JP5081678B2

JP5081678B2 - 光信号受信回路

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Publication number: JP5081678B2
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Inventors: 博之吉岡; 隆一里村; 英行高橋; 英文吉田
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Filing date: 2008-03-24
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Description

この発明は、光信号を差動電圧信号に変換する光信号受信回路に関し、特に広ダイナミックレンジが要求されるギガビットオーダーの光信号受信回路に関する。

従来、前置増幅回路として、プリアンプ入力信号が小レベル信号から大レベル信号に切り替わる際のプリアンプ出力信号に印加されるノイズを低減しようとした技術があった（例えば、特許文献１参照）。

また、従来、利得可変型増幅器として、利得可変の有無に関わらず入出力端における電圧定在波比を良好ならしめ、かつ、利得減衰量を任意に設定しようとした技術があった（例えば、特許文献２参照）。

また、従来、光受信回路として、プリアンプ及びポストアンプの双方に対して自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）を行う技術があった（例えば、特許文献３、４、及び５参照）。

また、従来、光受信回路として、プリアンプのＡＧＣを２値制御及びヒステリシス制御によって行う技術があった（例えば、特許文献６参照）。

特開２００１−３２０２５３号公報特開２００４−１９４１０５号公報特開２００３−３１８６８１号公報特開平１１−２６６１２６号公報特開平２−２７８９０６号公報特開２００６−２６２００３号公報

近年、ブロードバンドインターネットの普及により、通信量は急激に増加しており、光信号受信回路に対してギガビットオーダーの広帯域化が求められている。またＡＰＤ（アバランシェフォトダイオード）を用いた長距離伝送、マルチモードファイバを用いたＬＲＭ（Ｌｏｎｇ−Ｒｅａｃｈ−Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ）などの用途で用いられる光信号受信回路には広ダイナミックレンジが要求される。

本願発明者等は本願に先立って、広ダイナミックレンジ、広帯域で且つ帯域内偏差の小さい光信号受信回路を実現する技術について検討を行った。光信号受信回路は光電流変換回路によって変換された電流信号を差動電圧信号に変換するものであるが、広ダイナミックレンジが要求される場合は小さな入力電流信号から大きな入力電流信号まで歪み無く線形に差動電圧信号に変換することが求められる。光信号受信回路の電流電圧変換回路は、入力電流信号が小さい場合には十分大きな差動電圧信号を出力するためにゲインを大きくする必要があり、一方、入力電流信号が大きい場合には内部回路素子の飽和を防ぐためにゲインを小さくする必要がある。このトレードオフを解決するために、入力電流信号の大きさに応じてゲインを自動調整する自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）機能を電流電圧変換回路にもたせる。また、電流電圧変換回路のゲインが小さくなった場合には内蔵アンプのフィードバックループの位相余裕が不足するため、位相補償機能を電流電圧変換回路にもたせる。

ＡＧＣ機能及び位相補償機能をもたせた電流電圧変換回路の例が特許文献１の図１に示されている。同文献は、プリアンプ入力信号が小レベル信号から大レベル信号に切り替わる際のプリアンプ出力信号に印加されるノイズを低減する前置増幅回路を開示するものであるが、要するに、広ダイナミックレンジで動作する光信号受信回路について記載された文献であると見なすことができる。特に同文献の図１には電流電圧変換回路の帰還抵抗に並列に第１のＦＥＴスイッチ５を接続し、更に電流電圧変換回路の反転増幅器の入出力間に第２のＦＥＴスイッチ６及び位相補償コンデンサ７を直列に接続している例が示されている。第１のＦＥＴスイッチ５により入力電流信号の大きさに応じて電流電圧変換回路のゲインを制御して内部回路素子の飽和を防止し（ＡＧＣ機能）、第２のＦＥＴスイッチ６及び容量（位相補償コンデンサ７）により電流電圧変換回路のゲインが小さくなった場合に不足する内蔵アンプのフィードバックループの位相余裕を拡大できる（位相補償機能）。これより回路を安定に動作させつつ、ダイナミックレンジを拡大することが可能となる。同文献の図１の回路はＦＥＴをＭＯＳトランジスタに変更しても同様の機能を実現できるので、以下ではＦＥＴをＭＯＳトランジスタに置き換えて説明する。

