圧
は正の温度係数を持つため、温度上昇と共にコレクタ電
流が増大し続ける。温度特性制御回路３５３はトランジ
スタ３１６に供給される基準電流の高温時における温度
係数が常温時の温度係数より小さくなるように設定、ト
ランジスタ３１７の温度上昇に伴う電流増大を抑制する
機能を持つ。
３１４のカレントミラー回路、即ち、定電流源によって
向きが反転され、トランジスタ３１６に基準電流として
供給される。なお、温度特性制御回路３５３はトランジ
スタ３１６に流れる基準電流の温度特性を調整する働き
をする。トランジスタ３１７のベース・エミッタ間電圧
は正の温度係数を持つため、温度上昇と共にコレクタ電
流が増大し続ける。温度特性制御回路３５３はトランジ
スタ３１６に供給される基準電流の高温時における温度
係数が常温時の温度係数より小さくなるように設定、ト
ランジスタ３１７の温度上昇に伴う電流増大を抑制する
機能を持つ。
【００３４】なお、トランジスタ３１５は増幅器３５６
が大信号動作時にトランジスタ３１７のベースに流れる
電流の直流増分を供給する。出力電力制御回路３５０は
Ｓｉプロセスで集積化することが可能である。但し、ト
ランジスタ３１６とトランジスタ３１７は同じデバイス
であり、同一チップ上に集積化することが望ましい。
が大信号動作時にトランジスタ３１７のベースに流れる
電流の直流増分を供給する。出力電力制御回路３５０は
Ｓｉプロセスで集積化することが可能である。但し、ト
ランジスタ３１６とトランジスタ３１７は同じデバイス
であり、同一チップ上に集積化することが望ましい。
【００３５】図４には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの具体的な他の一実施例の回路図が示されてい
る。この実施例回路では、出力制限機能が付加される。
前記のように指数関数的に変化するアイドリング電流を
形成するトランジスタ３１２のコレクタに抵抗３１８を
接続し、そこで発生した電圧をトランジスタ３１９のベ
ースとエミッタ間に供給する。トランジスタ３１９は、
そのベース，エミッタ間電圧を制限基準電圧とし出力制
限動作を行なう。つまり、トランジスタ３１２の出力電
流によって上記抵抗３１８で発生した電圧降下分が、上
記トランジスタ３１９のベース，エミッタ間電圧を超え
ると、かかるトランジスタ３１９が動作状態となって、
電源端子０４からトランジスタ３１２のコレクタに電流
のバイバス経路を形成するので、上記入力制御電圧Ｖap
c がそれ以上大きくなってトランジスタ３１２で形成さ
れた制御電流が増大しても、その増大分はトランジスタ
３１９に流れて上記トランジスタ３１３に供給される電
流が一定となり、出力トランジスタ３１７の利得が制限
される。
ュールの具体的な他の一実施例の回路図が示されてい
る。この実施例回路では、出力制限機能が付加される。
前記のように指数関数的に変化するアイドリング電流を
形成するトランジスタ３１２のコレクタに抵抗３１８を
接続し、そこで発生した電圧をトランジスタ３１９のベ
ースとエミッタ間に供給する。トランジスタ３１９は、
そのベース，エミッタ間電圧を制限基準電圧とし出力制
限動作を行なう。つまり、トランジスタ３１２の出力電
流によって上記抵抗３１８で発生した電圧降下分が、上
記トランジスタ３１９のベース，エミッタ間電圧を超え
ると、かかるトランジスタ３１９が動作状態となって、
電源端子０４からトランジスタ３１２のコレクタに電流
のバイバス経路を形成するので、上記入力制御電圧Ｖap
c がそれ以上大きくなってトランジスタ３１２で形成さ
れた制御電流が増大しても、その増大分はトランジスタ
３１９に流れて上記トランジスタ３１３に供給される電
流が一定となり、出力トランジスタ３１７の利得が制限
される。
【００３６】図５には、この発明に係る３段構成の電力
増幅器モジュールの他の実施例のブロック図が示されて
いる。増幅器５１０のアイドリング電流を制御する出力
電力制御回路５０１は、図３又は図４の制御回路３５０
を、図２に示した実施例のように３個用いて構成しても
よいが、この実施例では回路の簡略化のために電圧−電
流変換回路３５１、電流―電圧変換係数設定回路３５
２、温度特性制御回路３５３、電圧―電流対数変換回路
３５４を共用とし、図３又は図４のトランジスタ３１３
と３１４から成る定電流源およびトランジスタ３１７に
直流電流とアイドリング電流を供給するトランジスタ３
１５、３１６とで構成される電流供給回路３５５のみ
を、増幅器５１０の３段分の増幅器に対応して設ける構
成になっている。基本動作は図２の例と同じであり、こ
こでは割愛する。
増幅器モジュールの他の実施例のブロック図が示されて
いる。増幅器５１０のアイドリング電流を制御する出力
電力制御回路５０１は、図３又は図４の制御回路３５０
を、図２に示した実施例のように３個用いて構成しても
よいが、この実施例では回路の簡略化のために電圧−電
流変換回路３５１、電流―電圧変換係数設定回路３５
２、温度特性制御回路３５３、電圧―電流対数変換回路
３５４を共用とし、図３又は図４のトランジスタ３１３
と３１４から成る定電流源およびトランジスタ３１７に
直流電流とアイドリング電流を供給するトランジスタ３
１５、３１６とで構成される電流供給回路３５５のみ
を、増幅器５１０の３段分の増幅器に対応して設ける構
成になっている。基本動作は図２の例と同じであり、こ
こでは割愛する。
【００３７】図６には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの更に他の実施例のブロック図が示されている。
