JP4005401B2 - 増幅回路及び光通信装置 - Google Patents
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- 230000003287 optical effect Effects 0.000 title claims description 109
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 36
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 35
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 7
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 7
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 3
- 238000000465 moulding Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 42
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 34
- 238000000034 method Methods 0.000 description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 239000011347 resin Substances 0.000 description 3
- 229920005989 resin Polymers 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000010791 quenching Methods 0.000 description 2
- 230000000171 quenching effect Effects 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は増幅回路及び光通信装置に関するものである。
近年、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants )等の携帯端末、携帯電話等の電子機器には、赤外線データ通信機能が付加されている、即ち赤外線を用い空間を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。また、コンピュータ等には、光ファイバ等の通信媒体を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。これらの光通信装置では、低価格化と高性能化が求められている。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、第一従来例の光受信アンプ１０のブロック回路図である。
光受信アンプ１０はフォトダイオードＰＤが接続され、該フォトダイオードＰＤは受光量に対応した受信電流ＩPDを生成し、光受信アンプ１０は受信電流ＩPDに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【０００３】
光受信アンプ１０は、プリアンプ１１、メインアンプ１２、コンパレータ１３を備えている。
プリアンプ１１は、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を含み、抵抗Ｒ１は、一端に動作電源ＶREG が供給され、他端がフォトダイオードＰＤに接続されている。ダイオードＤ１は、抵抗Ｒ１に流れる電流に対して順方向に並列に接続されている。このプリアンプ１１は、受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに変換する。入力光量の変化に応じた受信電流ＩPDの変化量ΔＩPDに対する電圧信号ＶFMの変化量ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＩPD×Ｒ１となる。動作電源ＶREG は、光受信アンプ１０を形成したＩＣの内部又は外部に設けた電源フィルタを介して供給される電源、又は定電圧電源から供給される電源である。
【０００４】
メインアンプ１２は、電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶＡを出力し、コンパレータ１３はメインアンプ１２の出力信号ＶＡをしきい値電圧ＶTHに基づいて２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【０００５】
図２１は、第二従来例の光受信アンプ２０のブロック回路図である。尚、第一従来例と同様に作用する素子については同じ符号を付して説明する。
この光受信アンプ２０は、第一従来例と同様に、受光量に応じてフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【０００６】
光受信アンプ２０は差動型アンプであり、プリアンプ２１、バッファ回路２２、バンドパスフィルタ２３、メインアンプ２４、コンパレータ２５、ＤＣ光キャンセル回路２６を備えている。
【０００７】
プリアンプ２１は差動出力を持ち、抵抗Ｒ２，Ｒ３、トランジスタＱ１〜Ｑ４、電流源２７，２８を含む。第１抵抗Ｒ２と第１トランジスタＱ１と第１電流源２７は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続され、第２抵抗Ｒ３と第２トランジスタＱ２と第２電流源２８は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続されている。両トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と第１電流源２７の間にはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【０００８】
第１，第２抵抗Ｒ２，Ｒ３と第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【０００９】
このプリアンプ２１は、受信電流ＩPDを電流−電圧変換し、第１抵抗Ｒ２と第１トランジスタＱ１の間と、第２抵抗Ｒ３と第２トランジスタＱ２の間とから、それぞれメイン側とリファレンス側の電圧信号ＶFM，ＶFPを出力する。
【００１０】
無信号時（信号光の入射が無いとき）、クランプ電圧Ｖｃと第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のベースエミッタ電圧ＶBEと電圧信号ＶFMは、（ＶC −ＶBE＞ＶFM）の状態にあり、トランジスタＱ３，Ｑ４はオフしている。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４は大入力信号時にオンして電圧信号ＶFM，ＶFPを所定電圧にクランプする。
【００１１】
入力光量の変化に応じた受信電流ＩPDの変化量ΔＩPDに対する電圧信号ＶFMの変化量ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＩPD×Ｒ２となる。バッファ回路２２、バンドパスフィルタ２３、メインアンプ２４によりプリアンプ２１の差動出力の差電圧ΔＶF （＝ΔＶFP−ΔＶFM）を増幅する。コンパレータ２５は、メインアンプ２４の差動出力を２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００１２】
ＤＣ光キャンセル回路２６は、太陽光等のＤＣ光（フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDの直流成分を生成する光）によってフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに含まれる直流成分（ＤＣ成分）の影響を打ち消すために設けられている。このＤＣ成分は、通信周波数を含む所定の周波数帯より低い周波数成分を含む。ＤＣ光キャンセル回路２６は電圧信号ＶFM，ＶFPに含まれる直流成分に応じてそれを打ち消すように生成した電流をプリアンプ２１の入力にフィードバックする。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、入力光に、目的の信号以外の成分がある場合に、光受信アンプ１０，２０の総合ゲインを下げてＳ／Ｎ比を向上する必要がある。ゲインを下げる手段として、一般的には自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路が用いられる。より効果的で簡単にゲインを下げる方法として、プリアンプ１１内の電流電圧変換抵抗Ｒ１（プリアンプ２１の抵抗Ｒ２，Ｒ３）の抵抗値をＡＧＣ回路によって調整する方法がある。しかし、これら抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値を調整すると、抵抗値によってバイアス電圧が変化してしまい。後段のアンプに接続すべき適正なバイアス電位からはずれるという問題があった。特に、低い電源電圧にて光受信アンプ１０，２０を動作させる場合、アンプ間のバイアスレベルに余裕が無くなってしまう。
【００１４】
プリアンプ１１，２１内の電流電圧変換抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値をＡＧＣ回路にて調整する方法の場合、減衰量（ゲインの変化量）は−３０ｄＢΩ程度である。光入力信号が大きい（入力光量が多い）場合は、更にゲインを下げる必要がありその手段が必要となる。しかし、このような手段は回路規模が大きいため、小さな規模の回路を追加して大幅にゲインを下げることが難しいという問題があった。
【００１５】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的はゲインを調整しバイアス電位を安定させることができる増幅回路及び光通信装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、電圧信号に基づくゲイン調整信号を生成するゲイン調整回路と、ゲイン調整信号に基づいてバイアス調整信号を生成するバイアス調整回路とを備え、ゲイン調整信号にて第１の増幅器に備えられた電流電圧変換抵抗の抵抗値を調整し、バイアス調整信号にて第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整する。従って、ゲイン調整によるバイアス電位のＤＣ的な変動が押さえられる。また、バイアス調整回路は、電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持ち、ゲイン調整信号にてその抵抗値が調整される可変抵抗と、入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第１の電流の電流値との積を、可変抵抗の抵抗値と該可変抵抗に流れる第２の電流の電流値の積と等しくするように可変抵抗に接続された電流源に流れる電流量を調整する信号をバイアス調整信号として出力する増幅器とを備えた。
【００１７】
ゲイン調整回路は、請求項２に記載の発明のように、電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、ゲインをリセットするべくピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、放電回路は、ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された電流出力型増幅器であり、該増幅器の出力信号がピークホールド回路の出力信号が入力される端子に帰還される。
【００１９】
請求項３に記載の発明は、電圧信号に基づいて第２の増幅器のゲインを調整する第２のゲイン調整回路を備えた。従って、よりゲインの調整が容易になる。
請求項４に記載の発明は、第１及び第２の増幅器の間に挿入接続された帯域通過フィルタと、電圧信号に基づいて帯域通過フィルタの周波数特性を調整する第２のゲイン調整回路とを備えた。従って、通信モードに応じて受信特性が変更される。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、電流電圧変換抵抗にコンデンサを接続して低域通過フィルタを構成した。従って、ゲインとともにフィルタの低域通過特性が調整される。
【００２１】
第２のゲイン調整回路は、請求項６に記載の発明のように、第１のゲイン調整回路によるゲイン調整の限界付近から動作を開始する。第２のゲイン調整回路によるゲインの調整は入力信号が充分に大きくなった時点から動作するため、精度を必要とせず、回路規模が小さくなる。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、信号光を受ける第１の受光素子と、第１の受光素子に流れる受信電流が入力電流として供給される請求項１〜６のうちの何れか一項に記載の増幅回路を含む受信回路とをモールドしてなる光通信装置であって、信号光の一部を受ける第２の受光素子を備え、増幅回路は、第２の受光素子に流れる電流に基づいて第１の増幅器を含むゲインを調整するべく第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備えた。受信光により生じるリーク電流を検出してゲインを調整することができる。
【００２３】
第２の受光素子は、請求項８に記載の発明のように、信号光が照射される非素子形成領域と半導体基板により形成されるダイオードである。従って、半導体基板の大きさが増大しない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第一実施形態）
以下、本発明を具体化した第一実施形態を図１〜図５に従って説明する。
【００２５】
図４は、光通信装置の概略構成図である。
光通信装置３０は、発光ダイオードＬＤ、フォトダイオードＰＤ、送受信回路３１を備える。送受信回路３１は、増幅回路，受信回路としての光送信アンプ３２、送信回路としての光受信アンプ３３を含む。
【００２６】
光送信アンプ３２は、出力端子に発光ダイオードＬＤが接続され、送信信号ＴＸが入力される。光送信アンプ３２は、送信信号ＴＸに応答して生成した送信電流ＩLDを発光ダイオードＬＤに供給する。発光ダイオードＬＤは、パルス状の送信電流ＩLDに基づいて発光及び消光を繰り返す。
【００２７】
光受信アンプ３３は、入力端子にフォトダイオードＰＤが接続される。フォトダイオードＰＤは、受信した光に対応した受信電流ＩPDを生成する。受信アンプ３３は、受信電流ＩPDを電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換して受信電圧を生成し、その受信電圧を２値化して生成した受信信号ＲＸを出力する。
【００２８】
図１は、光受信アンプ３３のブロック回路図である。
光受信アンプ３３は、プリアンプ４１、メインアンプ４２、比較器としてのコンパレータ４３、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を有している。
【００２９】
フォトダイオードＰＤはプリアンプ４１の入力端子に接続されている。プリアンプ４１は、フォトダイオードＰＤが生成する受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換する。
【００３０】
メインアンプ４２は、電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶRPを出力する。コンパレータ４３は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPをしきい値電圧ＶTHに基づいて２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００３１】
ＡＧＣ回路４４は、コンパレータ４３の入力信号、即ちメインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧が該コンパレータ４３の２値化に適した電圧とするように、光受信アンプ３３のゲインを調整する、詳しくはプリアンプ４１のゲインを調整するために設けられている。ゲインが大きすぎると、信号ＶRPを２値化した受信信号ＲＸのパルス幅が規格外のパルス幅になる（受信信号ＲＸのパルス幅が太る）等の問題が発生するからである。
【００３２】
ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPを入力し、該出力信号ＶRPの電圧に基づいてプリアンプ４１の出力信号（電圧信号ＶFM）を所定の電圧に制御するように生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。プリアンプ４１は、その調整信号ＶAGC に応答してＩ−Ｖ変換におけるゲインを変更する、即ち受信電流ＩPDの電流値に対する電圧信号ＶFMの電圧値を変更する。
【００３３】
ＡＢＣ回路４５は、プリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMに生じるバイアス電圧を調整するために設けられている。ＡＢＣ回路４５は、ＡＧＣ回路４４から出力される調整信号ＶAGC を入力し、該調整信号ＶAGC に基づいてプリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMに生じるバイアス電圧の変化（電圧信号ＶFMの直流的（ＤＣ的）な電位変化）を小さくするように生成したバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【００３４】
プリアンプ４１は、電流電圧変換抵抗としての抵抗ＲFM、ダイオードＤ１、電流源４６を有している。抵抗ＲFMは、第１端子に動作電源ＶREG が供給され、第２端子が電流源４６の第１端子に接続され、電流源４６の第２端子は低電位電源に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードが抵抗ＲFMの第１端子に接続され、カソードが抵抗ＲFMの第２端子に接続されている。そして、抵抗ＲFMと電流源４６との間にフォトダイオードＰＤが接続されている。電流源４６は、フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに変換する抵抗ＲFMに所定のバイアス電流Ｉ１を流す。
【００３５】
本実施形態の抵抗ＲFMは、制御信号に応答して抵抗値を変更する抵抗値可変素子であり、このような素子は例えばＰチャネルＭＯＳ型トランジスタにより実現される。該トランジスタは、制御端子（ゲート）に印加される電流又は電圧に応じて抵抗値を変更する。尚、抵抗ＲFMとして、ＭＯＳ型トランジスタとパッシブな抵抗との合成抵抗を用いても良い。また、バイポーラトランジスタを用いても良い。