しかし、ＭＯＳトランジスタと容量を用いた一般的な位相補償方式では図４に示すように最小ゲイン時の利得余裕を拡大するためにはＭＯＳトランジスタのオン抵抗値を小さくする必要があり、このためにはＭＯＳトランジスタのゲート幅を大きくする必要がある。ＭＯＳトランジスタのゲート幅が大きくなると寄生容量も大きくなり、最大ゲイン時の０ｄＢ周波数は帰還抵抗と反転増幅器の入出力間の容量により形成されるＲＣフィルタの時定数で決まるため、図４に示すように最大ゲイン時の０ｄＢ周波数が低下する。すなわち最小ゲイン時の利得余裕と最大ゲイン時の０ｄＢ周波数がトレードオフになる。０ｄＢ周波数の低下は閉ループ動作時の帯域の低下となり、利得余裕の低下は閉ループ動作時の帯域内偏差の増加となる。よって最大ゲイン時の帯域と最小ゲイン時の帯域内偏差がトレードオフになる。

以上、本願に先立って検討した技術では広いダイナミックレンジ特性を実現できるが、広い帯域特性と低い帯域内偏差特性の双方を同時に満足することは困難であることを本願発明者等は独自に見いだした。

ちなみに、ポストアンプのみに対してＡＧＣを行う構成とした場合は、一般にプリアンプの出力における波形歪を抑制するためにプリアンプのトランスインピーダンスを低下させる必要が生じることとなる。それに伴い、雑音が増大する可能性が高くなる。

そこで、本願発明者等は、次に、光信号受信回路を構成するプリアンプ及びポストアンプの双方に対してＡＧＣを行う構成について検討を行った。その結果、上記特許文献３〜６に開示される従来の技術には以下の問題点があることを本願発明者等は独自に見いだした。

特許文献３及び５は、プリアンプ及びポストアンプの双方に対してＡＧＣを行う構成を開示するが、プリアンプを入力信号の直流成分に基づいて制御する構成を開示しない。また、プリアンプとポストアンプとを個別に制御する構成を開示しない。

特許文献４は、出力振幅を一定に保つためにプリアンプ及びポストアンプの双方に対してＡＧＣを行う構成を開示するが、プリアンプの利得可変幅を小さくするためにプリアンプ及びポストアンプの双方に対してＡＧＣを行う構成を開示しない。

特許文献６は、プリアンプのＡＧＣを２値制御及びヒステリシス制御によって行う構成を開示するが、プリアンプ及びポストアンプの双方に対してＡＧＣを行う構成におけるプリアンプ側に対して２値制御及びヒステリシス制御を用いたＡＧＣを行う構成を開示しない。また、その２値制御を行う目的を開示しない。

尚、特許文献２は、利得可変の有無に関わらず入出力端における電圧定在波比を良好ならしめ、かつ、利得減衰量を任意に設定する課題を開示するが、同文献が開示する構成は、同文献の図１における信号増幅用ＦＥＴ１と増幅器バイパス用ＦＥＴ４とが相補的に動作する構成であり、増幅器の出力を入力に帰還させるフィードバックループによってＡＧＣを行う構成を開示しない。すなわち、そのようなフィードバックループによるＡＧＣを前提とする本願発明とは異なる。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の光信号受信回路は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号の直流電圧を生成する電圧生成回路と、前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１及び第２の電圧信号の差動成分を増幅して差動電圧信号を出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力した電圧信号を入力とし、後段ＩＣを駆動する出力ドライバ回路と、前記第１の電圧信号に基づいて前記電流電圧変換回路のゲインを制御する第１のフィードバックループとを具備して成り、前記電流電圧変換回路は、ＭＯＳトランジスタと容量とから成る２組の位相補償回路を備えることを特徴とする。

上記手段による発明の代表的な効果は、広ダイナミックレンジ、広帯域で且つ帯域内偏差の小さい光信号受信回路を実現できることである。

本発明の光信号受信回路は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力電流信号を受け、電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、その出力信号から直流電圧を生成する電圧生成回路と、差動電圧信号を出力する差動増幅回路と、後段ＩＣを駆動する出力ドライバ回路を備えて構成される。