この実施例では、前記図５に示された出力電力制御回路
５０１を異なる二つのシステム、例えば、ＧＳＭおよび
ＰＣＮシステムに対応して２系統設けるようにするもの
である。ここで、出力電力制御回路５０１はそれぞれの
増幅器５１１、５１２を切替える機能を持っており、端
子０５２より入力される制御信号Ｖｃｎｔによって両増
幅器の切替えを行う回路５０２、５０４および制御電圧
の上昇に伴って急増する基準電流を制限する前記図４に
示したような電流リミット回路５０３、５０５を具備し
ている。
ュールの更に他の実施例のブロック図が示されている。
この実施例では、前記図５に示された出力電力制御回路
５０１を異なる二つのシステム、例えば、ＧＳＭおよび
ＰＣＮシステムに対応して２系統設けるようにするもの
である。ここで、出力電力制御回路５０１はそれぞれの
増幅器５１１、５１２を切替える機能を持っており、端
子０５２より入力される制御信号Ｖｃｎｔによって両増
幅器の切替えを行う回路５０２、５０４および制御電圧
の上昇に伴って急増する基準電流を制限する前記図４に
示したような電流リミット回路５０３、５０５を具備し
ている。
【００３８】増幅器の切替えは、例えば、制御信号Ｖｃ
ｎｔが“Ｈｉｇｈ"レベル（＜２Ｖ）の時にはＧＳＭシ
ステムが稼動し、ＰＣＮシステムが休止する。また、制
御信号Ｖｃｎｔが“Ｌｏｗ"レベルの時には逆にＧＳＭ
システムが休止し、ＰＣＮシステムが稼動するように設
定される。或いは、上記とは制御信号Ｖｃｎｔのレベル
を逆とする場合でも良い。
ｎｔが“Ｈｉｇｈ"レベル（＜２Ｖ）の時にはＧＳＭシ
ステムが稼動し、ＰＣＮシステムが休止する。また、制
御信号Ｖｃｎｔが“Ｌｏｗ"レベルの時には逆にＧＳＭ
システムが休止し、ＰＣＮシステムが稼動するように設
定される。或いは、上記とは制御信号Ｖｃｎｔのレベル
を逆とする場合でも良い。
【００３９】同図の電流リミット回路５０３、５０５
は、図４に示したようにトランジスタ３１２のコレクタ
側に電流センシング用の抵抗３１８とその両端にベース
とエミッタが結合された電流バイパス用のトランジスタ
３１９を設けることにより、具現化できる。抵抗３１８
の両端の電圧はバイパス用トランジスタ３１９の立上り
電圧（ベース，エミッタ間電圧）を超えるとほぼ一定と
なるのでそれ以外の余分な電流はトランジスタ３１９で
バイパスさせることにより、前記のような電流リミット
機能が実現できる。なお、電流リミットのレベルは抵抗
値３１８によって決められる。
は、図４に示したようにトランジスタ３１２のコレクタ
側に電流センシング用の抵抗３１８とその両端にベース
とエミッタが結合された電流バイパス用のトランジスタ
３１９を設けることにより、具現化できる。抵抗３１８
の両端の電圧はバイパス用トランジスタ３１９の立上り
電圧（ベース，エミッタ間電圧）を超えるとほぼ一定と
なるのでそれ以外の余分な電流はトランジスタ３１９で
バイパスさせることにより、前記のような電流リミット
機能が実現できる。なお、電流リミットのレベルは抵抗
値３１８によって決められる。
【００４０】図８には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールが用いられた移動通信機器の一実施例の全体ブロ
ック図が示されている。上記移動通信機器は最も代表的
な例が前記のような携帯電話器である。アンテナで受信
された受信信号は、受信フロントエンドにおいて増幅さ
れ、ミクサにより中間周波に変換され、中間信号処理回
路ＩＦ−ＩＣを通して音声処理回路に伝えられる。上記
受信信号に周期的に含まれる利得制御信号は、特に制限
されないが、マイクロプロセッサＣＰＵにおいてデコー
ドされて、ここで電力増幅器（電力増幅器モジュール）
に供給される入力制御電圧が形成される。
ュールが用いられた移動通信機器の一実施例の全体ブロ
ック図が示されている。上記移動通信機器は最も代表的
な例が前記のような携帯電話器である。アンテナで受信
された受信信号は、受信フロントエンドにおいて増幅さ
れ、ミクサにより中間周波に変換され、中間信号処理回
路ＩＦ−ＩＣを通して音声処理回路に伝えられる。上記
受信信号に周期的に含まれる利得制御信号は、特に制限
されないが、マイクロプロセッサＣＰＵにおいてデコー
ドされて、ここで電力増幅器（電力増幅器モジュール）
に供給される入力制御電圧が形成される。
【００４１】電力増幅器では、上記入力制御電圧に従っ
て利得制御が行なわれて、送信出力信号を形成する。こ
の喪失電力は、パワーカプラー等を介してその一部が上
記マイクロプロセッサＣＰＵに帰還されて、上記指定さ
せた電力制御が行なわれるようにするものである。周波
数シンセサイザは、基準発振回路ＴＣＸＯと電圧制御発
振回路ＶＣＯ及びＰＬＬループによって受信周波数に対
応した発振信号を形成し、一方において受信フロントエ
ンドのミクサに伝えられる。上記発振信号は、他方にお
いて変調器に供給される。上記音声処理回路では、受信
信号はレシーバを駆動して音声信号が出力される。送信
音声は、マイクロホンで電気信号に変換され、音声処理
回路と変復調器を通して変調器に伝えられる。
て利得制御が行なわれて、送信出力信号を形成する。こ
の喪失電力は、パワーカプラー等を介してその一部が上
記マイクロプロセッサＣＰＵに帰還されて、上記指定さ
せた電力制御が行なわれるようにするものである。周波
数シンセサイザは、基準発振回路ＴＣＸＯと電圧制御発
振回路ＶＣＯ及びＰＬＬループによって受信周波数に対
応した発振信号を形成し、一方において受信フロントエ
ンドのミクサに伝えられる。上記発振信号は、他方にお