【００３６】
また、本実施形態の電流源４６は、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有している。この機能は、例えば電流源４６を構成するトランジスタの制御端子（ゲート又はベース）に印加する電圧又は電流を変更することで実現される。
【００３７】
即ち、抵抗ＲFMにはゲイン調整信号ＶAGC が供給され、電流源４６にはバイアス調整信号ＶABC が供給されている。そして、抵抗ＲFMは、ゲイン調整信号ＶAGC の電圧値に応答して抵抗値を変更し、電流源４６は、バイアス調整信号ＶABC の電圧値に応答して電流Ｉ１の電流値を変更する。
【００３８】
例えば、メインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧値が所定の電圧値より大きい場合、ＡＧＣ回路４４はプリアンプ４１のゲインを下げるようにゲイン調整信号ＶAGC を生成し、抵抗ＲFMはそのゲイン調整信号ＶAGC に応答してその抵抗値を小さくする。ＡＢＣ回路４５は、ゲイン調整信号ＶAGC に基づいてバイアス調整信号ＶABC を生成し、電流源４６はそのバイアス調整信号ＶABC に応答して電流Ｉ１を多くする。
【００３９】
プリアンプ４１は、抵抗ＲFMと電流源４６の間の電圧値を持つ電圧信号ＶFMを出力する。そして、抵抗ＲFMの抵抗値の変化に対応して電流源４６が流す電流Ｉ１の電流量を変更することで、抵抗ＲＦＭと電流源４６の間のノードの電位をほぼ一定とすることができる。
【００４０】
即ち、ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、該出力信号ＶRPの電圧を所定の電圧に近づけるように電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してプリアンプ４１のゲインを調整する。そして、ＡＢＣ回路４５は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくするようにプリアンプ４１の出力点におけるバイアス電流を調整する。
【００４１】
図２は、ＡＧＣ回路４４の回路図である。
ＡＧＣ回路４４は、ピークホールド回路５１、アンプ５２、抵抗ＲG を備えている。ピークホールド回路５１は、アンプ５３、ダイオードＤPH、コンデンサＣPHを備えている。アンプ５３の出力端子はダイオードＤPHのアノードに接続され、ダイオードＤPHのカソードはアンプ５３の反転入力端子とコンデンサＣPHの第１端子に接続され、コンデンサＣPHの第２端子は低電位電源に接続されている。アンプ５３の非反転入力端子にはメインアンプ４２の出力信号ＶRPが入力されている。このように構成されたピークホールド回路５１は、入力信号ＶRPのピークレベルを保持した信号ＶPHを出力する。
【００４２】
アンプ５２は、非反転入力端子にピークホールド回路５１から出力される信号ＶPHが入力され、反転入力端子に基準信号ＶREF が入力される。アンプ５２の出力端子は抵抗ＲG を介して図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続されている。従って、抵抗ＲG には抵抗ＲFMの第１端子における電圧ＶFRが印加される。基準信号ＶREF の電位は、プリアンプ４１のバイアス電圧を決定する。
【００４３】
アンプ５２は、電流出力型アンプであり、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF の電位差に応じた電流ＩG を抵抗ＲG に流し、それによる電圧を持つゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００４４】
図３は、ＡＢＣ回路４５の回路図である。
ＡＢＣ回路４５は、アンプ５５、第１電流源５６、第２電流源５７、第１抵抗ＲA 、第２抵抗ＲFAを有している。
【００４５】
第１抵抗ＲA は固定抵抗であり、その第１端子には動作電源ＶREG が供給され、第２端子は電流源５６の第１端子に接続され、電流源５６の第２端子は低電位電源に接続されている。第１抵抗ＲA と第１電流源５６の間のノードはアンプ５５の非反転入力端子に接続され、反転入力端子は第２抵抗ＲFAに接続されている。
【００４６】
第２抵抗ＲFAは第１端子に動作電源ＶREG が供給され、第２端子がアンプ５５の反転入力端子に接続され、第３端子にゲイン調整信号ＶAGC が印加されている。第２抵抗ＲFAは、図１の電流電圧変換抵抗ＲFMと実質的に同じ特性を持つ抵抗値可変素子であり、その抵抗値をゲイン調整信号ＶAGC によって抵抗ＲFMの抵抗値と実質的に同一又は比例した抵抗値に変更する。
【００４７】
第２抵抗ＲFAの第２端子は第２電流源５７に接続されている。第２電流源５７は、第１端子が第２抵抗ＲFAに接続され、第２端子が低電位電源に接続され、第３端子がアンプ５５の出力端子に接続されている。
【００４８】
第２電流源５７は、図１の電流源４６と同様に、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有し、その電気的特性は電流源４６と実質的に同一である。従って、第２電流源５７は、アンプ５５の出力信号に応じた電流ＩFAを流す。そして、アンプ５５はバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【００４９】
上記のように構成されたＡＢＣ回路４５は、第２電流源５７に流す電流ＩFAを調整し、（ＲA ・ＩA ）＝（ＲFA・ＩFA）となるような電圧を有するバイアス調整信号ＶABC を出力する。尚、式の各項は、その各項が符号として付された素子の電気的特性値（抵抗値、電流値など）であり、以下の式も同様とする。
【００５０】
このバイアス調整信号ＶABC は、図１の電流源４６に供給され、該電圧によりバイアス電流Ｉ1 を調整する。従って、ＡＢＣ回路４５は、電流源４６を制御してバイアス電流Ｉ1 を調整し、第１抵抗ＲA と第１電流源５６の間のノードの電圧ＶA とプリアンプ４１の出力信号ＶFMの電圧をＤＣ的に等しく（ＶA ＝ＶFM＝（ＲFM・Ｉ1 ））する。
【００５１】
次に、上記のように構成された光受信アンプ３３の作用を図５に従って説明する。
今、フォトダイオードＰＤに、入射した信号光に応答してパルス状の受信電流ＩPDが流れる。図１のプリアンプ４１は受信電流ＩPDを電流−電圧変換して生成した電圧信号ＶFMを出力し、メインアンプ４２はその電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶRPを出力する。ＡＧＣ回路４４は、図２のピークホールド回路５１にて保持した電圧を持つ信号ＶPHに基づいて生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００５２】
メインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧が所望の電圧より大きい場合、ＡＧＣ回路４４は、プリアンプ４１のゲインを下げるべく抵抗ＲFMの抵抗値を小さくするように生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００５３】
ＡＢＣ回路４５は、ゲイン調整信号ＶAGC により抵抗ＲFMが変化した抵抗分Δｒに応じて、電流源４６が流すバイアス電流Ｉ1 を電流Δｉ変更するようにバイアス調整信号ＶABC を生成する。従って、プリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMは、
ＶFM＝（ＲFM・Ｉ1 ）≒（ＲFM＋Δｒ）・（Ｉ1 ＋Δｉ）
となり、該電圧信号ＶFMのＤＣ的な変動が小さくなる。
【００５４】
尚、図５に破線にてＡＢＣ回路４５を備えていない光受信アンプにおいてプリアンプから出力される電圧信号の波形を、本実施形態における電圧信号ＶFMと重ねて示す。
【００５５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）光受信アンプ３３は、プリアンプ４１、メインアンプ４２、比較器としてのコンパレータ４３、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を有している。ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、該出力信号ＶRPの電圧を所定の電圧に近づけるように電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してプリアンプ４１のゲインを調整する。そして、ＡＢＣ回路４５は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいてプリアンプ４１の出力点におけるバイアス電流を調整するようにした。その結果、プリアンプ４１のゲインを調整するとともに、その調整による、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくすることができる。
【００５６】
（２）ＡＧＣ回路４４はプリアンプ４１の電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してゲインを調整し、ＡＢＣ回路４５は抵抗ＲFMに直列に接続された電流源４６の電流値を調整するようにした。その結果、トランジスタを縦積みにしないため、即ち抵抗ＲFMや電流源４６に対して調整するためのトランジスタを直列に接続する必要がないため、低い電源電圧で動作させることが可能となる。
【００５７】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態において、ＡＧＣ回路４４の構成を適宜変更して実施しても良い。
【００５８】
図６は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。変更された構成部分について説明する。
ＡＧＣ回路６１は、ピークホールド回路５１、第１アンプ５２、第１抵抗ＲG 、第２アンプ６２、電流源６３、第２抵抗ＲFGを備えている。第１アンプ５２の出力端子は第２アンプ６２の反転入力端子と第２抵抗ＲFGに接続されている。第２アンプ６２は、非反転入力端子が電流源６３の第１端子に接続され、電流源６３の第２端子は低電位電源に接続されている。また、第２アンプ６２の非反転入力端子は第１抵抗ＲG を介して図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続されている。第２抵抗ＲFGは抵抗値可変素子であり、図１の電流電圧変換抵抗ＲFMと実質的に同じ特性を持つ抵抗値可変素子であり、その抵抗値をゲイン調整信号ＶAGC によって抵抗ＲFMの抵抗値と実質的に同一又は比例した抵抗値に変更する。第２抵抗ＲFGは、第１端子が図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続され、第２端子が第１アンプ５２の出力端子に接続され、第３端子が第２アンプ６２の出力端子に接続されている。
【００５９】
第１アンプ５２は、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF の電位差に応じた電流ＩFGを出力端子に流し込む。この電流ＩFGにより、
ＲG ・ＩG ＝ＲFG・ＩFG
となるように生成されたゲイン調整信号ＶAGC が第２アンプ６２から出力される。従って、プリアンプ４１の抵抗ＲFMは電流ＩFGに比例してその抵抗値が変化する。このように、電流ＩFGによって可変抵抗ＲFGの抵抗値調整が容易にできる。
【００６０】
図７は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
ＡＧＣ回路７１は、ピークホールド回路５１、アンプ５２、抵抗ＲG 、放電回路７２を備えている。放電回路７２は電流源又は固定抵抗にて構成され、ピークホールド回路５１の出力端子と低電位電源との間に接続されている。放電回路７２は、プリアンプ４１のゲインを元に戻す（リセットする）ために設けられ、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHに蓄積された電荷を放電する。この放電回路７２により、連続した入力信号がこなくなった後や、入力信号が小さくなった場合にゲインを元に戻すことができる。
【００６１】
図８は、別の自動ゲイン調整回路の回路図であり、図９は、その動作波形図である。
ＡＧＣ回路８１は、ピークホールド回路５１、第１アンプ５２、抵抗ＲG 、放電回路としての第２アンプ８２を備えている。
【００６２】
第１アンプ５２は、反転入力端子に第１基準信号ＶREF1が入力される。基準信号ＶREF1の電位は、図１のプリアンプ４１のバイアス電圧を決定する。第１アンプ５２は、電流出力型アンプであり、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF1の電位差に応じた電流ＩG を抵抗ＲG に流し、それによる電圧を持つゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００６３】
第２アンプ８２は、非反転入力端子がピークホールド回路５１の出力端子に接続され、反転入力端子に第２基準信号ＶREF2が入力される。第２アンプ８２は電流出力型アンプであり、出力端子が非反転入力端子に接続されている。
【００６４】
第２アンプ８２は、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと第２基準信号ＶREF2の電位差を増幅した電流ＩDSを出力する。その電流ＩDSは第２アンプ８２の非反転入力端子に帰還される。従って、電流ＩDSは、アンプ内部のカレントミラーなどで、例えば、１／１０＾６（１０の６乗）にて出力され、この電流ＩDSは、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHの放電電流となる。この放電電流ＩDSは、
ＩDS＝gm・（ＶDS−ＶREF2）
（但し、gm：第２アンプ８２のコンダクタンス）
となる。従って、図９に示すように、出力信号ＶPHの電圧値が大きい（コンデンサＣPHの充電電荷が多い）場合は放電電流ＩDSの電流量が大きく、その電圧値が小さい場合は放電電流ＩDSの電流量も小さくなる。
【００６５】
このように、このＡＧＣ回路８１は、第２アンプ８２によって図７のＡＧＣ回路７１に比べて放電電流、放電時間の設定が容易にできる。これに対し、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHをＩＣチップ内に搭載する場合は、その容量値を大きくできないため、放電電流の制御が難しい。また、図７に示す電流源や抵抗からなる放電回路７２はホールドレベル（信号ＶPHの電位）に合わせて放電電流を調整することができないからである。
【００６６】
図１０は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
ＡＧＣ回路９１は、ピークホールド回路５１、アンプ９２、抵抗ＲG 、第１，第２電流源９３，９４を備えている。
【００６７】
アンプ９２は電圧出力型アンプであり、出力端子は第１，第２電流源９３，９４に接続されている。第１電流源９３は、第１端子がアンプ９２の非反転入力端子に接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。第２電流源９４は、第１端子が抵抗ＲG に接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。
【００６８】
第１，第２電流源９３，９４は、構成するトランジスタがアンプ９２の出力素子とミラー接続され、それぞれ電流ＩDS，ＩG を流す。第１電流源９３が流す電流ＩDSは、第２電流源９４が流す電流ＩG の１／ｎ（例えばｎ＝１０＾６）に設定されている。第１電流源９３は、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHの電荷を放電する放電回路として機能し、第２電流源９４はゲイン調整信号ＶAGC を生成するために機能する。
【００６９】
このように構成されたＡＧＣ回路９１は、出力電流ＩG と放電電流ＩDSを決める基準電位が同じになってしまい、互いに任意に設定できないが、図８の第２アンプ８２を省略することができるため、回路素子数や消費電流を減らすことができる。
【００７０】
・上記実施形態において、ＡＢＣ回路４５の構成を適宜変更して実施しても良い。
例えば、図３のアンプ５５を電流出力型とし、その出力用のトランジスタ流れる電流をカレントミラーにて図１に示す電流源４６に流れる電流を調整するようにしても良い。
【００７１】
また、図６に示す電流ＩFGをカレントミラー回路にて受け取り、それを増幅した電流を同じくカレントミラーにて図１に示す電流源４６に流れる電流を調整するようにしてもよい。この場合、回路構成が簡略化できる。
【００７２】
（第二実施形態）
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図１１に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００７３】
図１１は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１００は差動型アンプであり、プリアンプ１０１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ：ＢＰＦ）１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００７４】
プリアンプ１０１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１０１は、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２電流源１０７，１０８を含む。第１抵抗ＲFMと第１トランジスタＱ１と第１電流源１０７は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続され、第２抵抗ＲFPと第２トランジスタＱ２と第２電流源１０８は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続されている。第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と電流源１０７の間のノードにはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【００７５】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPと第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【００７６】