電流電圧変換回路には帰還抵抗に並列に第１のＭＯＳトランジスタを接続し、反転増幅器の入出力間に第２のＭＯＳトランジスタと第１の容量を接続する。更に反転増幅器の負荷抵抗に並列に第３のＭＯＳトランジスタと第２の容量を接続する。電流電圧変換回路の出力電圧信号の直流成分が一定になるよう第１のＡＧＣ回路により第１のＭＯＳトランジスタのゲート電圧が調整される。第１、第２、及び第３のＭＯＳトランジスタのゲートは、共通とすることが好適である。

電流電圧変換回路は、反転増幅器とバッファ回路との直列接続から成る増幅回路と、その増幅回路の入出力間に接続された帰還抵抗と、帰還抵抗に並列に接続された第１のＭＯＳトランジスタとを更に備えれば好適である。

また、２組の位相補償回路の一方である第１の位相補償回路は、反転増幅器の入出力間に接続された第２のＭＯＳトランジスタ及び第１の容量から成るようにすれば好適である。

また、２組の位相補償回路の他方である第２の位相補償回路は、反転増幅器の負荷抵抗に並列に接続された第３のＭＯＳトランジスタ及び第２の容量から成るようにすれば好適である。

第２及び第３のＭＯＳトランジスタの各々のゲートには、入力電流信号の平均レベルに応じた直流電圧信号が共通に印加されるようにすれば好適である。

また、前述のように、第１のＭＯＳトランジスタのゲートには、第２及び第３のＭＯＳトランジスタの各々のゲートに共通に印加される直流電圧信号が共通に印加されるようにすれば好適である。

さらに、本発明の光信号受信回路は、出力ドライバ回路の出力から差動増幅回路のゲインを制御する第２のＡＧＣ回路を更に備えて構成してもよい。

また、第１のＭＯＳトランジスタのゲート電圧及び第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を２値制御し、かつ、その切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有するようにすれば好適である。

さらに、第３のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を２値制御し、かつ、その切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有するようにすれば好適である。

本発明を別の観点から捉えれば、電流電圧変換回路が、電流信号の直流成分に応じて前記第１の電圧信号の振幅を制御する第１のＡＧＣ機能と、電流信号の直流成分に応じて２段階に位相補償を行う２段階位相補償機能とを有する光信号受信回路ということになる。

また、第１のＡＧＣ機能は、第１のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現されるようにすれば好適である。

２段階位相補償機能は、電流信号の直流成分に応じて、電流電圧変換回路の内部で構成されるフィードバックループの位相補償を行う第１の位相補償機能と、この第１の位相補償機能によって位相補償された信号に対して更に位相補償を行う第２の位相補償機能とを含んで成るようにすれば好適である。

電流電圧変換回路は、前記反転増幅器の入出力間に接続された第２のＭＯＳトランジスタ及び第１の容量を更に備えれば好適である。その場合、第１の位相補償機能は、電流信号の直流成分に応じて第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現される。

また、電流電圧変換回路は、反転増幅器の負荷抵抗に並列に接続された第３のＭＯＳトランジスタ及び第２の容量を更に備えれば好適である。その場合、第２の位相補償機能は、電流信号の直流成分に応じて第３のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現される。

一方、差動増幅回路は、出力ドライバ回路の出力振幅を一定にする第２のＡＧＣ機能を有するようにすれば好適である。

また、第１のＡＧＣ機能及び第１の位相補償機能を２値で制御する２値制御を行い、かつ、２値制御の切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有するようにすれば好適である。

さらに、第２の位相補償機能を２値で制御する２値制御を行い、かつ、２値制御の切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有するようにすれば好適である。

以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。実施例の各ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような１個の半導体基板上に形成される。また、実施例ではバイポーラトランジスタ及びＭＯＳトランジスタを用いた回路を示すが、本願発明はこれに限定される訳ではなく一般的な半導体を用いた回路に適用される。また、図に示される各素子は、同一な素子の並列または直列の接続により、要求される特性を実現されてもよい。