いて変調器に供給される。上記音声処理回路では、受信
信号はレシーバを駆動して音声信号が出力される。送信
音声は、マイクロホンで電気信号に変換され、音声処理
回路と変復調器を通して変調器に伝えられる。
【００４２】このような移動通信機器では、送信動作に
おいて、指定通りの電力出力動作が行なわれているか
を、上記のパワーカプラーを用い、あるいは電力増幅回
路の電源電流をセンスして帰還信号を形成する。このよ
うな帰還ループによって、電力増幅器の利得制御動作を
行なうものであるため、入力制御電圧に対して制御感度
が極端に高い部分があると、それに対応した入力制御電
圧が供給されると出力電力が過剰に変化し、それを戻す
ような帰還作用が再び働くという動作を帰還ループでの
時間差に対応して繰り返して出力電力を大きく変動させ
てしまうという発振動作が生じる。
おいて、指定通りの電力出力動作が行なわれているか
を、上記のパワーカプラーを用い、あるいは電力増幅回
路の電源電流をセンスして帰還信号を形成する。このよ
うな帰還ループによって、電力増幅器の利得制御動作を
行なうものであるため、入力制御電圧に対して制御感度
が極端に高い部分があると、それに対応した入力制御電
圧が供給されると出力電力が過剰に変化し、それを戻す
ような帰還作用が再び働くという動作を帰還ループでの
時間差に対応して繰り返して出力電力を大きく変動させ
てしまうという発振動作が生じる。
【００４３】前記ＧＳＭ方式では、基地局間の距離は最
大で１０マイル（約１６Ｋｍ）まで許されるので、携帯
電話器は２ｄＢステップで、１３ｄＢｍ〜４３ｄＢｍと
いう高さまで出力を制御しなければならない。そして、
その出力制御方式は、携帯電話器の送信出力を常に制御
する。つまり、基地局から周期的に送られてくる制御信
号に従って出力制御動作を行なう必要がある。この発明
に係る電力増幅器では、制御感度が入力制御電圧の全領
域においてほぼ一定になるので、広いダイナミック範囲
に亘って安定した制御感度が得られ、それによって上記
携帯電話器のような移動通信機器における高品質の信号
伝送動作を行なわせることができる。
大で１０マイル（約１６Ｋｍ）まで許されるので、携帯
電話器は２ｄＢステップで、１３ｄＢｍ〜４３ｄＢｍと
いう高さまで出力を制御しなければならない。そして、
その出力制御方式は、携帯電話器の送信出力を常に制御
する。つまり、基地局から周期的に送られてくる制御信
号に従って出力制御動作を行なう必要がある。この発明
に係る電力増幅器では、制御感度が入力制御電圧の全領
域においてほぼ一定になるので、広いダイナミック範囲
に亘って安定した制御感度が得られ、それによって上記
携帯電話器のような移動通信機器における高品質の信号
伝送動作を行なわせることができる。
【００４４】以上説明したような本発明によれば電力増
幅器に流すアイドリング電流が出力電力制御信号に対し
て指数関数的に変化するので、電力利得（ｄＢ）を入力
制御電圧によって比例的あるいは直線的にに制御でき、
所要の安定した制御感度を得ることが可能となる。ま
た、２段、或いは３段等のような複数段構成の電力増幅
器においては各増幅器毎に同じ手段でアイドリング電流
を供給し、制御するものであるため、キンクの殆んど無
い制御特性を得ることができる。さらに、出力電力制御
回路をＳｉバイポーラトランジスタ、電力増幅段をＧａ
ＡｓＨＢＴ、ＳｉＧｅ−ＨＢＴ、Ｓｉバイポーラトラン
ジスタ等で構成してもよく、低コスト化にも資すことが
できる。
幅器に流すアイドリング電流が出力電力制御信号に対し
て指数関数的に変化するので、電力利得（ｄＢ）を入力
制御電圧によって比例的あるいは直線的にに制御でき、
所要の安定した制御感度を得ることが可能となる。ま
た、２段、或いは３段等のような複数段構成の電力増幅
器においては各増幅器毎に同じ手段でアイドリング電流
を供給し、制御するものであるため、キンクの殆んど無
い制御特性を得ることができる。さらに、出力電力制御
回路をＳｉバイポーラトランジスタ、電力増幅段をＧａ
ＡｓＨＢＴ、ＳｉＧｅ−ＨＢＴ、Ｓｉバイポーラトラン
ジスタ等で構成してもよく、低コスト化にも資すことが
できる。
【００４５】上記の実施例により得られる作用効果は、
次の通りである。 （１）制御入力電圧を受けて該制御入力電圧に対して指
数関数的に変化させるアイドリング電流を形成し、電力
増幅器に供給して出力電力の制御を行なうようすること
により、入力制御電圧の変化に対して出力電力特性が滑
らかに変化すると共に、広いダイナミック範囲に亘って
安定したす制御感度とすることができるという効果が得
られる。
次の通りである。 （１）制御入力電圧を受けて該制御入力電圧に対して指
数関数的に変化させるアイドリング電流を形成し、電力
増幅器に供給して出力電力の制御を行なうようすること
により、入力制御電圧の変化に対して出力電力特性が滑
らかに変化すると共に、広いダイナミック範囲に亘って
安定したす制御感度とすることができるという効果が得
られる。
【００４６】（２） 上記に加えて、上記制御回路を上
記入力制御電圧を電流に変換する回路と、該変換された
電流より基準電圧を発生し並びに上記入力制御電圧に比
例して変化する電圧の勾配を設定する回路と、該電圧を
指数関数的に変化する上記アイドリング電流に変換する
回路とを用いることにより、所要の安定した制御感度の
設定が可能になるという効果が得られる。
記入力制御電圧を電流に変換する回路と、該変換された
電流より基準電圧を発生し並びに上記入力制御電圧に比
例して変化する電圧の勾配を設定する回路と、該電圧を