プリアンプ１０１は、フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電流−電圧変換し、第１抵抗ＲFMと第１トランジスタＱ１の間と、第２抵抗ＲFPと第２トランジスタＱ２の間とから、メイン側電圧信号ＶFMとリファレンス側電圧信号ＶFPを出力する。そして、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は、それぞれメイン側信号とリファレンス側信号を出力する。
【００７７】
ＡＧＣ回路４４にはメインアンプ１０４から出力されるリファレンス側信号が入力される。尚、ＡＧＣ回路４４にメインアンプ１０４から出力されるメイン側信号を入力しても良い。また、ＡＧＣ回路４４にバッファ回路１０２から出力されるメイン側信号又はリファレンス側信号を入力しても良い。
【００７８】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは、第一実施形態と同様に、制御信号に応答して抵抗値を変更する抵抗値可変素子であり、このような素子は例えばＰチャネルＭＯＳ型トランジスタによりそれぞれ実現される。そして、第１抵抗ＲFMは第２抵抗ＲFPと同一の電気的特性を持つ。
【００７９】
第１，第２電流源１０７，１０８は、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有している。この機能は、例えば第１，第２電流源１０７，１０８を構成するトランジスタの制御端子（ゲート又はベース）に印加する電圧又は電流を変更することで実現される。そして、第１電流源１０７は第２電流源１０８と同一の電気的特性を持つ。
【００８０】
即ち、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPにはＡＧＣ回路４４からゲイン調整信号ＶAGC が供給され、電流源４６にはＡＢＣ回路４５からゲイン調整信号ＶAGC に基づくバイアス調整信号ＶABC が供給されている。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは、ゲイン調整信号ＶAGC の電圧値に応答して抵抗値を変更し、電流源４６は、バイアス調整信号ＶABC の電圧値に応答して電流Ｉ１の電流値を変更する。
【００８１】
無信号時（信号光の入射が無いとき）、クランプ電圧Ｖｃと第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のベースエミッタ電圧ＶBEと電圧信号ＶFMは、（ＶC −ＶBE＞ＶFM）の状態にあり、第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４はオフしている。そして、第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４は大入力信号時にオンして電圧信号ＶFM，ＶFPを所定電圧にクランプする。
【００８２】
バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４によりプリアンプ１０１の差動出力の差電圧ΔＶF （＝ΔＶFP−ΔＶFM）を増幅する。コンパレータ１０５は、メインアンプ１０４の差動出力を２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００８３】
ＤＣ光キャンセル回路１０６は、太陽光等のＤＣ光（フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDの直流成分を生成する光）によってフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに含まれる直流成分（ＤＣ成分）の影響を打ち消すために設けられている。このＤＣ成分は、通信周波数を含む所定の周波数帯より低い周波数成分を含む。ＤＣ光キャンセル回路１０６は電圧信号ＶFM，ＶFPに含まれる直流成分に応じてそれを打ち消すように生成した電流をプリアンプ１０１の入力にフィードバックする。
【００８４】
以上記述したように、本実施形態によれば、差動出力を持つ光受信アンプ１００においても、プリアンプ１０１のゲインを調整し、該調整による電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくすることができる。
【００８５】
（第三実施形態）
以下、本発明を具体化した第三実施形態を図１２に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００８６】
図１２は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１１０は差動型アンプであり、プリアンプ１１１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００８７】
プリアンプ１１１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１１１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【００８８】
第１抵抗ＲFMと第２抵抗ＲFPは第１端子が互いに接続され、その接続点は第３抵抗ＲFCを介して動作電源ＶREG に接続されている。第１抵抗ＲFMの第２端子は第１トランジスタＱ１を介して第１電流源１１２の第１端子に接続され、第１電流源１１２の第２端子は低電位電源に接続されている。第２抵抗ＲFPの第２端子は第２トランジスタＱ２を介して第２電流源１１３の第１端子に接続され、第２電流源１１３の第２端子は低電位電源に接続されている。第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と電流源１０７の間のノードにはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【００８９】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPと第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【００９０】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの接続点には第３電流源１１４の第１端子が接続され、第３電流源１１４の第２端子は低電位電源に接続されている。また、その接続点にはコンデンサＣF の第１端子が接続され、コンデンサＣF の第２端子は低電位電源に接続されている。
【００９１】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは抵抗値可変素子であり、それぞれにゲイン調整信号ＶAGC が供給されている。第３抵抗ＲFCは抵抗値固定素子である。
第１，第２電流源１１２，１１３は定電流源であり、それぞれ電流Ｉ1 ，Ｉ2 を流す。第３電流源１１４は可変電流源であり、供給されるバイアス調整信号ＶABC に応じた電流Ｉ3 を流す。
【００９２】
この電流Ｉ3 はＡＢＣ回路４５にて生成されるバイアス調整信号ＶABC による第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値の変化に応じて調整され、それによってプリアンプ１１１の差動出力である電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位を調整できる。
【００９３】
メイン側電圧信号ＶFMのＤＣ成分の変化ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＶFR＝（ＲFC・ΔＩ3 ）となるので、抵抗ＲFCと電流Ｉ3 によってバイアス電位を設定しやすくなる。
【００９４】
尚、コンデンサＣF は、第３抵抗ＲFCの抵抗値が小さい場合は無くてもよい。しかし、第３抵抗ＲFCの抵抗値が大きい場合は、差動のリファレンス側電圧信号ＶFPが同位相となってゆれるため、差動出力が減少してしまう。このため、コンデンサＣF を接続することで、そのゆれを抑えることができる。
【００９５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）電流電圧変換抵抗ＲFM，ＲFPの接続点に固定抵抗ＲFCを接続し、その接続点に第３電流源１１４を接続する。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値を変更してゲインを調整し、第３電流源１１４の電流Ｉ3 を変更した。その結果、電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位変化を小さくし、電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位を調整することができる。
【００９６】
（第四実施形態）
以下、本発明を具体化した第四実施形態を図１３に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００９７】
図１３は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１２０は差動型アンプであり、プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００９８】
プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１２１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第５トランジスタＱ１〜Ｑ５、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【００９９】
第三実施形態と異なる点について説明する。
第１抵抗ＲFMと第２抵抗ＲFPは第１端子が互いに接続され、その接続点には第５トランジスタＱ５が接続されている。第５トランジスタＱ５はＮＰＮトランジスタであり、エミッタが第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPに接続され、コレクタに動作電源ＶREG が供給され、ベースに第３抵抗ＲFCとコンデンサＣF と第３電流源１１４が接続されている。尚、第５トランジスタＱ５をＮチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。
【０１００】
この光受信アンプ１２０は、第３抵抗ＲFCと第５トランジスタＱ５を介してバイアスを調整するものである。この光受信アンプ１２０は、第三実施形態の光受信アンプ１１０に比べて、第３抵抗ＲFCの抵抗値を大きくすることができるため、バイアス電流Ｉ3 の調整幅が小さくて済む。
【０１０１】
第５トランジスタＱ５はエミッタフォロワとして働き、ＤＣ的には電圧シフトである。バイアス電流Ｉ3 の電流値によって第５トランジスタＱ５のベース電位を調整し、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位を調整できる。従って、プリアンプ１２１から出力される電圧信号ＶFMとメインアンプ１０４から出力される信号ＶFRは、
ＶFM＝ＶFR−ＲFM・Ｉ1
ＶFR＝ＶREG −（ＲFC・Ｉ3 ）−ＶBE(Q5)
となる。
【０１０２】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）電流電圧変換抵抗ＲFM，ＲFPの接続点にトランジスタＱ５を接続し、その制御端子に固定抵抗ＲFCと第３電流源１１４を接続する。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値を変更してゲインを調整し、第３電流源１１４の電流Ｉ3 を変更した。その結果、第三実施形態に比べて抵抗ＲFCの抵抗値を大きくできるため、調整するバイアス電流を少なくすることができる。
【０１０３】
（第五実施形態）
以下、本発明を具体化した第五実施形態を図１４に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１０４】
図１４は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１３０は複数の自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路を含む。即ち、光受信アンプ１３０は、プリアンプ１３１、バッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３、メインアンプ１３４、コンパレータ１３５、第１自動ゲイン調整（ＡＧＣ１）回路１３６、第２自動ゲイン調整（ＡＧＣ２）回路１３７を備えている。
【０１０５】
尚、本実施形態の光受信アンプ１３０は、図示しないが、上記の各実施形態と同様に、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。また、ＤＣ光キャンセル回路２６を備えている。
【０１０６】
プリアンプ１３１、バッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３、メインアンプ１３４は差動出力を持つ。
プリアンプ１３１は、上記第二〜第四実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１のうちの何れかの構成を持ち、入力端子に接続されたフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電流−電圧変換して生成したメイン側電圧信号ＶFMとリファレンス側電圧信号ＶFPを出力する。図中、プリアンプ１３１内に示された抵抗ＲF は、上記各実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１を構成する第１及び第２抵抗ＲFM，ＲFPである。
【０１０７】
プリアンプ１３１から出力される電圧信号ＶFM，ＶFPはバッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３を介してメインアンプ１３４に入力され、メインアンプ１３４は入力信号を増幅してメイン側信号ＶRMとリファレンス側信号ＶRPを出力する。コンパレータ１３５は、メインアンプ１３４から入力する信号ＶRM，ＶRPを２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【０１０８】
第１ＡＧＣ回路１３６はプリアンプ１３１のゲインを調整するために設けられ、第２ＡＧＣ回路１３７はメインアンプ１３４のゲインを調整するために設けられている。
【０１０９】
第１ＡＧＣ回路１３６は図２に示すＡＧＣ回路４４と同じ回路構成を持ち、メインアンプ１３４から入力されるリファレンス側信号ＶRPに基づいて第１ゲイン調整信号ＶAGC1を生成する。第１ＡＧＣ回路１３６にて生成された第１ゲイン調整信号ＶAGC1はプリアンプ１３１に供給され、該プリアンプ１３１の抵抗ＲF の抵抗値が調整される。尚、第１ＡＧＣ回路１３６の構成を、図６〜図８，図１０のＡＧＣ回路６１，７１，８１，９１と同じ回路構成としても良い。
【０１１０】
第２ＡＧＣ回路１３７は、第１ＡＧＣ回路１３６によるプリアンプ１３１のゲインの調整量が限界付近になってから動作し始めるように構成されている。例えば、第１及び第２ＡＧＣ回路１３６，１３７はメインアンプ１３４の出力信号ＶRPに応答して動作を開始するためのしきい値を持ち、それぞれのしきい値を上記のごとく動作するように設定する。
【０１１１】
そして、第２ＡＧＣ回路１３７は、入力信号が充分に大きくなった時点で動作するので、あまり精度が必要ではなく、第１ＡＧＣ回路１３６による調整に比べてシンプルな方法でゲインを下げることが可能となる。その方法には、例えば、メインアンプ１３４の差動入力間に接続した可変抵抗の抵抗値を調整する、差動対を用いたメインアンプの場合にはその差動対の動作電流を調整する、等がある。また、光受信アンプ１３０の総合ゲインを実質的に調整する方法として、コンパレータ１３５のしきい値電圧を調整して検出感度を減衰させるなどの方法がある。
【０１１２】
これらの方法により、第１及び第２ＡＧＣ回路１３６，１３７を段階的に動作させて光受信アンプ１３０のゲインを調整することで、光受信アンプ１３０の回路規模を、各アンプのゲインをバランスよく下げる場合に比べて小さくすることができる。
【０１１３】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）第１ＡＧＣ回路１３６によりプリアンプ１３１のゲインを調整し、第２ＡＧＣ回路１３７によりメインアンプ１３４のゲインを調整するようにした。その結果、光受信アンプ１３０の総合ゲインを調整することができる。
【０１１４】
（２）第２ＡＧＣ回路１３７は、第１ＡＧＣ回路１３６によるプリアンプ１３１のゲイン調整が限界付近になってから動作するように設定されている。その結果、第２ＡＧＣ回路１３７は第１ＡＧＣ回路１３６に比べて精度を必要とせず、回路規模を小さくすることができる。
【０１１５】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・第２ＡＧＣ回路１３７によりバッファ回路１３２のゲインを調整するようにしてもよい。
【０１１６】
・第１ＡＧＣ回路１３６の入力端子をバッファ回路１３２の出力端子に接続し、該バッファ回路１３２の出力信号に基づいてプリアンプ１３１のゲインを調整するようにしてもよい。また、第２ＡＧＣ回路１３７の入力端子をバッファ回路１３２の出力端子に接続し、該バッファ回路１３２の出力信号に基づいてバッファ回路１３２のゲインを調整するようにしてもよい。
【０１１７】
（第六実施形態）
以下、本発明を具体化した第六実施形態を図１５に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１１８】
図１５は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１４０は、図１３に示す第四実施形態の光受信アンプ１２０に対して第２自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路を追加したものである。即ち、光受信アンプ１４０は差動型アンプであり、プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、第１ＡＧＣ回路４４、ＡＢＣ回路４５、第２ＡＧＣ回路１４１を備えている。
【０１１９】
プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１２１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第５トランジスタＱ１〜Ｑ５、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【０１２０】