図１Ａ、図１Ｄは本発明を適用した光信号受信回路の第１の実施例を示したものである。図１Ａは本実施例の光信号受信回路１００の構成及びそれが光電流変換回路ＰＤ（フォトダイオード）と接続された構成を、図１Ｄは電流電圧変換回路１０の回路構成例を、それぞれ示す。本実施例の光信号受信回路１００は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路ＰＤ（フォトダイオード）の出力した電流信号を入力とし、その電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路１０と、電流電圧変換回路１０の出力した電圧信号の直流電圧を生成する基準電圧生成回路２０と、電流電圧変換回路１０と基準電圧生成回路２０の出力した電圧信号の差分を増幅して差動電圧信号を出力する差動増幅回路３０と、後段ＩＣを駆動する出力ドライバ回路４０を具備してなる。電流電圧変換回路１０は、反転増幅器１８とバッファ回路１９との直列接続から成る増幅回路と、その増幅回路の入出力間に接続された帰還抵抗１１と、帰還抵抗１１に並列に接続されたＭＯＳトランジスタ１２と、反転増幅器１８の入出力間に接続されたＭＯＳトランジスタ１３及び容量１４と、反転増幅器１８の負荷抵抗１７に並列に接続されたＭＯＳトランジスタ１５及び容量１６を具備してなる。低域通過フィルタ７０は電流電圧変換回路１０の出力電圧の直流電圧を生成し、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート電圧は、低域通過フィルタ７０の出力電圧と基準電圧生成回路５０の出力電圧を入力とするＡＧＣ回路６０により制御される。ＡＧＣ回路６０の入力は、図１Ｂに示すように差動増幅回路３０の出力電圧を入力とするピーク検出回路８０の出力電圧としてもよいし、図１Ｃに示すように出力ドライバ回路４０の出力電圧を入力とするピーク検出回路８０の出力電圧としてもよい。ＭＯＳトランジスタ１２、ＭＯＳトランジスタ１３、ＭＯＳトランジスタ１５のゲートは共通とすることにより、ＡＧＣ回路６０から共通のゲート電圧が供給される。この構成はＭＯＳトランジスタ１３と容量１４で第１の位相補償を、ＭＯＳトランジスタ１５と容量１６により第２の位相補償を行っており、位相補償を２段階で行うことを特徴とする。この点で位相補償を１段階で行う特許文献の図１とは異なる。

第１の実施例の動作を説明する。

光信号受信回路１００はＰＤの出力した電流信号を電流電圧変換回路１０により電圧信号に変換する。その電圧信号は基準電圧生成回路２０に入力され、入力された電圧信号の直流電圧を生成する。電流電圧変換回路１０の出力電圧信号と基準電圧生成回路２０の出力電圧信号は差動増幅回路３０に入力され、差動電圧信号を生成する。その差動電圧信号は出力ドライバ回路４０に入力され、後段ＩＣを駆動する。

入力電流信号の増加に伴い電流電圧変換回路１０の出力電圧を入力とする低域通過フィルタ７０の出力電圧は低下し、基準電圧生成回路５０の出力電圧以下になると、ＡＧＣ回路６０は低域通過フィルタ７０の出力電圧が基準電圧生成回路５０の出力電圧に等しくなるまでＭＯＳトランジスタ１２のゲート電圧を増加して、電流電圧変換回路１０のゲインを低下する。これより光信号受信回路１００は入力電流信号の大きさに応じて電流電圧変換回路１０のゲインを調整する第１のＡＧＣ機能を実現する。電流電圧変換回路１０の出力信号電圧の直流電圧からＡＧＣ制御を行うため、ピーク検出器が不要となり、面積・消費電力を削減できる。また、ピーク検出器を用いた場合には複雑になるゲイン切替え機能の内部テストも容易に実施することが可能になる。ＡＧＣ回路６０は更にＭＯＳトランジスタ１３にＭＯＳトランジスタ１２と共通のゲート電圧を供給する。入力電流信号が増加してＭＯＳトランジスタ１２のゲート電圧が増加し、電流電圧変換回路１０のゲインが小さくなった場合、内蔵アンプのフィードバックループの位相余裕が不足するが、ＭＯＳトランジスタ１３のゲート電圧も増加するため、反転増幅器１８の入出力間のインピーダンスが低下して位相余裕を拡大することが可能になる。これより光信号受信回路１００は第１の位相補償機能を実現する。