指数関数的に変化する上記アイドリング電流に変換する
回路とを用いることにより、所要の安定した制御感度の
設定が可能になるという効果が得られる。
【００４７】（３） 上記に加えて、上記増幅器を縦列
接続されてなる複数段の増幅器とし、上記制御回路を上
記制御入力電圧を共通に受けて、上記複数段の各増幅器
の各々に対して上記アイドリング電流を供給する複数の
回路で構成することにより、それぞれが同様な動作をす
るのでキンクの殆んど無い制御特性を得ることができる
という効果が得られる。
接続されてなる複数段の増幅器とし、上記制御回路を上
記制御入力電圧を共通に受けて、上記複数段の各増幅器
の各々に対して上記アイドリング電流を供給する複数の
回路で構成することにより、それぞれが同様な動作をす
るのでキンクの殆んど無い制御特性を得ることができる
という効果が得られる。
【００４８】（４） 上記に加えて、上記入力制御電圧
を電流に変換する回路と、該変換された電流より基準電
圧を発生し並びに上記入力制御電圧に比例して変化する
電圧の勾配を設定する回路と、該電圧を指数関数的に変
化する上記アイドリング電流に変換する回路とは共通回
路で構成し、アイドリング電流発生部での相互のバラツ
キを防止し、かかるアイドリング電流を上記複数の増幅
器に対応して供給する回路を複数個設けるようにするこ
とにより回路の簡素化を図ることができるという効果が
得られる。
を電流に変換する回路と、該変換された電流より基準電
圧を発生し並びに上記入力制御電圧に比例して変化する
電圧の勾配を設定する回路と、該電圧を指数関数的に変
化する上記アイドリング電流に変換する回路とは共通回
路で構成し、アイドリング電流発生部での相互のバラツ
キを防止し、かかるアイドリング電流を上記複数の増幅
器に対応して供給する回路を複数個設けるようにするこ
とにより回路の簡素化を図ることができるという効果が
得られる。
【００４９】（５） 上記に加えて、上記増幅器を上記
アイドリング電流が流れるようにされた入力トランジス
タと、該入力トランジスタと電流ミラー形態にされた出
力トランジスタとの一対を含むＧａＡｓＨＢＴからなる
半導体集積回路で構成し、上記制御回路をＳｉ又はＧａ
ＡｓＨＢＴからなる半導体集積回路で構成することによ
り、携帯電話器等に要求される高周波数の電力出力動作
を実現できるという効果が得られる。
アイドリング電流が流れるようにされた入力トランジス
タと、該入力トランジスタと電流ミラー形態にされた出
力トランジスタとの一対を含むＧａＡｓＨＢＴからなる
半導体集積回路で構成し、上記制御回路をＳｉ又はＧａ
ＡｓＨＢＴからなる半導体集積回路で構成することによ
り、携帯電話器等に要求される高周波数の電力出力動作
を実現できるという効果が得られる。
【００５０】（６） 上記に加えて、上記増幅器を上記
アイドリング電流が流れるようにされた入力トランジス
タと、該入力トランジスタと電流ミラー形態にされた出
力トランジスタとの一対を含むＳｉＧｅＨＢＴ又はＳｉ
バイポーラトランジスタからなる半導体集積回路で構成
し、上記制御回路をＳｉＧｅＨＢＴ、又はＳｉバイポー
ラトランジスタで構成することにより、携帯電話器等に
要求される高周波数の電力出力動作を実現できるという
効果が得られる。
アイドリング電流が流れるようにされた入力トランジス
タと、該入力トランジスタと電流ミラー形態にされた出
力トランジスタとの一対を含むＳｉＧｅＨＢＴ又はＳｉ
バイポーラトランジスタからなる半導体集積回路で構成
し、上記制御回路をＳｉＧｅＨＢＴ、又はＳｉバイポー
ラトランジスタで構成することにより、携帯電話器等に
要求される高周波数の電力出力動作を実現できるという
効果が得られる。
【００５１】（７） 上記に加えて、上記制御回路に上
記アイドリング電流を上記入力制御電圧がある一定以上
に達した時に制限する回路を更に備えることにより低消
費電力と動作の安定化を図ることができるという効果が
得られる。
記アイドリング電流を上記入力制御電圧がある一定以上
に達した時に制限する回路を更に備えることにより低消
費電力と動作の安定化を図ることができるという効果が
得られる。
【００５２】（８） 上記に加えて、上記アイドリング
電流の温度特性を任意に設定できる回路を更に備えるこ
とにより、周囲温度に影響されないで安定した電力出力
動作を実現できるという効果が得られる。
電流の温度特性を任意に設定できる回路を更に備えるこ
とにより、周囲温度に影響されないで安定した電力出力
動作を実現できるという効果が得られる。
【００５３】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図１
の実施例等において基準電流センシング用デバイスとし
ての入力トランジスタ３は、トランジスタ形式のものに
ついて述べてきたが、トランジスタの代わりに増幅用ト
ランジスタ２と同じ材料で作成されたダイオード、或い
は、ダイオード接続されたトランジスタを用いても良
い。この場合において入力制御電圧とアイドリング電流
との指数関数的関係は何ら変わるところはない。
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図１
の実施例等において基準電流センシング用デバイスとし
ての入力トランジスタ３は、トランジスタ形式のものに
ついて述べてきたが、トランジスタの代わりに増幅用ト
ランジスタ２と同じ材料で作成されたダイオード、或い
は、ダイオード接続されたトランジスタを用いても良
い。この場合において入力制御電圧とアイドリング電流
との指数関数的関係は何ら変わるところはない。