第１ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ１０４の出力信号（図ではリファレンス側信号ＶRP）を入力して第１ゲイン調整信号ＶAGC1を出力する。ＡＢＣ回路４５は、第１ゲイン調整信号ＶAGC1を入力し、プリアンプ１２１のバイアスを調整するように生成したバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【０１２１】
第２ＡＧＣ回路１４１は、バッファ回路１０２の出力信号（図ではリファレンス側信号）を入力して第２ゲイン調整信号ＶAGC2を生成する。この第２ゲイン調整信号ＶAGC2は、バイアス調整信号ＶABC とともにプリアンプ１２１を構成する第３電流源１１４に印加され、その第３電流源１１４はバイアス調整信号ＶABC と第２ゲイン調整信号ＶAGC2の合成電圧に応じた電流Ｉ3 を流す。
【０１２２】
第１ＡＧＣ回路４４が抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値をほぼ限界まで小さくした後、第２ＡＧＣ回路１４１が動作してゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。第３電流源１１４がバイアス調整信号ＶABC と第２ゲイン調整信号ＶAGC2に応答して電流Ｉ3 の電流量を増やしていくと、バイアス電位がずれるため、電圧信号ＶFMの電位が下がる。すると、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れ、エミッタ抵抗ｒｅ（コレクタ−エミッタ間の抵抗成分）が小さくなる。
【０１２３】
この時、電圧信号ＶFMの出力端子から見た抵抗分は、エミッタ抵抗ｒｅと抵抗ＲFMとを並列接続した抵抗分となる。この抵抗分がプリアンプ１２１における電流電圧変換抵抗として機能し、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP単体の抵抗値を小さくする場合に比べて電流電圧変換抵抗値を大幅に小さくでき、ゲインを大きく調整することができる。
【０１２４】
尚、バイアス電位がずれ、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れるが、入力信号が充分に大きい場合は、プリアンプ１２１のゲインが小さいためバイアス電位がずれても受信信号ＲＸに影響はない。
【０１２５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ＡＢＣ回路４５にて生成したバイアス調整信号ＶABC と、第２ＡＧＣ回路１４１にて生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2とによりプリアンプ１２１の第３電流源１１４の電流Ｉ3 を調整するようにした。電流Ｉ3 の電流量を増やしていくと、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れ、エミッタ抵抗ｒｅ（コレクタ−エミッタ間の抵抗成分）が小さくなる。そして、電圧信号ＶFMの出力端子から見た抵抗分は、エミッタ抵抗ｒｅと抵抗ＲFMとを並列接続した抵抗分となる。この抵抗分がプリアンプ１２１における電流電圧変換抵抗として機能するため、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP単体の抵抗値を小さくする場合に比べて電流電圧変換抵抗値を大幅に小さくでき、ゲインを大きく調整することができる。
【０１２６】
（第七実施形態）
以下、本発明を具体化した第七実施形態を図１６，図１７に従って説明する。尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１２７】
図１６は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１５０は、プリアンプ１５１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、第１ＡＧＣ回路（ＡＧＣ１）１５２、第２ＡＧＣ回路（ＡＧＣ２）１５３、抵抗ＲDP、光検出手段としてのダイオードＤP を含む。光受信アンプ１５０を構成する各素子は１つの半導体基板上に形成されている。そして、この光受信アンプ１５０は、それに接続されたフォトダイオードＰＤとともに、光透過性樹脂にてモールドされている。
【０１２８】
プリアンプ１５１は図１４のプリアンプ１３１と実質的に同一の機能を持ち、第１ＡＧＣ回路１５２は図１４の第１ＡＧＣ回路１３６と同様に動作してメインアンプ１０４の出力信号ＶRPに基づいて生成した第１ゲイン調整信号ＶAGC1をプリアンプ１５１に供給する。
【０１２９】
第２ＡＧＣ回路１５３はその入力端子が抵抗ＲDPとダイオードＤP のカソードとに接続され、抵抗ＲDPには高電位電源Ｖccが供給され、ダイオードＤP のアノードは低電位電源と接続されている。
【０１３０】
ダイオードＤP は、フォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射される位置に形成されている。そして、このダイオードＤP は、ＩＣチップ上の回路ブロック間やパッド周りなどの素子が形成されていない領域（非素子形成領域）、上記信号光が照射される領域を接続して形成した大きな面積の島領域（Ｎ型）と、半導体基盤（Ｐ型）との間に形成されるダイオードである。
【０１３１】
このダイオードＤP は、フォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射され、該信号光に応答して電流ＩDPを流す。第２ＡＧＣ回路１５３は、その電流ＩDPに基づいてプリアンプ１５１のゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。
【０１３２】
プリアンプ１５１は、第１及び第２ＡＧＣ回路１５２，１５３から供給される第１及び第２ゲイン調整信号ＶAGC1，ＶAGC2に応答して抵抗ＲF の抵抗値を変更し、それによりゲインが変更される。
【０１３３】
このように光受信アンプ１５０を構成することで、チップ面積の増加を抑え、信号光による光リークを検出してリーク電流が大きい場合にゲインを下げることができる。これは、以下の問題点を解決する。
【０１３４】
例えば、光空間通信などにおいては、受信側の光を受信する部分は、フォトダイオードと光受信アンプのＩＣを同一の光透過性樹脂でモールドすることが一般的である。そして、光空間通信においては、送信側と受信側が近接する場合があり、この場合は、送信側の光がフォトダイオードだけではなく、ＩＣチップにも過大な信号光が照射される。ＩＣでは、過大な信号光によりリーク電流が流れ、動作点がずれるなどの問題が起こるので、ゲインが高い場合は誤動作を起こしやすい。
【０１３５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）第２ＡＧＣ回路１５３はフォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射される位置に形成されたダイオードＤP に流れる電流ＩDPに基づいてプリアンプ１５１のゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。この電流ＩDPは、受信光が強い場合に多く流れる。従って、信号光によるリーク電流を検出してプリアンプ１５１のゲインを下げることで、そのリーク電流による誤動作を防止することができる。
【０１３６】
（２）ダイオードＤP は、ＩＣチップ上の回路ブロック間やパッド周りなどの素子が形成されていない領域（非素子形成領域）、上記信号光が照射される領域を接続して形成した大きな面積の島領域（Ｎ型）と、半導体基盤（Ｐ型）との間に形成されるダイオードである。従って、チップ面積の増加を抑えることができる。
【０１３７】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態では、チップ上に形成した光検出手段としてのダイオードＤP を用いて大入力信号レベルを検出したが、他の方法を用いてそれを検出するようにしてもよい。
【０１３８】
例えば、通常のＰＮダイオードを光検出手段として用いても良い。
また、送信用の発光ダイオードＬＤをモニタするフォトダイオードを用いても良い。
【０１３９】
また、送信用の発光ダイオードＬＤを光検出手段として用いて用いても良い。図１７は、その場合の光通信装置の概略構成図である。
光通信装置（光通信モジュール）１６０は、発光ダイオードＬＤとフォトダイオードＰＤと送受信回路１６１とを備え、それらは同一の光透過性樹脂にてモールドされている。送受信回路１６１は、光送信アンプ１６２、光受信アンプ１６３、切替回路としてのスイッチ回路１６４を含む。
【０１４０】
光送信アンプ１６２は、スイッチ回路１６４を介して出力端子に発光ダイオードＬＤが接続され、送信信号ＴＸが入力される。光送信アンプ１６２は、送信信号ＴＸに応答して生成した送信電流ＩLDをスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに供給する。発光ダイオードＬＤは、パルス状の送信電流ＩLDに基づいて発光及び消光を繰り返す。
【０１４１】
光受信アンプ１６３は、入力端子にフォトダイオードＰＤが接続される。フォトダイオードＰＤは、受信した光に対応した受信電流ＩPDを生成する。光受信アンプ１６３は、受信電流ＩPDを電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換して受信電圧を生成し、その受信電圧を２値化して生成した受信信号ＲＸを出力する。
【０１４２】
また、光受信アンプ１６３はスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに接続されている。スイッチ回路１６４は、送受信動作に応じて発光ダイオードＬＤを光送信アンプ１６２又は光受信アンプ１６３と接続する。例えば、スイッチ回路１６４は、送信動作時（例えば光送信アンプ１６２から送信電流ＩLDが供給される間）、発光ダイオードＬＤを光送信アンプ１６２に接続し、それ以外の時にはそれを光受信アンプ１６３に接続する。
【０１４３】
光受信アンプ１６３は図１６の光受信アンプ１５０と同様に構成され、ダイオードＤP に代えて発光ダイオードＬＤが接続されている。即ち、第２ＡＧＣ回路１５３の入力端子はスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに接続される。
【０１４４】
即ち、発光ダイオードＬＤは、送信動作時に発光手段として機能し、それ以外の時には光検出手段として機能する。このように光通信装置１６０を構成しても、上記実施形態と同様に光入力が大きい場合にプリアンプのゲインを下げて誤動作を防止することができる。
【０１４５】
（第八実施形態）
以下、本発明を具体化した第八実施形態を図１８，図１９に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１４６】
図１８は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１７０は差動型アンプであり、プリアンプ１７１、バッファ回路１７２、バンドパスフィルタ１７３、メインアンプ１７４、コンパレータ１７５、第１及び第２ＡＧＣ回路１７６，１７７、図示しないＡＢＣ回路及びＤＣ光キャンセル回路を備えている。プリアンプ１７１、バッファ回路１７２、バンドパスフィルタ１７３、メインアンプ１７４は差動出力を持つ。
【０１４７】
プリアンプ１７１は、上記第二〜第四実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１のうちの何れかの構成に、コンデンサＣL が追加されている。図中、プリアンプ１３１内に示された抵抗ＲF は、上記各実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１を構成する第１及び第２抵抗ＲFM，ＲFPである。この抵抗ＲF とコンデンサＣL によりローパスフィルタが構成されている。
【０１４８】
第１ＡＧＣ回路１７６はプリアンプ１７１のゲインと周波数特性を調整するために設けられ、第２ＡＧＣ回路１７７はバンドパスフィルタ１７３の周波数特性を調整するために設けられている。尚、第２ＡＧＣ回路１７７の出力信号によりメインアンプ１７４又はコンパレータ１７５の周波数特性を調整するようにしても良い。
【０１４９】
第１ＡＧＣ回路１７６は図２に示すＡＧＣ回路４４と同じ回路構成を持ち、メインアンプ１７４から入力されるリファレンス側信号ＶRPに基づいて第１ゲイン調整信号ＶAGC1を生成する。第１ＡＧＣ回路１３６にて生成された第１ゲイン調整信号ＶAGC1はプリアンプ１３１に供給され、該プリアンプ１３１の抵抗ＲF の抵抗値が調整される。尚、第１ＡＧＣ回路１３６の構成を、図６〜図８，図１０のＡＧＣ回路６１，７１，８１，９１と同じ回路構成としても良い。
【０１５０】
抵抗ＲF の抵抗値を小さくすると、コンデンサＣL との関係でローパスフィルタのカット周波数ｆL が高くなる。例えば、抵抗ＲF の抵抗値が１／２になるとカットオフ周波数ｆL は２倍になる。そして、抵抗ＲF の抵抗値を更に小さくすると、プリアンプ１７１自体の周波数特性にってカットオフ周波数が頭打ちになる。
【０１５１】
変調方式によってベースバンド周波数が、ある決められた周波数の場合、ノイズ耐量を向上させるため、通常バンドパスフィルタを入れて帯域制限を行う。
例えば、光空間通信の１方式であるＩｒＤＡ（赤外線通信）通信においては、ベースバンド周波数と受信距離について明確な規定があり、低速１１５Ｋｂｐｓ（パルス幅が１．６３ｕｓ）の方式と、高速１．１５２Ｍｂｐｓ（パルス幅が２１７ｎｓ）の方式がある。規定によると高速１．１５２Ｍｂｐｓに比べて、低速１１５Ｋｂｐｓの場合は受信感度が２．５倍必要である。
【０１５２】
このような通信方式に対応する場合において、ＡＧＣ回路によりゲインを調整すると同時に光受信アンプの周波数特性をも可変する方法を用いる。例えば、あらかじめ、前述の低速１１５Ｋｂｐｓに合わせて周波数特性を調整しておく。光入力信号が大きい場合は、ローパスフィルタのカット周波数が高域側へ移動するため、高速１．１５２Ｍｂｐｓに適したアンプの周波数特性になる。
【０１５３】
以上のように、低速モードに比べて高速モードの方がゲイン小さくて良い場合において、高い感度が必要なモードではカットオフ周波数が低域側に設定することで、帯域制限によってノイズマージンを大きくすることができる。光入力が大きい場合は、カットオフ周波数を高域側にシフトする。この場合、ＡＧＣ回路によってゲインが下がるので、ノイズマージンを大きくすることができる。
【０１５４】
図１９（ａ）はプリアンプ１７１の回路図、図１９（ｂ）はバンドパスフィルタ１７３の回路図である。
プリアンプ１７１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF 、コンデンサＣLF，ＣLPを含む。プリアンプ１７１は、図１２に示すプリアンプ１１１と同様の接続状態に対してコンデンサＣLF，ＣLPが接続されている。コンデンサＣLF，ＣLPは、第１端子が抵抗ＲFM，ＲFPにそれぞれ接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。
【０１５５】
バンドパスフィルタ１７３は、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、可変抵抗ＶＲを含む。第１コンデンサＣ１と第１抵抗Ｒ１とから構成されるハイパスフィルタと、第２コンデンサＣ２と第２抵抗Ｒ２とから構成されるロウパスフィルタ（低域通過フィルタ：ＬＰＦ）とを直列接続してバンドパスフィルタを構成している。第２抵抗Ｒ２には並列に可変抵抗ＶＲが接続され、該可変抵抗ＶＲには第２ゲイン調整信号ＶAGC2が供給され、該第２調整信号ＶAGC2により可変抵抗ＶＲの抵抗値が調整されてロウパスフィルタのカットオフ周波数が変更され、それによりバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃが変更される。
【０１５６】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）プリアンプ１７１を構成する電流電圧変換抵抗ＲFMにコンデンサＣL を接続してロウパスフィルタを構成し、抵抗ＲFMの抵抗値を第１ＡＧＣ回路１７６により変更するようにした。その結果、プリアンプ１７１のゲインを調整するとともに、ロウパスフィルタの周波数特性を調整する（プリアンプ１７１のゲインを下げ、ロウパスフィルタの遮断周波数を高域側へシフトする）ことができる。
【０１５７】
（２）第２ＡＧＣ回路１７７によりバンドパスフィルタ１７３の周波数特性を調整することができる。
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
（付記１） 入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、該第１の電圧信号を増幅した第２の電圧信号を出力する第２の増幅器とを備えた増幅回路において、
前記電圧信号に基づくゲイン調整信号を生成する第１のゲイン調整回路と、
前記ゲイン調整信号に基づいてバイアス調整信号を生成するバイアス調整回路とを備え、
前記ゲイン調整信号にて前記第１の増幅器に備えられた電流電圧変換抵抗の抵抗値を調整し、前記バイアス調整信号にて前記第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整することを特徴とする増幅回路。
（付記２） 前記第１の増幅器は、前記電流電圧変換抵抗と直列に接続され該電流電圧変換抵抗にバイアス電流を流す電流源を有し、
前記バイアス調整回路は前記電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記３） 前記第１の増幅器は、前記電流電圧変換抵抗と並列に接続された電流源を有し、該接続点が抵抗を介して高電位電源に接続され、
前記バイアス調整回路は該電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記４） 前記電流電圧変換抵抗はバイポーラトランジスタまたはＭＯＳ型トランジスタを介して高電位電源に接続され、該トランジスタの制御端子と高電位電源との間に接続された抵抗と、前記制御端子と低電位側電源との間に接続された電流源とを有し、
前記バイアス調整回路は該電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記５） 前記第１の増幅器は前記入力電流が大電流のときに前記出力電圧を所定電位にクランプするクランプ回路を有していることを特徴とする付記１〜４のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記６） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路とを有し、