ＡＧＣ回路６０は更にＭＯＳトランジスタ１５にＭＯＳトランジスタ１２と共通のゲート電圧を供給する。入力電流信号が増加してＭＯＳトランジスタ１２のゲート電圧が増加し、電流電圧変換回路１０のゲインが小さくなった場合、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧も増加する。内蔵アンプのフィードバックループのゲインは反転増幅器１８のゲインで決まり、電流電圧変換回路１０のゲインが小さくなった場合には反転増幅器１８の負荷抵抗１７に並列に接続されたＭＯＳトランジスタ１５と容量１６により、高周波領域のみで内蔵アンプのフィードバックループのゲインを下げることが可能になり、図５に示すように最小ゲイン時の利得余裕を拡大することが可能になる。これより光信号受信回路１００は第２の位相補償機能を実現する。なお反転増幅器１８のバイポーラトランジスタは負荷抵抗１７にかかる電圧によって決まるコレクタ電流が供給され、常時オン状態である。最大ゲイン時の０ｄＢ周波数は帰還抵抗１１と反転増幅器１８の入出力間の容量により形成されるＲＣフィルタの時定数で決まるため、ＭＯＳトランジスタ１５の寄生容量は０ｄＢ周波数に寄与しない。よって図５に示すように最大ゲイン時の０ｄＢ周波数を確保しつつ、最小ゲイン時の利得余裕を拡大することが可能になる。よって最大ゲイン時の帯域を確保しつつ、最小ゲイン時の帯域内偏差を抑制することが可能になり、位相補償を１段階で行う場合に問題となった両者のトレードオフを解決できる。

図２には本発明を適用した光信号受信回路の第２の実施例を示したものである。実施例１との違いは、ピーク検出回路８０と基準電圧生成回路８１とＡＧＣ回路８２により差動増幅回路３０に第２のＡＧＣ機能をもたせている点である。差動増幅回路３０の出力電圧信号は出力ドライバ回路４０を介してピーク検出器８０に入力され、ピーク検出器８０は入力電圧信号の振幅に応じた直流電圧を生成し、その直流電圧は基準電圧生成回路８１の出力電圧と共にＡＧＣ回路８２に入力される。ＡＧＣ回路８２はピーク検出器８０の出力電圧が基準電圧生成回路８１の出力電圧に等しくなるよう差動増幅回路３０のゲインを調整する。これより光信号受信回路１００は第２のＡＧＣ機能を実現する。

実施例１においてダイナミックレンジを更に拡大する場合、電流電圧変換回路１０のゲイン可変幅を拡大するために、ＭＯＳトランジスタ１２、１３、１５のオン抵抗値を下げるためゲート幅を更に拡大する必要がある。しかし、ゲート幅の拡大により寄生容量も増加するので、ＭＯＳトランジスタ１２、１３の寄生容量増加分により帯域が劣化し、ＭＯＳトランジスタ１５の寄生容量増加分により電流電圧変換回路１０の出力電圧波形に歪みを発生させる。

これを解決するために後段の差動増幅回路３０に第２のＡＧＣ機能をもたせることにより、電流電圧変換回路１０と差動増幅回路３０で２段階ＡＧＣ制御を行い、ゲイン可変幅を電流電圧変換回路１０と差動増幅回路３０で分配する。これより電流電圧変換回路１０のゲイン可変幅を小さくすることが可能になり、ＭＯＳトランジスタ１２、１３、１５のゲート幅を小さくでき、寄生容量を低減できるので、帯域を確保し、出力波形歪みを抑えながら、ダイナミックレンジを拡大することが可能となる。電流電圧変換回路１０と差動増幅回路３０の各ＡＧＣ制御は別ループで行い、各フィードバックループが不安定動作するのを防止する。