【００５４】移動体通信機器は、電話器のように音声信
号を送受信するものの他、デジタル信号を音声信号周波
数帯の信号に変換し、デジタル電話交換網を利用してパ
ーソナルコンピュータ等や他の同様な移動通信機器との
間でデジタル信号の送受信を行なうものであっても良
い。このようなデジタル信号の送受信では、上記伝送信
号レベルが安定になるので高速なデータ通信が可能にな
る。この発明は、上記のような移動通信機器に用いられ
る電力増幅器モジュールに広く利用できる。
号を送受信するものの他、デジタル信号を音声信号周波
数帯の信号に変換し、デジタル電話交換網を利用してパ
ーソナルコンピュータ等や他の同様な移動通信機器との
間でデジタル信号の送受信を行なうものであっても良
い。このようなデジタル信号の送受信では、上記伝送信
号レベルが安定になるので高速なデータ通信が可能にな
る。この発明は、上記のような移動通信機器に用いられ
る電力増幅器モジュールに広く利用できる。
【００５５】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば電力増幅器に流すアイ
ドリング電流が出力電力制御信号に対して指数関数的に
変化するので、電力利得（ｄＢ）を制御電圧によって比
例的に制御でき、所要の制御感度を得ることが可能とな
る。また、２段、或いは、３段構成の電力増幅器におい
ては各増幅器毎に同じ手段でアイドリング電流を供給、
制御できるため、キンクの殆んど無い制御特性を得るこ
とができる。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば電力増幅器に流すアイ
ドリング電流が出力電力制御信号に対して指数関数的に
変化するので、電力利得（ｄＢ）を制御電圧によって比
例的に制御でき、所要の制御感度を得ることが可能とな
る。また、２段、或いは、３段構成の電力増幅器におい
ては各増幅器毎に同じ手段でアイドリング電流を供給、
制御できるため、キンクの殆んど無い制御特性を得るこ
とができる。
【図１】この発明に係る電力増幅器モジュールの一実施
例を示す基本的回路図である。
例を示す基本的回路図である。
【図２】この発明に係る電力増幅器モジュールの他の一
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図３】この発明に係る電力増幅器モジュールの具体的
な一実施例を示す回路図である。
な一実施例を示す回路図である。
【図４】この発明に係る電力増幅器モジュールの具体的
な他の一実施例を示す回路図である。
な他の一実施例を示す回路図である。
【図５】この発明による３段構成の電力増幅器モジュー
ルの他の実施例を示すブロック図である。
ルの他の実施例を示すブロック図である。
【図６】この発明に係る電力増幅器モジュールの更に他
の実施例を示すブロック図である。
の実施例を示すブロック図である。
【図７】この発明に係る電力増幅器モジュールの動作を
説明するための特性図である。
説明するための特性図である。
【図８】この発明に係る電力増幅器モジュールが用いら
れた移動通信機器の一実施例を示す全体ブロック図であ
る。
れた移動通信機器の一実施例を示す全体ブロック図であ
る。
【図９】従来技術の一例を示す回路図である。
【図１０】図９の電力増幅器の動作を説明するための特
性図である。
性図である。
【符号の説明】 １…出力電力制御回路、２・３…トランジスタ、４…整
合回路、５…容量、６…増幅器、７…定電流源、８…ト
ランジスタ、９…インピーダンス回路、１０…電流供給
回路、１１…電圧−電流変換回路、０１…信号入力端
子、０２…信号出力端子、０３…制御信号入力端子、０
４…電源端子、１０１…出力電力制御回路、１０２〜１
０４…増幅器、１０５〜１１０…トランジスタ、１１１
〜１１４…整合回路、１１５…電流供給回路、０１１…
信号入力端子、０１２…信号出力端子、０１３…制御信
号入力端子、０１４…電源端子、３０１…抵抗、３０２
〜３０６…トランジスタ、３０７・３１８…抵抗、３０
８〜３０９・３１１〜３１９…トランジスタ、３５０…
出力電力制御回路、３５１…電圧−電流線形変換回路、
３５２…電流−電圧変換係数設定回路、３５３…温度特
性制御回路、３５４…電圧−電流対数変換回路、３５５
…電流供給回路、３５６…増幅器、５０１…出力電力制
御回路、５０２・５０４…システム切替え回路、５０３
・５０５…電流リミット回路、５１０〜５１２…電力増
幅器、０５１…出力電力制御回路、０５２…増幅器切替
え信号入力端子、０６１…出力電力制御信号入力端子、
０６２…信号入力端子、０６３…電源端子、０６４…信
号出力端子、６０１〜６０３…増幅器、６０４〜６０６
・６０８〜６１０…トランジスタ、６０７…出力電力制
御回路、６１１・６１４〜６１６…抵抗、６１２…結合
容量、６１３…整合回路。
合回路、５…容量、６…増幅器、７…定電流源、８…ト
ランジスタ、９…インピーダンス回路、１０…電流供給
回路、１１…電圧−電流変換回路、０１…信号入力端
子、０２…信号出力端子、０３…制御信号入力端子、０
４…電源端子、１０１…出力電力制御回路、１０２〜１
０４…増幅器、１０５〜１１０…トランジスタ、１１１
〜１１４…整合回路、１１５…電流供給回路、０１１…
信号入力端子、０１２…信号出力端子、０１３…制御信
号入力端子、０１４…電源端子、３０１…抵抗、３０２
〜３０６…トランジスタ、３０７・３１８…抵抗、３０
８〜３０９・３１１〜３１９…トランジスタ、３５０…
出力電力制御回路、３５１…電圧−電流線形変換回路、