該出力回路は、
前記ピークホールド回路の出力信号を増幅する増幅器と、
前記電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持つ可変抵抗と、
前記可変抵抗に前記ピークホールド回路の出力信号に応じた第１の電流を流す第１の増幅器と、
入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第２の電流の電流値との積を、前記可変抵抗の抵抗値と前記第１の電流の電流値の積と等しくするように前記可変抵抗に供給する信号を前記ゲイン調整信号として出力する増幅器とを備えたこと
を特徴とする付記１〜５のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記７） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、前記ゲインをリセットするべく前記ピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、
前記放電回路は、前記ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された電流出力型増幅器であり、該増幅器の出力信号が前記ピークホールド回路の出力信号が入力される端子に帰還されることを特徴とする付記１〜６のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記８） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、前記ゲインをリセットするべく前記ピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、
前記出力回路は、前記ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された増幅器と、前記電流電圧変換抵抗と並列に接続された抵抗に該増幅器の出力信号に応じた電流を流す第１の電流源とを備え、
前記放電回路は、前記ピークホールド回路の出力端子と低電位電源との間に接続され前記第１の電流源とカレントミラー接続された第２の電流源であることを特徴とする付記１〜６のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記９） 前記バイアス調整回路は、
前記電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持ち、前記ゲイン調整信号にてその抵抗値が調整される可変抵抗と、
入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第１の電流の電流値との積を、前記可変抵抗の抵抗値と該可変抵抗に流れる第２の電流の電流値の積と等しくするように前記可変抵抗に接続された電流源に流れる電流量を調整する信号を前記バイアス調整信号として出力する増幅器と
を備えたことを特徴とする付記１〜８のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１０） 前記電圧信号に基づいて前記第２の増幅器のゲインを調整する第２のゲイン調整回路を備えたこと
を特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１１） 前記電圧信号に基づいて第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備え、
前記バイアス調整回路の出力信号と前記第２のゲイン調整信号に基づいて前記第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整すること
を特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１２） 前記第１及び第２の増幅器の間に挿入接続された帯域通過フィルタと、
前記電圧信号に基づいて前記帯域通過フィルタの周波数特性を調整する第２のゲイン調整回路と
を備えたことを特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１３） 前記電流電圧変換抵抗にコンデンサを接続して低域通過フィルタを構成したことを特徴とする付記１〜１２のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１４） 前記第２のゲイン調整回路は、前記第１のゲイン調整回路によるゲイン調整の限界付近から動作を開始することを特徴とする付記１０〜１３のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１５） 信号光を受ける第１の受光素子と、前記第１の受光素子に流れる受信電流が前記入力電流として供給される付記１〜１４のうちの何れか一に記載の増幅回路を含む受信回路とをモールドしてなる光通信装置であって、
前記信号光の一部を受ける第２の受光素子を備え、
前記増幅回路は、前記第２の受光素子に流れる電流に基づいて前記第１の増幅器を含むゲインを調整するべく第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備えたことを特徴とする光通信装置。
（付記１６） 前記第２の受光素子は、前記信号光が照射される非素子形成領域と半導体基板により形成されるダイオードであることを特徴とする付記１５記載の光通信装置。
（付記１７） 前記第２の受光素子は、光送信用の発光素子であり、
送信信号に基づいて前記発光素子に送信電流を供給する送信回路と、前記発光素子を通信動作に応じて前記送信回路と前記受信回路とに切替接続する切替回路と、
を備えたことを特徴とする付記１５記載の光通信装置。
【０１５８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、ゲインを調整しバイアス電位を安定させることができる増幅回路及び光通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第一実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図２】 自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図３】 自動バイアス調整回路の回路図である。
【図４】 光通信装置の概略構成図である。
【図５】 第一実施形態の動作波形図である。
【図６】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図７】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図８】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図９】 図８の動作波形図である。
【図１０】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図１１】 第二実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１２】 第三実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１３】 第四実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１４】 第五実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１５】 第六実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１６】 第七実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１７】 別の光通信装置の概略構成図である。
【図１８】 第八実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１９】 プリアンプ回路とバンドパスフィルタの回路図である。
【図２０】 第一従来例の光受信アンプのブロック回路図である。
【図２１】 第二従来例の光受信アンプのブロック回路図である。
【符号の説明】
４１ 第１の増幅器としてのプリアンプ
４２ 第２の増幅器としてのメインアンプ
４４ ゲイン調整回路
４５ バイアス調整回路
ＶABC バイアス調整信号
ＶAGC ゲイン調整信号
ＶAGC2 第２のゲイン調整信号
ＶFM 第１の電圧信号
ＶRP 第２の電圧信号
ＰＤ 第１の受光素子としてのフォトダイオード
ＤP 第２の受光素子としてのダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は増幅回路及び光通信装置に関するものである。
近年、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants )等の携帯端末、携帯電話等の電子機器には、赤外線データ通信機能が付加されている、即ち赤外線を用い空間を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。また、コンピュータ等には、光ファイバ等の通信媒体を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。これらの光通信装置では、低価格化と高性能化が求められている。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、第一従来例の光受信アンプ１０のブロック回路図である。
光受信アンプ１０はフォトダイオードＰＤが接続され、該フォトダイオードＰＤは受光量に対応した受信電流ＩPDを生成し、光受信アンプ１０は受信電流ＩPDに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【０００３】
光受信アンプ１０は、プリアンプ１１、メインアンプ１２、コンパレータ１３を備えている。
プリアンプ１１は、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を含み、抵抗Ｒ１は、一端に動作電源ＶREG が供給され、他端がフォトダイオードＰＤに接続されている。ダイオードＤ１は、抵抗Ｒ１に流れる電流に対して順方向に並列に接続されている。このプリアンプ１１は、受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに変換する。入力光量の変化に応じた受信電流ＩPDの変化量ΔＩPDに対する電圧信号ＶFMの変化量ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＩPD×Ｒ１となる。動作電源ＶREG は、光受信アンプ１０を形成したＩＣの内部又は外部に設けた電源フィルタを介して供給される電源、又は定電圧電源から供給される電源である。
【０００４】
メインアンプ１２は、電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶＡを出力し、コンパレータ１３はメインアンプ１２の出力信号ＶＡをしきい値電圧ＶTHに基づいて２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【０００５】
図２１は、第二従来例の光受信アンプ２０のブロック回路図である。尚、第一従来例と同様に作用する素子については同じ符号を付して説明する。
この光受信アンプ２０は、第一従来例と同様に、受光量に応じてフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【０００６】
光受信アンプ２０は差動型アンプであり、プリアンプ２１、バッファ回路２２、バンドパスフィルタ２３、メインアンプ２４、コンパレータ２５、ＤＣ光キャンセル回路２６を備えている。
【０００７】
プリアンプ２１は差動出力を持ち、抵抗Ｒ２，Ｒ３、トランジスタＱ１〜Ｑ４、電流源２７，２８を含む。第１抵抗Ｒ２と第１トランジスタＱ１と第１電流源２７は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続され、第２抵抗Ｒ３と第２トランジスタＱ２と第２電流源２８は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続されている。両トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と第１電流源２７の間にはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【０００８】
第１，第２抵抗Ｒ２，Ｒ３と第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【０００９】
このプリアンプ２１は、受信電流ＩPDを電流−電圧変換し、第１抵抗Ｒ２と第１トランジスタＱ１の間と、第２抵抗Ｒ３と第２トランジスタＱ２の間とから、それぞれメイン側とリファレンス側の電圧信号ＶFM，ＶFPを出力する。
【００１０】
無信号時（信号光の入射が無いとき）、クランプ電圧Ｖｃと第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のベースエミッタ電圧ＶBEと電圧信号ＶFMは、（ＶC −ＶBE＞ＶFM）の状態にあり、トランジスタＱ３，Ｑ４はオフしている。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４は大入力信号時にオンして電圧信号ＶFM，ＶFPを所定電圧にクランプする。
【００１１】
入力光量の変化に応じた受信電流ＩPDの変化量ΔＩPDに対する電圧信号ＶFMの変化量ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＩPD×Ｒ２となる。バッファ回路２２、バンドパスフィルタ２３、メインアンプ２４によりプリアンプ２１の差動出力の差電圧ΔＶF （＝ΔＶFP−ΔＶFM）を増幅する。コンパレータ２５は、メインアンプ２４の差動出力を２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００１２】
ＤＣ光キャンセル回路２６は、太陽光等のＤＣ光（フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDの直流成分を生成する光）によってフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに含まれる直流成分（ＤＣ成分）の影響を打ち消すために設けられている。このＤＣ成分は、通信周波数を含む所定の周波数帯より低い周波数成分を含む。ＤＣ光キャンセル回路２６は電圧信号ＶFM，ＶFPに含まれる直流成分に応じてそれを打ち消すように生成した電流をプリアンプ２１の入力にフィードバックする。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、入力光に、目的の信号以外の成分がある場合に、光受信アンプ１０，２０の総合ゲインを下げてＳ／Ｎ比を向上する必要がある。ゲインを下げる手段として、一般的には自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路が用いられる。より効果的で簡単にゲインを下げる方法として、プリアンプ１１内の電流電圧変換抵抗Ｒ１（プリアンプ２１の抵抗Ｒ２，Ｒ３）の抵抗値をＡＧＣ回路によって調整する方法がある。しかし、これら抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値を調整すると、抵抗値によってバイアス電圧が変化してしまい。後段のアンプに接続すべき適正なバイアス電位からはずれるという問題があった。特に、低い電源電圧にて光受信アンプ１０，２０を動作させる場合、アンプ間のバイアスレベルに余裕が無くなってしまう。
【００１４】
プリアンプ１１，２１内の電流電圧変換抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値をＡＧＣ回路にて調整する方法の場合、減衰量（ゲインの変化量）は−３０ｄＢΩ程度である。光入力信号が大きい（入力光量が多い）場合は、更にゲインを下げる必要がありその手段が必要となる。しかし、このような手段は回路規模が大きいため、小さな規模の回路を追加して大幅にゲインを下げることが難しいという問題があった。
【００１５】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的はゲインを調整しバイアス電位を安定させることができる増幅回路及び光通信装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、電圧信号に基づくゲイン調整信号を生成するゲイン調整回路と、ゲイン調整信号に基づいてバイアス調整信号を生成するバイアス調整回路とを備え、ゲイン調整信号にて第１の増幅器に備えられた電流電圧変換抵抗の抵抗値を調整し、バイアス調整信号にて第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整する。従って、ゲイン調整によるバイアス電位のＤＣ的な変動が押さえられる。また、バイアス調整回路は、電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持ち、ゲイン調整信号にてその抵抗値が調整される可変抵抗と、入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第１の電流の電流値との積を、可変抵抗の抵抗値と該可変抵抗に流れる第２の電流の電流値の積と等しくするように可変抵抗に接続された電流源に流れる電流量を調整する信号をバイアス調整信号として出力する増幅器とを備えた。
【００１７】
ゲイン調整回路は、請求項２に記載の発明のように、電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、ゲインをリセットするべくピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、放電回路は、ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された電流出力型増幅器であり、該増幅器の出力信号がピークホールド回路の出力信号が入力される端子に帰還される。
【００１９】
請求項３に記載の発明は、電圧信号に基づいて第２の増幅器のゲインを調整する第２のゲイン調整回路を備えた。従って、よりゲインの調整が容易になる。
請求項４に記載の発明は、第１及び第２の増幅器の間に挿入接続された帯域通過フィルタと、電圧信号に基づいて帯域通過フィルタの周波数特性を調整する第２のゲイン調整回路とを備えた。従って、通信モードに応じて受信特性が変更される。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、電流電圧変換抵抗にコンデンサを接続して低域通過フィルタを構成した。従って、ゲインとともにフィルタの低域通過特性が調整される。