図３には本発明を適用した光信号受信回路の第３の実施例を示したものである。実施例２との違いは、ＡＧＣ回路６０をヒステリシス機能付きコンパレータ９０に置き換えている点である。実施例２におけるＡＧＣ回路６０は入力電流の変化に伴いＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧を図６（ａ）に示すように制御する。入力電流＞Ｉｔｈの領域では、入力電流が増加すると、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧は連続的に増加する。ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧はＡＧＣ回路６０の最大出力レベルから決まる値で限界となり、それ以降は入力電流が増加しても一定となる。一方、本実施例３におけるコンパレータ９０は入力電流の変化に伴いＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧を図６（ｂ）に示すように制御する。入力電流＞Ｉｔｈ１となると、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧は０Ｖから一気にコンパレータ９０の最大出力レベルから決まる値まで変化する。また入力電流＜Ｉｔｈ２となると、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧は一気に０Ｖまで変化する。よってＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧は２値制御される。ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧の切替え動作が不安定動作を起こすのを避けるために、Ｉｔｈ１≠Ｉｔｈ２として切替え閾値にはヒステリシス機能をもたせている。図７に示すように、Ｉｔｈ１は電流電圧変換回路の出力電圧レベルがデータ識別不能領域に入らないように設定され、Ｉｔｈ２は電流電圧変換回路の出力電圧レベルが内部回路素子の飽和領域に入らないように設定される。

実施例２では、入力電流の時間的変化に伴い、電流電圧変換回路１０のゲインが時間的に変化するため、電流電圧変換回路１０の出力電圧波形に歪みが発生する。歪みが発生する原理を図８に示す。入力電流が時間的に変化すると（図８（ａ））、電流電圧変換回路１０の出力電圧すなわちＭＯＳトランジスタ１２のソースレベルが時間的に変化する。ここではＭＯＳトランジスタ１２の出力抵抗値は一定と仮定している（図８（ｂ））。ＭＯＳトランジスタ１２のゲートレベルは一定のため、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧が時間的に変化することになり（図８（ｃ））、すなわちＭＯＳトランジスタ１２の出力抵抗値が時間的に変化することになる（図８（ｄ））。これより電流電圧変換回路１０の出力電圧波形に歪みが発生する（図８（ｅ））。

ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧の変動ΔＶｇｓと出力抵抗値の変動Δｒ０の関係は式（１）（２）より式（３）で表される。
Ｉｄ＝（ｋ´／２）・（Ｗ／Ｌ）・（Ｖｇｓ−Ｖｔ）^２・（１＋λＶｄｓ）…（１）
ｒ０＝（∂Ｉｄ／∂Ｖｄｓ）^−１＝（λＩｄ）^−１…(２)
Δｒ０／ΔＶｇｓ＝∂ｒ０／∂Ｖｇｓ＝―Ｋ／（Ｖｇｓ−Ｖｔ）^３…（３）
※Ｋ＝｛（λ／２）・（ｋ´／２）・（Ｗ／Ｌ）・（１＋λＶｄｓ）｝^−１
式（３）より、ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧の変動による出力抵抗値の変動は、ゲート・ソース間電圧の平均値が小さい場合に顕著になり、逆にゲート・ソース間電圧の平均値が大きい場合には目立たなくなる。

実施例３では、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間電圧は２値制御され、ゲート・ソース電圧は０Ｖもしくはコンパレータ９０の最大出力レベルから決まる値をとる。ゲート・ソース間電圧が０Ｖの場合は、ＭＯＳトランジスタ１２はＯＦＦされているので出力抵抗は無限大のままである。ゲート・ソース間電圧がコンパレータ９０の最大出力レベルから決まる値の場合は、Ｖｇｓ−Ｖｔ＞＞０ＶのためＭＯＳトランジスタ１２の出力抵抗の変動は極めて小さくなる。よって入力電流が時間的に変化しても、電流電圧変換回路１０の出力電圧波形に歪みは発生しない。また電流電圧変換回路１０のゲインは２値制御されるため、差動増幅回路３０に第２のＡＧＣ機能をもたせていない場合、入力電流信号の大きさが変動するとＩＣ出力振幅を一定にすることができなくなるが、本実施例３のように差動増幅回路３０に第2のＡＧＣ機能をもたせることによりこの問題は解決される。

本発明を適用した光信号受信回路１００の構成図である。本発明を適用した光信号受信回路１００の他の構成図である。本発明を適用した光信号受信回路１００の更に他の構成図である。図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃの電流電圧変換回路１０の一例を示す回路図である。本発明を適用した光信号受信回路１００の構成図である。本発明を適用した光信号受信回路１００の構成図である。特許文献１の図１の電流電圧変換回路の開ループ特性である。図１Ａの電流電圧変換回路１０の開ループ特性である。入力電流とＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース電圧の関係図である。切替え閾値Ｉｔｈ１とＩｔｈ２の設定方法である。電流電圧変換回路１０の出力電圧波形歪みのしくみである。