３５２…電流−電圧変換係数設定回路、３５３…温度特
性制御回路、３５４…電圧−電流対数変換回路、３５５
…電流供給回路、３５６…増幅器、５０１…出力電力制
御回路、５０２・５０４…システム切替え回路、５０３
・５０５…電流リミット回路、５１０〜５１２…電力増
幅器、０５１…出力電力制御回路、０５２…増幅器切替
え信号入力端子、０６１…出力電力制御信号入力端子、
０６２…信号入力端子、０６３…電源端子、０６４…信
号出力端子、６０１〜６０３…増幅器、６０４〜６０６
・６０８〜６１０…トランジスタ、６０７…出力電力制
御回路、６１１・６１４〜６１６…抵抗、６１２…結合
容量、６１３…整合回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 近藤 静雄 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 Ｆターム(参考） 5J100 AA01 AA16 BA01 BB00 BB01 BB07 BB11 BB22 BC02 CA00 CA01 CA11 CA18 DA06 EA02 FA02 5K060 AA02 BB04 CC04 CC12 DD04 EE04 HH06 HH35 JJ08 LL01 LL14 LL24 LL25 5K067 AA33 AA42 AA43 BB04 GG09
Claims (8)
- 【請求項１】 増幅器と、 上記増幅器に対して、その出力電力を制御するアイドリ
ング電流を供給する制御回路とを備え、 上記制御回路は、入力制御電圧を受けて該入力制御電圧
に対して上記アイドリング電流を指数関数的に変化させ
るものであることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項２】 請求項１において、 上記制御回路は、 上記入力制御電圧を電流に変換する回路と、 該変換された電流より基準電圧を発生し並びに上記入力
制御電圧に比例して変化する電圧の勾配を設定する回路
と、 該電圧を指数関数的に変化する上記アイドリング電流に
変換する回路とを含むものであることを特徴とする電力
増幅器モジュール。 - 【請求項３】 請求項１又は２において、 上記増幅器は、縦列接続されてなる複数段の増幅器から
なり、 上記制御回路は、上記制御入力電圧を共通に受けて、上
記複数段の各増幅器の各々に対して上記アイドリング電
流を供給する複数の回路から構成されるものであること
を特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項４】 請求項３において、 上記入力制御電圧を電流に変換する回路と、該変換され
た電流より基準電圧を発生し並びに上記入力制御電圧に
比例して変化する電圧の勾配を設定する回路と、該電圧
を指数関数的に変化する上記アイドリング電流に変換す
る回路とは共通回路で構成され、かかるアイドリング電
流を上記複数の増幅器に対応して供給する回路が複数個
設けられてなることを特徴とする電力増幅モジュール。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかにおいて、 上記増幅器は、上記アイドリング電流が流れるようにさ
れた入力トランジスタと、該入力トランジスタと電流ミ
ラー形態にされた出力トランジスタとの一対を含むＧａ
ＡｓＨＢＴからなる半導体集積回路で構成され、 上記制御回路は、Ｓｉ又はＧａＡｓＨＢＴからなる半導
体集積回路で構成されてなることを特徴とする電力増幅
器モジュール。 - 【請求項６】 請求項１ないし４のいずれかにおいて、 上記増幅器は、上記アイドリング電流が流れるようにさ
れた入力トランジスタと、該入力トランジスタと電流ミ
ラー形態にされた出力トランジスタとの一対を含むＳｉ
ＧｅＨＢＴ又はＳｉバイポーラトランジスタからなる半
導体集積回路で構成され、 上記制御回路は、ＳｉＧｅＨＢＴ、又はＳｉバイポーラ
トランジスタで構成することを特徴とする電力増幅器モ
ジュール。 - 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれかにおいて、 上記制御回路は、 上記アイドリング電流を上記入力制御電圧がある一定以
上に達した時に制限する回路を更に備えてなることを特
徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項８】 請求項１ないし７のいずれかにおいて、 上記アイドリング電流の温度特性を任意に設定できる回
路を更に備えてなることを特徴とする電力増幅器モジュ
ール。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30626699A JP2001127701A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 電力増幅器モジュール |
| US09/692,182 US6771128B1 (en) | 1999-10-28 | 2000-10-20 | Power amplifier module |
| US10/878,308 US6958656B2 (en) | 1999-10-28 | 2004-06-29 | Power amplifier module |