【００２１】
第２のゲイン調整回路は、請求項６に記載の発明のように、第１のゲイン調整回路によるゲイン調整の限界付近から動作を開始する。第２のゲイン調整回路によるゲインの調整は入力信号が充分に大きくなった時点から動作するため、精度を必要とせず、回路規模が小さくなる。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、信号光を受ける第１の受光素子と、第１の受光素子に流れる受信電流が入力電流として供給される請求項１〜６のうちの何れか一項に記載の増幅回路を含む受信回路とをモールドしてなる光通信装置であって、信号光の一部を受ける第２の受光素子を備え、増幅回路は、第２の受光素子に流れる電流に基づいて第１の増幅器を含むゲインを調整するべく第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備えた。受信光により生じるリーク電流を検出してゲインを調整することができる。
【００２３】
第２の受光素子は、請求項８に記載の発明のように、信号光が照射される非素子形成領域と半導体基板により形成されるダイオードである。従って、半導体基板の大きさが増大しない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第一実施形態）
以下、本発明を具体化した第一実施形態を図１〜図５に従って説明する。
【００２５】
図４は、光通信装置の概略構成図である。
光通信装置３０は、発光ダイオードＬＤ、フォトダイオードＰＤ、送受信回路３１を備える。送受信回路３１は、増幅回路，受信回路としての光送信アンプ３２、送信回路としての光受信アンプ３３を含む。
【００２６】
光送信アンプ３２は、出力端子に発光ダイオードＬＤが接続され、送信信号ＴＸが入力される。光送信アンプ３２は、送信信号ＴＸに応答して生成した送信電流ＩLDを発光ダイオードＬＤに供給する。発光ダイオードＬＤは、パルス状の送信電流ＩLDに基づいて発光及び消光を繰り返す。
【００２７】
光受信アンプ３３は、入力端子にフォトダイオードＰＤが接続される。フォトダイオードＰＤは、受信した光に対応した受信電流ＩPDを生成する。受信アンプ３３は、受信電流ＩPDを電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換して受信電圧を生成し、その受信電圧を２値化して生成した受信信号ＲＸを出力する。
【００２８】
図１は、光受信アンプ３３のブロック回路図である。
光受信アンプ３３は、プリアンプ４１、メインアンプ４２、比較器としてのコンパレータ４３、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を有している。
【００２９】
フォトダイオードＰＤはプリアンプ４１の入力端子に接続されている。プリアンプ４１は、フォトダイオードＰＤが生成する受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換する。
【００３０】
メインアンプ４２は、電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶRPを出力する。コンパレータ４３は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPをしきい値電圧ＶTHに基づいて２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００３１】
ＡＧＣ回路４４は、コンパレータ４３の入力信号、即ちメインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧が該コンパレータ４３の２値化に適した電圧とするように、光受信アンプ３３のゲインを調整する、詳しくはプリアンプ４１のゲインを調整するために設けられている。ゲインが大きすぎると、信号ＶRPを２値化した受信信号ＲＸのパルス幅が規格外のパルス幅になる（受信信号ＲＸのパルス幅が太る）等の問題が発生するからである。
【００３２】
ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPを入力し、該出力信号ＶRPの電圧に基づいてプリアンプ４１の出力信号（電圧信号ＶFM）を所定の電圧に制御するように生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。プリアンプ４１は、その調整信号ＶAGC に応答してＩ−Ｖ変換におけるゲインを変更する、即ち受信電流ＩPDの電流値に対する電圧信号ＶFMの電圧値を変更する。
【００３３】
ＡＢＣ回路４５は、プリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMに生じるバイアス電圧を調整するために設けられている。ＡＢＣ回路４５は、ＡＧＣ回路４４から出力される調整信号ＶAGC を入力し、該調整信号ＶAGC に基づいてプリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMに生じるバイアス電圧の変化（電圧信号ＶFMの直流的（ＤＣ的）な電位変化）を小さくするように生成したバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【００３４】
プリアンプ４１は、電流電圧変換抵抗としての抵抗ＲFM、ダイオードＤ１、電流源４６を有している。抵抗ＲFMは、第１端子に動作電源ＶREG が供給され、第２端子が電流源４６の第１端子に接続され、電流源４６の第２端子は低電位電源に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードが抵抗ＲFMの第１端子に接続され、カソードが抵抗ＲFMの第２端子に接続されている。そして、抵抗ＲFMと電流源４６との間にフォトダイオードＰＤが接続されている。電流源４６は、フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電圧信号ＶFMに変換する抵抗ＲFMに所定のバイアス電流Ｉ１を流す。
【００３５】
本実施形態の抵抗ＲFMは、制御信号に応答して抵抗値を変更する抵抗値可変素子であり、このような素子は例えばＰチャネルＭＯＳ型トランジスタにより実現される。該トランジスタは、制御端子（ゲート）に印加される電流又は電圧に応じて抵抗値を変更する。尚、抵抗ＲFMとして、ＭＯＳ型トランジスタとパッシブな抵抗との合成抵抗を用いても良い。また、バイポーラトランジスタを用いても良い。
【００３６】
また、本実施形態の電流源４６は、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有している。この機能は、例えば電流源４６を構成するトランジスタの制御端子（ゲート又はベース）に印加する電圧又は電流を変更することで実現される。
【００３７】
即ち、抵抗ＲFMにはゲイン調整信号ＶAGC が供給され、電流源４６にはバイアス調整信号ＶABC が供給されている。そして、抵抗ＲFMは、ゲイン調整信号ＶAGC の電圧値に応答して抵抗値を変更し、電流源４６は、バイアス調整信号ＶABC の電圧値に応答して電流Ｉ１の電流値を変更する。
【００３８】
例えば、メインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧値が所定の電圧値より大きい場合、ＡＧＣ回路４４はプリアンプ４１のゲインを下げるようにゲイン調整信号ＶAGC を生成し、抵抗ＲFMはそのゲイン調整信号ＶAGC に応答してその抵抗値を小さくする。ＡＢＣ回路４５は、ゲイン調整信号ＶAGC に基づいてバイアス調整信号ＶABC を生成し、電流源４６はそのバイアス調整信号ＶABC に応答して電流Ｉ１を多くする。
【００３９】
プリアンプ４１は、抵抗ＲFMと電流源４６の間の電圧値を持つ電圧信号ＶFMを出力する。そして、抵抗ＲFMの抵抗値の変化に対応して電流源４６が流す電流Ｉ１の電流量を変更することで、抵抗ＲＦＭと電流源４６の間のノードの電位をほぼ一定とすることができる。
【００４０】
即ち、ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、該出力信号ＶRPの電圧を所定の電圧に近づけるように電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してプリアンプ４１のゲインを調整する。そして、ＡＢＣ回路４５は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくするようにプリアンプ４１の出力点におけるバイアス電流を調整する。
【００４１】
図２は、ＡＧＣ回路４４の回路図である。
ＡＧＣ回路４４は、ピークホールド回路５１、アンプ５２、抵抗ＲG を備えている。ピークホールド回路５１は、アンプ５３、ダイオードＤPH、コンデンサＣPHを備えている。アンプ５３の出力端子はダイオードＤPHのアノードに接続され、ダイオードＤPHのカソードはアンプ５３の反転入力端子とコンデンサＣPHの第１端子に接続され、コンデンサＣPHの第２端子は低電位電源に接続されている。アンプ５３の非反転入力端子にはメインアンプ４２の出力信号ＶRPが入力されている。このように構成されたピークホールド回路５１は、入力信号ＶRPのピークレベルを保持した信号ＶPHを出力する。
【００４２】
アンプ５２は、非反転入力端子にピークホールド回路５１から出力される信号ＶPHが入力され、反転入力端子に基準信号ＶREF が入力される。アンプ５２の出力端子は抵抗ＲG を介して図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続されている。従って、抵抗ＲG には抵抗ＲFMの第１端子における電圧ＶFRが印加される。基準信号ＶREF の電位は、プリアンプ４１のバイアス電圧を決定する。
【００４３】
アンプ５２は、電流出力型アンプであり、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF の電位差に応じた電流ＩG を抵抗ＲG に流し、それによる電圧を持つゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００４４】
図３は、ＡＢＣ回路４５の回路図である。
ＡＢＣ回路４５は、アンプ５５、第１電流源５６、第２電流源５７、第１抵抗ＲA 、第２抵抗ＲFAを有している。
【００４５】
第１抵抗ＲA は固定抵抗であり、その第１端子には動作電源ＶREG が供給され、第２端子は電流源５６の第１端子に接続され、電流源５６の第２端子は低電位電源に接続されている。第１抵抗ＲA と第１電流源５６の間のノードはアンプ５５の非反転入力端子に接続され、反転入力端子は第２抵抗ＲFAに接続されている。
【００４６】
第２抵抗ＲFAは第１端子に動作電源ＶREG が供給され、第２端子がアンプ５５の反転入力端子に接続され、第３端子にゲイン調整信号ＶAGC が印加されている。第２抵抗ＲFAは、図１の電流電圧変換抵抗ＲFMと実質的に同じ特性を持つ抵抗値可変素子であり、その抵抗値をゲイン調整信号ＶAGC によって抵抗ＲFMの抵抗値と実質的に同一又は比例した抵抗値に変更する。
【００４７】
第２抵抗ＲFAの第２端子は第２電流源５７に接続されている。第２電流源５７は、第１端子が第２抵抗ＲFAに接続され、第２端子が低電位電源に接続され、第３端子がアンプ５５の出力端子に接続されている。
【００４８】
第２電流源５７は、図１の電流源４６と同様に、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有し、その電気的特性は電流源４６と実質的に同一である。従って、第２電流源５７は、アンプ５５の出力信号に応じた電流ＩFAを流す。そして、アンプ５５はバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【００４９】
上記のように構成されたＡＢＣ回路４５は、第２電流源５７に流す電流ＩFAを調整し、（ＲA ・ＩA ）＝（ＲFA・ＩFA）となるような電圧を有するバイアス調整信号ＶABC を出力する。尚、式の各項は、その各項が符号として付された素子の電気的特性値（抵抗値、電流値など）であり、以下の式も同様とする。
【００５０】
このバイアス調整信号ＶABC は、図１の電流源４６に供給され、該電圧によりバイアス電流Ｉ1 を調整する。従って、ＡＢＣ回路４５は、電流源４６を制御してバイアス電流Ｉ1 を調整し、第１抵抗ＲA と第１電流源５６の間のノードの電圧ＶA とプリアンプ４１の出力信号ＶFMの電圧をＤＣ的に等しく（ＶA ＝ＶFM＝（ＲFM・Ｉ1 ））する。
【００５１】
次に、上記のように構成された光受信アンプ３３の作用を図５に従って説明する。
今、フォトダイオードＰＤに、入射した信号光に応答してパルス状の受信電流ＩPDが流れる。図１のプリアンプ４１は受信電流ＩPDを電流−電圧変換して生成した電圧信号ＶFMを出力し、メインアンプ４２はその電圧信号ＶFMを増幅した信号ＶRPを出力する。ＡＧＣ回路４４は、図２のピークホールド回路５１にて保持した電圧を持つ信号ＶPHに基づいて生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００５２】
メインアンプ４２の出力信号ＶRPの電圧が所望の電圧より大きい場合、ＡＧＣ回路４４は、プリアンプ４１のゲインを下げるべく抵抗ＲFMの抵抗値を小さくするように生成したゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００５３】
ＡＢＣ回路４５は、ゲイン調整信号ＶAGC により抵抗ＲFMが変化した抵抗分Δｒに応じて、電流源４６が流すバイアス電流Ｉ1 を電流Δｉ変更するようにバイアス調整信号ＶABC を生成する。従って、プリアンプ４１から出力される電圧信号ＶFMは、
ＶFM＝（ＲFM・Ｉ1 ）≒（ＲFM＋Δｒ）・（Ｉ1 ＋Δｉ）
となり、該電圧信号ＶFMのＤＣ的な変動が小さくなる。
【００５４】
尚、図５に破線にてＡＢＣ回路４５を備えていない光受信アンプにおいてプリアンプから出力される電圧信号の波形を、本実施形態における電圧信号ＶFMと重ねて示す。
【００５５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）光受信アンプ３３は、プリアンプ４１、メインアンプ４２、比較器としてのコンパレータ４３、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を有している。ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいて、該出力信号ＶRPの電圧を所定の電圧に近づけるように電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してプリアンプ４１のゲインを調整する。そして、ＡＢＣ回路４５は、メインアンプ４２の出力信号ＶRPに基づいてプリアンプ４１の出力点におけるバイアス電流を調整するようにした。その結果、プリアンプ４１のゲインを調整するとともに、その調整による、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくすることができる。
【００５６】
（２）ＡＧＣ回路４４はプリアンプ４１の電流電圧変換抵抗ＲFMの抵抗値を変更してゲインを調整し、ＡＢＣ回路４５は抵抗ＲFMに直列に接続された電流源４６の電流値を調整するようにした。その結果、トランジスタを縦積みにしないため、即ち抵抗ＲFMや電流源４６に対して調整するためのトランジスタを直列に接続する必要がないため、低い電源電圧で動作させることが可能となる。
【００５７】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態において、ＡＧＣ回路４４の構成を適宜変更して実施しても良い。
【００５８】
図６は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。変更された構成部分について説明する。
ＡＧＣ回路６１は、ピークホールド回路５１、第１アンプ５２、第１抵抗ＲG 、第２アンプ６２、電流源６３、第２抵抗ＲFGを備えている。第１アンプ５２の出力端子は第２アンプ６２の反転入力端子と第２抵抗ＲFGに接続されている。第２アンプ６２は、非反転入力端子が電流源６３の第１端子に接続され、電流源６３の第２端子は低電位電源に接続されている。また、第２アンプ６２の非反転入力端子は第１抵抗ＲG を介して図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続されている。第２抵抗ＲFGは抵抗値可変素子であり、図１の電流電圧変換抵抗ＲFMと実質的に同じ特性を持つ抵抗値可変素子であり、その抵抗値をゲイン調整信号ＶAGC によって抵抗ＲFMの抵抗値と実質的に同一又は比例した抵抗値に変更する。第２抵抗ＲFGは、第１端子が図１の抵抗ＲFMの第１端子に接続され、第２端子が第１アンプ５２の出力端子に接続され、第３端子が第２アンプ６２の出力端子に接続されている。
【００５９】
第１アンプ５２は、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF の電位差に応じた電流ＩFGを出力端子に流し込む。この電流ＩFGにより、
ＲG ・ＩG ＝ＲFG・ＩFG
となるように生成されたゲイン調整信号ＶAGC が第２アンプ６２から出力される。従って、プリアンプ４１の抵抗ＲFMは電流ＩFGに比例してその抵抗値が変化する。このように、電流ＩFGによって可変抵抗ＲFGの抵抗値調整が容易にできる。
【００６０】
図７は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
ＡＧＣ回路７１は、ピークホールド回路５１、アンプ５２、抵抗ＲG 、放電回路７２を備えている。放電回路７２は電流源又は固定抵抗にて構成され、ピークホールド回路５１の出力端子と低電位電源との間に接続されている。放電回路７２は、プリアンプ４１のゲインを元に戻す（リセットする）ために設けられ、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHに蓄積された電荷を放電する。この放電回路７２により、連続した入力信号がこなくなった後や、入力信号が小さくなった場合にゲインを元に戻すことができる。
【００６１】
図８は、別の自動ゲイン調整回路の回路図であり、図９は、その動作波形図である。
ＡＧＣ回路８１は、ピークホールド回路５１、第１アンプ５２、抵抗ＲG 、放電回路としての第２アンプ８２を備えている。
【００６２】
第１アンプ５２は、反転入力端子に第１基準信号ＶREF1が入力される。基準信号ＶREF1の電位は、図１のプリアンプ４１のバイアス電圧を決定する。第１アンプ５２は、電流出力型アンプであり、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと基準信号ＶREF1の電位差に応じた電流ＩG を抵抗ＲG に流し、それによる電圧を持つゲイン調整信号ＶAGC を出力する。