符号の説明

１０…電流電圧変換回路、
１１…帰還抵抗、
１２…ＭＯＳトランジスタ、
１３…ＭＯＳトランジスタ、
１４…容量、
１５…ＭＯＳトランジスタ、
１６…容量、
１７…負荷抵抗、
１８…反転増幅器、
１９…バッファ回路、
２０…基準電圧生成回路、
３０…差動増幅回路、
４０…出力ドライバ回路、
５０…基準電圧生成回路、
６０…ＡＧＣ回路、
７０…低域通過フィルタ、
８０…ピーク検出器、
８１…基準電圧生成回路、
８２…ＡＧＣ回路、
９０…コンパレータ、
１００…光信号受信回路。

Claims

光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号の直流電圧を生成する電圧生成回路と、
前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１及び第２の電圧信号の差動成分を増幅して差動電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力した電圧信号を入力とし、後段ＩＣを駆動する出力ドライバ回路と、
前記第１の電圧信号に基づいて前記電流電圧変換回路のゲインを制御するフィードバックループと
を具備して成り、
前記電流電圧変換回路は、反転増幅器とバッファ回路との直列接続から成る増幅回路と、前記増幅回路の入出力間に接続された帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続された第１のＭＯＳトランジスタと、ＭＯＳトランジスタと容量とから成る２組の位相補償回路とを備え、
前記２組の位相補償回路の一方である第１の位相補償回路は、前記反転増幅器の入出力間に接続された第２のＭＯＳトランジスタ及び第１の容量から成り、
前記２組の位相補償回路の他方である第２の位相補償回路は、前記反転増幅器の負荷抵抗に並列に接続された第３のＭＯＳトランジスタ及び第２の容量から成り、
前記第１、第２及び第３のＭＯＳトランジスタの各々のゲートには、入力電流信号の平均レベルに応じた直流電圧信号が共通に印加される
ことを特徴とする光信号受信回路。
請求項１において、
前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート電圧、前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧及び前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を２値で制御する２値制御を行い、かつ、前記２値制御の切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有する
ことを特徴とする光信号受信回路。
光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号の直流電圧を生成する電圧生成回路と、
前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１及び第２の電圧信号の差動成分を増幅して差動電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力した電圧信号を入力とし、後段ＩＣを駆動する出力ドライバ回路と
を具備して成り、
前記電流電圧変換回路は、前記電流信号の直流成分に応じて前記第１の電圧信号の振幅を制御する第１のＡＧＣ機能と、前記電流信号の直流成分に応じて２段階に位相補償を行う２段階位相補償機能とを有し、
前記２段階位相補償機能は、前記電流信号の直流成分に応じて、前記電流電圧変換回路の内部で構成されるフィードバックループの位相補償を行う第１の位相補償機能と、前記第１の位相補償機能によって位相補償された信号に対して更に位相補償を行う第２の位相補償機能とを含んで成り、
前記電流電圧変換回路は、反転増幅器とバッファ回路との直列接続から成る増幅回路と、前記増幅回路の入出力間に接続された帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続された第１のＭＯＳトランジスタと、前記反転増幅器の入出力間に接続された第２のＭＯＳトランジスタ及び第１の容量と、前記反転増幅器の負荷抵抗に並列に接続された第３のＭＯＳトランジスタ及び第２の容量とを更に備え、
前記第１のＡＧＣ機能は、前記電流信号の直流成分に応じて前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現され、
前記第１の位相補償機能は、前記電流信号の直流成分に応じて前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現され、
前記第２の位相補償機能は、前記電流信号の直流成分に応じて前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を変化させることにより実現され、
前記第１、第２及び第３のＭＯＳトランジスタの各々のゲートには、共通の制御信号が印加される
ことを特徴とする光信号受信回路。
請求項３において、
前記第１のＡＧＣ機能、前記第１の位相補償機能及び前記第２の位相補償機能を２値で制御する２値制御を行い、
かつ、前記２値制御の切替え閾値にヒステリシスをもたせた構成を有する
ことを特徴とする光信号受信回路。