| US11/247,185 US7078975B2 (en) | 1999-10-28 | 2005-10-12 | Power amplifier module |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30626699A JP2001127701A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 電力増幅器モジュール |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001127701A true JP2001127701A (ja) | 2001-05-11 |
| JP2001127701A5 JP2001127701A5 (ja) | 2004-10-14 |
Family
ID=17955022
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30626699A Pending JP2001127701A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 電力増幅器モジュール |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US6771128B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001127701A (ja) |
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| JP2003318751A (ja) * | 2002-04-26 | 2003-11-07 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅モジュール |
| JP2009508758A (ja) * | 2005-09-21 | 2009-03-05 | アルピナ・ラッギー・エス・ピー・エー | ワイヤホイールの製造のための方法およびこの方法により得られるホイール |
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|---|---|---|---|---|
| JP2001127701A (ja) * | 1999-10-28 | 2001-05-11 | Hitachi Ltd | 電力増幅器モジュール |
| US7276965B1 (en) | 2001-03-13 | 2007-10-02 | Marvell International Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| US7605649B2 (en) * | 2001-03-13 | 2009-10-20 | Marvell World Trade Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| US7551024B2 (en) * | 2001-03-13 | 2009-06-23 | Marvell World Trade Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| JP3942007B2 (ja) * | 2001-06-29 | 2007-07-11 | 株式会社ルネサステクノロジ | 高周波電力増幅回路 |
| JP2003037454A (ja) * | 2001-07-23 | 2003-02-07 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅回路 |
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| US7558014B1 (en) | 2004-06-24 | 2009-07-07 | Marvell International Ltd. | Programmable high pass amplifier for perpendicular recording systems |
| DE102004031603B4 (de) * | 2004-06-30 | 2008-04-17 | Eads Deutschland Gmbh | Verfahren zur Formung von Signalspektren und Schaltung zur Durchführung des Verfahrens |
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| US7692417B2 (en) * | 2005-09-19 | 2010-04-06 | Skyworks Solutions, Inc. | Switched mode power converter |
| US7940833B2 (en) * | 2006-06-21 | 2011-05-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Transmitter with intelligent preconditioning of amplifier signal |
| US7471154B2 (en) * | 2006-08-08 | 2008-12-30 | Skyworks Solutions, Inc. | Bias circuit for maintaining high linearity at cutback power conditions |