【００６３】
第２アンプ８２は、非反転入力端子がピークホールド回路５１の出力端子に接続され、反転入力端子に第２基準信号ＶREF2が入力される。第２アンプ８２は電流出力型アンプであり、出力端子が非反転入力端子に接続されている。
【００６４】
第２アンプ８２は、ピークホールド回路５１の出力信号ＶPHと第２基準信号ＶREF2の電位差を増幅した電流ＩDSを出力する。その電流ＩDSは第２アンプ８２の非反転入力端子に帰還される。従って、電流ＩDSは、アンプ内部のカレントミラーなどで、例えば、１／１０＾６（１０の６乗）にて出力され、この電流ＩDSは、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHの放電電流となる。この放電電流ＩDSは、
ＩDS＝gm・（ＶDS−ＶREF2）
（但し、gm：第２アンプ８２のコンダクタンス）
となる。従って、図９に示すように、出力信号ＶPHの電圧値が大きい（コンデンサＣPHの充電電荷が多い）場合は放電電流ＩDSの電流量が大きく、その電圧値が小さい場合は放電電流ＩDSの電流量も小さくなる。
【００６５】
このように、このＡＧＣ回路８１は、第２アンプ８２によって図７のＡＧＣ回路７１に比べて放電電流、放電時間の設定が容易にできる。これに対し、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHをＩＣチップ内に搭載する場合は、その容量値を大きくできないため、放電電流の制御が難しい。また、図７に示す電流源や抵抗からなる放電回路７２はホールドレベル（信号ＶPHの電位）に合わせて放電電流を調整することができないからである。
【００６６】
図１０は、別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
ＡＧＣ回路９１は、ピークホールド回路５１、アンプ９２、抵抗ＲG 、第１，第２電流源９３，９４を備えている。
【００６７】
アンプ９２は電圧出力型アンプであり、出力端子は第１，第２電流源９３，９４に接続されている。第１電流源９３は、第１端子がアンプ９２の非反転入力端子に接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。第２電流源９４は、第１端子が抵抗ＲG に接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。
【００６８】
第１，第２電流源９３，９４は、構成するトランジスタがアンプ９２の出力素子とミラー接続され、それぞれ電流ＩDS，ＩG を流す。第１電流源９３が流す電流ＩDSは、第２電流源９４が流す電流ＩG の１／ｎ（例えばｎ＝１０＾６）に設定されている。第１電流源９３は、ピークホールド回路５１を構成するコンデンサＣPHの電荷を放電する放電回路として機能し、第２電流源９４はゲイン調整信号ＶAGC を生成するために機能する。
【００６９】
このように構成されたＡＧＣ回路９１は、出力電流ＩG と放電電流ＩDSを決める基準電位が同じになってしまい、互いに任意に設定できないが、図８の第２アンプ８２を省略することができるため、回路素子数や消費電流を減らすことができる。
【００７０】
・上記実施形態において、ＡＢＣ回路４５の構成を適宜変更して実施しても良い。
例えば、図３のアンプ５５を電流出力型とし、その出力用のトランジスタ流れる電流をカレントミラーにて図１に示す電流源４６に流れる電流を調整するようにしても良い。
【００７１】
また、図６に示す電流ＩFGをカレントミラー回路にて受け取り、それを増幅した電流を同じくカレントミラーにて図１に示す電流源４６に流れる電流を調整するようにしてもよい。この場合、回路構成が簡略化できる。
【００７２】
（第二実施形態）
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図１１に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００７３】
図１１は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１００は差動型アンプであり、プリアンプ１０１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ：ＢＰＦ）１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００７４】
プリアンプ１０１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１０１は、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２電流源１０７，１０８を含む。第１抵抗ＲFMと第１トランジスタＱ１と第１電流源１０７は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続され、第２抵抗ＲFPと第２トランジスタＱ２と第２電流源１０８は動作電源ＶREG と低電位電源との間に直列に接続されている。第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と電流源１０７の間のノードにはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【００７５】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPと第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【００７６】
プリアンプ１０１は、フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電流−電圧変換し、第１抵抗ＲFMと第１トランジスタＱ１の間と、第２抵抗ＲFPと第２トランジスタＱ２の間とから、メイン側電圧信号ＶFMとリファレンス側電圧信号ＶFPを出力する。そして、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は、それぞれメイン側信号とリファレンス側信号を出力する。
【００７７】
ＡＧＣ回路４４にはメインアンプ１０４から出力されるリファレンス側信号が入力される。尚、ＡＧＣ回路４４にメインアンプ１０４から出力されるメイン側信号を入力しても良い。また、ＡＧＣ回路４４にバッファ回路１０２から出力されるメイン側信号又はリファレンス側信号を入力しても良い。
【００７８】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは、第一実施形態と同様に、制御信号に応答して抵抗値を変更する抵抗値可変素子であり、このような素子は例えばＰチャネルＭＯＳ型トランジスタによりそれぞれ実現される。そして、第１抵抗ＲFMは第２抵抗ＲFPと同一の電気的特性を持つ。
【００７９】
第１，第２電流源１０７，１０８は、制御信号に応答して電流量を変更する電流値変更機能を有している。この機能は、例えば第１，第２電流源１０７，１０８を構成するトランジスタの制御端子（ゲート又はベース）に印加する電圧又は電流を変更することで実現される。そして、第１電流源１０７は第２電流源１０８と同一の電気的特性を持つ。
【００８０】
即ち、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPにはＡＧＣ回路４４からゲイン調整信号ＶAGC が供給され、電流源４６にはＡＢＣ回路４５からゲイン調整信号ＶAGC に基づくバイアス調整信号ＶABC が供給されている。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは、ゲイン調整信号ＶAGC の電圧値に応答して抵抗値を変更し、電流源４６は、バイアス調整信号ＶABC の電圧値に応答して電流Ｉ１の電流値を変更する。
【００８１】
無信号時（信号光の入射が無いとき）、クランプ電圧Ｖｃと第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のベースエミッタ電圧ＶBEと電圧信号ＶFMは、（ＶC −ＶBE＞ＶFM）の状態にあり、第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４はオフしている。そして、第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４は大入力信号時にオンして電圧信号ＶFM，ＶFPを所定電圧にクランプする。
【００８２】
バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４によりプリアンプ１０１の差動出力の差電圧ΔＶF （＝ΔＶFP−ΔＶFM）を増幅する。コンパレータ１０５は、メインアンプ１０４の差動出力を２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【００８３】
ＤＣ光キャンセル回路１０６は、太陽光等のＤＣ光（フォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDの直流成分を生成する光）によってフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDに含まれる直流成分（ＤＣ成分）の影響を打ち消すために設けられている。このＤＣ成分は、通信周波数を含む所定の周波数帯より低い周波数成分を含む。ＤＣ光キャンセル回路１０６は電圧信号ＶFM，ＶFPに含まれる直流成分に応じてそれを打ち消すように生成した電流をプリアンプ１０１の入力にフィードバックする。
【００８４】
以上記述したように、本実施形態によれば、差動出力を持つ光受信アンプ１００においても、プリアンプ１０１のゲインを調整し、該調整による電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位変化を小さくすることができる。
【００８５】
（第三実施形態）
以下、本発明を具体化した第三実施形態を図１２に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００８６】
図１２は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１１０は差動型アンプであり、プリアンプ１１１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００８７】
プリアンプ１１１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１１１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【００８８】
第１抵抗ＲFMと第２抵抗ＲFPは第１端子が互いに接続され、その接続点は第３抵抗ＲFCを介して動作電源ＶREG に接続されている。第１抵抗ＲFMの第２端子は第１トランジスタＱ１を介して第１電流源１１２の第１端子に接続され、第１電流源１１２の第２端子は低電位電源に接続されている。第２抵抗ＲFPの第２端子は第２トランジスタＱ２を介して第２電流源１１３の第１端子に接続され、第２電流源１１３の第２端子は低電位電源に接続されている。第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには所定のバイアス電圧ＶB が印加されている。第１トランジスタＱ１と電流源１０７の間のノードにはフォトダイオードＰＤが接続されている。
【００８９】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPと第１，第２トランジスタＱ１，Ｑ２の間には第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタがそれぞれ接続され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタには高電位電源Ｖccが供給され、両トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには所定のクランプ電圧Ｖｃが印加されている。
【００９０】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの接続点には第３電流源１１４の第１端子が接続され、第３電流源１１４の第２端子は低電位電源に接続されている。また、その接続点にはコンデンサＣF の第１端子が接続され、コンデンサＣF の第２端子は低電位電源に接続されている。
【００９１】
第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPは抵抗値可変素子であり、それぞれにゲイン調整信号ＶAGC が供給されている。第３抵抗ＲFCは抵抗値固定素子である。
第１，第２電流源１１２，１１３は定電流源であり、それぞれ電流Ｉ1 ，Ｉ2 を流す。第３電流源１１４は可変電流源であり、供給されるバイアス調整信号ＶABC に応じた電流Ｉ3 を流す。
【００９２】
この電流Ｉ3 はＡＢＣ回路４５にて生成されるバイアス調整信号ＶABC による第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値の変化に応じて調整され、それによってプリアンプ１１１の差動出力である電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位を調整できる。
【００９３】
メイン側電圧信号ＶFMのＤＣ成分の変化ΔＶFMは、ΔＶFM＝ΔＶFR＝（ＲFC・ΔＩ3 ）となるので、抵抗ＲFCと電流Ｉ3 によってバイアス電位を設定しやすくなる。
【００９４】
尚、コンデンサＣF は、第３抵抗ＲFCの抵抗値が小さい場合は無くてもよい。しかし、第３抵抗ＲFCの抵抗値が大きい場合は、差動のリファレンス側電圧信号ＶFPが同位相となってゆれるため、差動出力が減少してしまう。このため、コンデンサＣF を接続することで、そのゆれを抑えることができる。
【００９５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）電流電圧変換抵抗ＲFM，ＲFPの接続点に固定抵抗ＲFCを接続し、その接続点に第３電流源１１４を接続する。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値を変更してゲインを調整し、第３電流源１１４の電流Ｉ3 を変更した。その結果、電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位変化を小さくし、電圧信号ＶFM，ＶFPのＤＣ的な電位を調整することができる。
【００９６】
（第四実施形態）
以下、本発明を具体化した第四実施形態を図１３に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【００９７】
図１３は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１２０は差動型アンプであり、プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路４４、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。
【００９８】
プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１２１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第５トランジスタＱ１〜Ｑ５、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【００９９】
第三実施形態と異なる点について説明する。
第１抵抗ＲFMと第２抵抗ＲFPは第１端子が互いに接続され、その接続点には第５トランジスタＱ５が接続されている。第５トランジスタＱ５はＮＰＮトランジスタであり、エミッタが第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPに接続され、コレクタに動作電源ＶREG が供給され、ベースに第３抵抗ＲFCとコンデンサＣF と第３電流源１１４が接続されている。尚、第５トランジスタＱ５をＮチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。
【０１００】
この光受信アンプ１２０は、第３抵抗ＲFCと第５トランジスタＱ５を介してバイアスを調整するものである。この光受信アンプ１２０は、第三実施形態の光受信アンプ１１０に比べて、第３抵抗ＲFCの抵抗値を大きくすることができるため、バイアス電流Ｉ3 の調整幅が小さくて済む。
【０１０１】
第５トランジスタＱ５はエミッタフォロワとして働き、ＤＣ的には電圧シフトである。バイアス電流Ｉ3 の電流値によって第５トランジスタＱ５のベース電位を調整し、電圧信号ＶFMのＤＣ的な電位を調整できる。従って、プリアンプ１２１から出力される電圧信号ＶFMとメインアンプ１０４から出力される信号ＶFRは、
ＶFM＝ＶFR−ＲFM・Ｉ1
ＶFR＝ＶREG −（ＲFC・Ｉ3 ）−ＶBE(Q5)
となる。
【０１０２】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）電流電圧変換抵抗ＲFM，ＲFPの接続点にトランジスタＱ５を接続し、その制御端子に固定抵抗ＲFCと第３電流源１１４を接続する。そして、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値を変更してゲインを調整し、第３電流源１１４の電流Ｉ3 を変更した。その結果、第三実施形態に比べて抵抗ＲFCの抵抗値を大きくできるため、調整するバイアス電流を少なくすることができる。
【０１０３】
（第五実施形態）
以下、本発明を具体化した第五実施形態を図１４に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１０４】
図１４は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１３０は複数の自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路を含む。即ち、光受信アンプ１３０は、プリアンプ１３１、バッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３、メインアンプ１３４、コンパレータ１３５、第１自動ゲイン調整（ＡＧＣ１）回路１３６、第２自動ゲイン調整（ＡＧＣ２）回路１３７を備えている。
【０１０５】
尚、本実施形態の光受信アンプ１３０は、図示しないが、上記の各実施形態と同様に、自動バイアス調整（ＡＢＣ）回路４５を備えている。また、ＤＣ光キャンセル回路２６を備えている。