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| US7696826B2 (en) * | 2006-12-04 | 2010-04-13 | Skyworks Solutions, Inc. | Temperature compensation of collector-voltage control RF amplifiers |
| US7729674B2 (en) * | 2007-01-09 | 2010-06-01 | Skyworks Solutions, Inc. | Multiband or multimode receiver with shared bias circuit |
| TWI770969B (zh) * | 2021-04-28 | 2022-07-11 | 立積電子股份有限公司 | 放大器偏壓補償電路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5410275A (en) * | 1993-12-13 | 1995-04-25 | Motorola Inc. | Amplifier circuit suitable for use in a radiotelephone |
| JP3139734B2 (ja) * | 1995-11-07 | 2001-03-05 | 日本電気株式会社 | 可変利得増幅器 |
| JP3479404B2 (ja) | 1996-03-29 | 2003-12-15 | アルプス電気株式会社 | 多段可変利得増幅回路 |
| JP3479408B2 (ja) | 1996-04-23 | 2003-12-15 | アルプス電気株式会社 | Ａｇｃ電圧補正回路 |
| JPH1028023A (ja) | 1996-07-11 | 1998-01-27 | Fujitsu Ten Ltd | 利得可変増幅装置 |
| JP3327783B2 (ja) * | 1996-08-30 | 2002-09-24 | シャープ株式会社 | トランジスタ電力増幅器 |
| US6084471A (en) * | 1997-12-19 | 2000-07-04 | Nokia Mobile Phones | Soft-limiting control circuit for variable gain amplifiers |
| JP2001127701A (ja) * | 1999-10-28 | 2001-05-11 | Hitachi Ltd | 電力増幅器モジュール |
| JP2003037454A (ja) * | 2001-07-23 | 2003-02-07 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅回路 |
-
1999
- 1999-10-28 JP JP30626699A patent/JP2001127701A/ja active Pending
-
2000
- 2000-10-20 US US09/692,182 patent/US6771128B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-06-29 US US10/878,308 patent/US6958656B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-10-12 US US11/247,185 patent/US7078975B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US6972627B2 (en) | 2002-04-26 | 2005-12-06 | Renesas Technology Corp. | High frequency power amplifier module |
| JP2009508758A (ja) * | 2005-09-21 | 2009-03-05 | アルピナ・ラッギー・エス・ピー・エー | ワイヤホイールの製造のための方法およびこの方法により得られるホイール |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7078975B2 (en) | 2006-07-18 |
| US6958656B2 (en) | 2005-10-25 |
| US6771128B1 (en) | 2004-08-03 |
| US20040232990A1 (en) | 2004-11-25 |
| US20060028277A1 (en) | 2006-02-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041117 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041207 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050201 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050404 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
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|
| A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
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