【０１０６】
プリアンプ１３１、バッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３、メインアンプ１３４は差動出力を持つ。
プリアンプ１３１は、上記第二〜第四実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１のうちの何れかの構成を持ち、入力端子に接続されたフォトダイオードＰＤに流れる受信電流ＩPDを電流−電圧変換して生成したメイン側電圧信号ＶFMとリファレンス側電圧信号ＶFPを出力する。図中、プリアンプ１３１内に示された抵抗ＲF は、上記各実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１を構成する第１及び第２抵抗ＲFM，ＲFPである。
【０１０７】
プリアンプ１３１から出力される電圧信号ＶFM，ＶFPはバッファ回路１３２、バンドパスフィルタ１３３を介してメインアンプ１３４に入力され、メインアンプ１３４は入力信号を増幅してメイン側信号ＶRMとリファレンス側信号ＶRPを出力する。コンパレータ１３５は、メインアンプ１３４から入力する信号ＶRM，ＶRPを２値化した受信信号ＲＸを出力する。
【０１０８】
第１ＡＧＣ回路１３６はプリアンプ１３１のゲインを調整するために設けられ、第２ＡＧＣ回路１３７はメインアンプ１３４のゲインを調整するために設けられている。
【０１０９】
第１ＡＧＣ回路１３６は図２に示すＡＧＣ回路４４と同じ回路構成を持ち、メインアンプ１３４から入力されるリファレンス側信号ＶRPに基づいて第１ゲイン調整信号ＶAGC1を生成する。第１ＡＧＣ回路１３６にて生成された第１ゲイン調整信号ＶAGC1はプリアンプ１３１に供給され、該プリアンプ１３１の抵抗ＲF の抵抗値が調整される。尚、第１ＡＧＣ回路１３６の構成を、図６〜図８，図１０のＡＧＣ回路６１，７１，８１，９１と同じ回路構成としても良い。
【０１１０】
第２ＡＧＣ回路１３７は、第１ＡＧＣ回路１３６によるプリアンプ１３１のゲインの調整量が限界付近になってから動作し始めるように構成されている。例えば、第１及び第２ＡＧＣ回路１３６，１３７はメインアンプ１３４の出力信号ＶRPに応答して動作を開始するためのしきい値を持ち、それぞれのしきい値を上記のごとく動作するように設定する。
【０１１１】
そして、第２ＡＧＣ回路１３７は、入力信号が充分に大きくなった時点で動作するので、あまり精度が必要ではなく、第１ＡＧＣ回路１３６による調整に比べてシンプルな方法でゲインを下げることが可能となる。その方法には、例えば、メインアンプ１３４の差動入力間に接続した可変抵抗の抵抗値を調整する、差動対を用いたメインアンプの場合にはその差動対の動作電流を調整する、等がある。また、光受信アンプ１３０の総合ゲインを実質的に調整する方法として、コンパレータ１３５のしきい値電圧を調整して検出感度を減衰させるなどの方法がある。
【０１１２】
これらの方法により、第１及び第２ＡＧＣ回路１３６，１３７を段階的に動作させて光受信アンプ１３０のゲインを調整することで、光受信アンプ１３０の回路規模を、各アンプのゲインをバランスよく下げる場合に比べて小さくすることができる。
【０１１３】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）第１ＡＧＣ回路１３６によりプリアンプ１３１のゲインを調整し、第２ＡＧＣ回路１３７によりメインアンプ１３４のゲインを調整するようにした。その結果、光受信アンプ１３０の総合ゲインを調整することができる。
【０１１４】
（２）第２ＡＧＣ回路１３７は、第１ＡＧＣ回路１３６によるプリアンプ１３１のゲイン調整が限界付近になってから動作するように設定されている。その結果、第２ＡＧＣ回路１３７は第１ＡＧＣ回路１３６に比べて精度を必要とせず、回路規模を小さくすることができる。
【０１１５】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・第２ＡＧＣ回路１３７によりバッファ回路１３２のゲインを調整するようにしてもよい。
【０１１６】
・第１ＡＧＣ回路１３６の入力端子をバッファ回路１３２の出力端子に接続し、該バッファ回路１３２の出力信号に基づいてプリアンプ１３１のゲインを調整するようにしてもよい。また、第２ＡＧＣ回路１３７の入力端子をバッファ回路１３２の出力端子に接続し、該バッファ回路１３２の出力信号に基づいてバッファ回路１３２のゲインを調整するようにしてもよい。
【０１１７】
（第六実施形態）
以下、本発明を具体化した第六実施形態を図１５に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１１８】
図１５は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１４０は、図１３に示す第四実施形態の光受信アンプ１２０に対して第２自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路を追加したものである。即ち、光受信アンプ１４０は差動型アンプであり、プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、ＤＣ光キャンセル回路１０６、第１ＡＧＣ回路４４、ＡＢＣ回路４５、第２ＡＧＣ回路１４１を備えている。
【０１１９】
プリアンプ１２１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４は差動出力を持つ。
プリアンプ１２１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第５トランジスタＱ１〜Ｑ５、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF を含む。
【０１２０】
第１ＡＧＣ回路４４は、メインアンプ１０４の出力信号（図ではリファレンス側信号ＶRP）を入力して第１ゲイン調整信号ＶAGC1を出力する。ＡＢＣ回路４５は、第１ゲイン調整信号ＶAGC1を入力し、プリアンプ１２１のバイアスを調整するように生成したバイアス調整信号ＶABC を出力する。
【０１２１】
第２ＡＧＣ回路１４１は、バッファ回路１０２の出力信号（図ではリファレンス側信号）を入力して第２ゲイン調整信号ＶAGC2を生成する。この第２ゲイン調整信号ＶAGC2は、バイアス調整信号ＶABC とともにプリアンプ１２１を構成する第３電流源１１４に印加され、その第３電流源１１４はバイアス調整信号ＶABC と第２ゲイン調整信号ＶAGC2の合成電圧に応じた電流Ｉ3 を流す。
【０１２２】
第１ＡＧＣ回路４４が抵抗ＲFM，ＲFPの抵抗値をほぼ限界まで小さくした後、第２ＡＧＣ回路１４１が動作してゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。第３電流源１１４がバイアス調整信号ＶABC と第２ゲイン調整信号ＶAGC2に応答して電流Ｉ3 の電流量を増やしていくと、バイアス電位がずれるため、電圧信号ＶFMの電位が下がる。すると、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れ、エミッタ抵抗ｒｅ（コレクタ−エミッタ間の抵抗成分）が小さくなる。
【０１２３】
この時、電圧信号ＶFMの出力端子から見た抵抗分は、エミッタ抵抗ｒｅと抵抗ＲFMとを並列接続した抵抗分となる。この抵抗分がプリアンプ１２１における電流電圧変換抵抗として機能し、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP単体の抵抗値を小さくする場合に比べて電流電圧変換抵抗値を大幅に小さくでき、ゲインを大きく調整することができる。
【０１２４】
尚、バイアス電位がずれ、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れるが、入力信号が充分に大きい場合は、プリアンプ１２１のゲインが小さいためバイアス電位がずれても受信信号ＲＸに影響はない。
【０１２５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ＡＢＣ回路４５にて生成したバイアス調整信号ＶABC と、第２ＡＧＣ回路１４１にて生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2とによりプリアンプ１２１の第３電流源１１４の電流Ｉ3 を調整するようにした。電流Ｉ3 の電流量を増やしていくと、クランプ用の第３，第４トランジスタＱ３，Ｑ４にコレクタ電流が流れ、エミッタ抵抗ｒｅ（コレクタ−エミッタ間の抵抗成分）が小さくなる。そして、電圧信号ＶFMの出力端子から見た抵抗分は、エミッタ抵抗ｒｅと抵抗ＲFMとを並列接続した抵抗分となる。この抵抗分がプリアンプ１２１における電流電圧変換抵抗として機能するため、第１，第２抵抗ＲFM，ＲFP単体の抵抗値を小さくする場合に比べて電流電圧変換抵抗値を大幅に小さくでき、ゲインを大きく調整することができる。
【０１２６】
（第七実施形態）
以下、本発明を具体化した第七実施形態を図１６，図１７に従って説明する。尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１２７】
図１６は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１５０は、プリアンプ１５１、バッファ回路１０２、バンドパスフィルタ１０３、メインアンプ１０４、コンパレータ１０５、第１ＡＧＣ回路（ＡＧＣ１）１５２、第２ＡＧＣ回路（ＡＧＣ２）１５３、抵抗ＲDP、光検出手段としてのダイオードＤP を含む。光受信アンプ１５０を構成する各素子は１つの半導体基板上に形成されている。そして、この光受信アンプ１５０は、それに接続されたフォトダイオードＰＤとともに、光透過性樹脂にてモールドされている。
【０１２８】
プリアンプ１５１は図１４のプリアンプ１３１と実質的に同一の機能を持ち、第１ＡＧＣ回路１５２は図１４の第１ＡＧＣ回路１３６と同様に動作してメインアンプ１０４の出力信号ＶRPに基づいて生成した第１ゲイン調整信号ＶAGC1をプリアンプ１５１に供給する。
【０１２９】
第２ＡＧＣ回路１５３はその入力端子が抵抗ＲDPとダイオードＤP のカソードとに接続され、抵抗ＲDPには高電位電源Ｖccが供給され、ダイオードＤP のアノードは低電位電源と接続されている。
【０１３０】
ダイオードＤP は、フォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射される位置に形成されている。そして、このダイオードＤP は、ＩＣチップ上の回路ブロック間やパッド周りなどの素子が形成されていない領域（非素子形成領域）、上記信号光が照射される領域を接続して形成した大きな面積の島領域（Ｎ型）と、半導体基盤（Ｐ型）との間に形成されるダイオードである。
【０１３１】
このダイオードＤP は、フォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射され、該信号光に応答して電流ＩDPを流す。第２ＡＧＣ回路１５３は、その電流ＩDPに基づいてプリアンプ１５１のゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。
【０１３２】
プリアンプ１５１は、第１及び第２ＡＧＣ回路１５２，１５３から供給される第１及び第２ゲイン調整信号ＶAGC1，ＶAGC2に応答して抵抗ＲF の抵抗値を変更し、それによりゲインが変更される。
【０１３３】
このように光受信アンプ１５０を構成することで、チップ面積の増加を抑え、信号光による光リークを検出してリーク電流が大きい場合にゲインを下げることができる。これは、以下の問題点を解決する。
【０１３４】
例えば、光空間通信などにおいては、受信側の光を受信する部分は、フォトダイオードと光受信アンプのＩＣを同一の光透過性樹脂でモールドすることが一般的である。そして、光空間通信においては、送信側と受信側が近接する場合があり、この場合は、送信側の光がフォトダイオードだけではなく、ＩＣチップにも過大な信号光が照射される。ＩＣでは、過大な信号光によりリーク電流が流れ、動作点がずれるなどの問題が起こるので、ゲインが高い場合は誤動作を起こしやすい。
【０１３５】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）第２ＡＧＣ回路１５３はフォトダイオードＰＤに入射される信号光が照射される位置に形成されたダイオードＤP に流れる電流ＩDPに基づいてプリアンプ１５１のゲインを調整するように生成した第２ゲイン調整信号ＶAGC2を出力する。この電流ＩDPは、受信光が強い場合に多く流れる。従って、信号光によるリーク電流を検出してプリアンプ１５１のゲインを下げることで、そのリーク電流による誤動作を防止することができる。
【０１３６】
（２）ダイオードＤP は、ＩＣチップ上の回路ブロック間やパッド周りなどの素子が形成されていない領域（非素子形成領域）、上記信号光が照射される領域を接続して形成した大きな面積の島領域（Ｎ型）と、半導体基盤（Ｐ型）との間に形成されるダイオードである。従って、チップ面積の増加を抑えることができる。
【０１３７】
尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態では、チップ上に形成した光検出手段としてのダイオードＤP を用いて大入力信号レベルを検出したが、他の方法を用いてそれを検出するようにしてもよい。
【０１３８】
例えば、通常のＰＮダイオードを光検出手段として用いても良い。
また、送信用の発光ダイオードＬＤをモニタするフォトダイオードを用いても良い。
【０１３９】
また、送信用の発光ダイオードＬＤを光検出手段として用いて用いても良い。図１７は、その場合の光通信装置の概略構成図である。
光通信装置（光通信モジュール）１６０は、発光ダイオードＬＤとフォトダイオードＰＤと送受信回路１６１とを備え、それらは同一の光透過性樹脂にてモールドされている。送受信回路１６１は、光送信アンプ１６２、光受信アンプ１６３、切替回路としてのスイッチ回路１６４を含む。
【０１４０】
光送信アンプ１６２は、スイッチ回路１６４を介して出力端子に発光ダイオードＬＤが接続され、送信信号ＴＸが入力される。光送信アンプ１６２は、送信信号ＴＸに応答して生成した送信電流ＩLDをスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに供給する。発光ダイオードＬＤは、パルス状の送信電流ＩLDに基づいて発光及び消光を繰り返す。
【０１４１】
光受信アンプ１６３は、入力端子にフォトダイオードＰＤが接続される。フォトダイオードＰＤは、受信した光に対応した受信電流ＩPDを生成する。光受信アンプ１６３は、受信電流ＩPDを電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換して受信電圧を生成し、その受信電圧を２値化して生成した受信信号ＲＸを出力する。
【０１４２】
また、光受信アンプ１６３はスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに接続されている。スイッチ回路１６４は、送受信動作に応じて発光ダイオードＬＤを光送信アンプ１６２又は光受信アンプ１６３と接続する。例えば、スイッチ回路１６４は、送信動作時（例えば光送信アンプ１６２から送信電流ＩLDが供給される間）、発光ダイオードＬＤを光送信アンプ１６２に接続し、それ以外の時にはそれを光受信アンプ１６３に接続する。
【０１４３】
光受信アンプ１６３は図１６の光受信アンプ１５０と同様に構成され、ダイオードＤP に代えて発光ダイオードＬＤが接続されている。即ち、第２ＡＧＣ回路１５３の入力端子はスイッチ回路１６４を介して発光ダイオードＬＤに接続される。
【０１４４】
即ち、発光ダイオードＬＤは、送信動作時に発光手段として機能し、それ以外の時には光検出手段として機能する。このように光通信装置１６０を構成しても、上記実施形態と同様に光入力が大きい場合にプリアンプのゲインを下げて誤動作を防止することができる。
【０１４５】
（第八実施形態）
以下、本発明を具体化した第八実施形態を図１８，図１９に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記各実施形態と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
【０１４６】
図１８は、本実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
光受信アンプ１７０は差動型アンプであり、プリアンプ１７１、バッファ回路１７２、バンドパスフィルタ１７３、メインアンプ１７４、コンパレータ１７５、第１及び第２ＡＧＣ回路１７６，１７７、図示しないＡＢＣ回路及びＤＣ光キャンセル回路を備えている。プリアンプ１７１、バッファ回路１７２、バンドパスフィルタ１７３、メインアンプ１７４は差動出力を持つ。
【０１４７】
プリアンプ１７１は、上記第二〜第四実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１のうちの何れかの構成に、コンデンサＣL が追加されている。図中、プリアンプ１３１内に示された抵抗ＲF は、上記各実施形態のプリアンプ１０１，１１１，１２１を構成する第１及び第２抵抗ＲFM，ＲFPである。この抵抗ＲF とコンデンサＣL によりローパスフィルタが構成されている。
【０１４８】
第１ＡＧＣ回路１７６はプリアンプ１７１のゲインと周波数特性を調整するために設けられ、第２ＡＧＣ回路１７７はバンドパスフィルタ１７３の周波数特性を調整するために設けられている。尚、第２ＡＧＣ回路１７７の出力信号によりメインアンプ１７４又はコンパレータ１７５の周波数特性を調整するようにしても良い。
【０１４９】
第１ＡＧＣ回路１７６は図２に示すＡＧＣ回路４４と同じ回路構成を持ち、メインアンプ１７４から入力されるリファレンス側信号ＶRPに基づいて第１ゲイン調整信号ＶAGC1を生成する。第１ＡＧＣ回路１３６にて生成された第１ゲイン調整信号ＶAGC1はプリアンプ１３１に供給され、該プリアンプ１３１の抵抗ＲF の抵抗値が調整される。尚、第１ＡＧＣ回路１３６の構成を、図６〜図８，図１０のＡＧＣ回路６１，７１，８１，９１と同じ回路構成としても良い。
【０１５０】
抵抗ＲF の抵抗値を小さくすると、コンデンサＣL との関係でローパスフィルタのカット周波数ｆL が高くなる。例えば、抵抗ＲF の抵抗値が１／２になるとカットオフ周波数ｆL は２倍になる。そして、抵抗ＲF の抵抗値を更に小さくすると、プリアンプ１７１自体の周波数特性にってカットオフ周波数が頭打ちになる。
【０１５１】
変調方式によってベースバンド周波数が、ある決められた周波数の場合、ノイズ耐量を向上させるため、通常バンドパスフィルタを入れて帯域制限を行う。
例えば、光空間通信の１方式であるＩｒＤＡ（赤外線通信）通信においては、ベースバンド周波数と受信距離について明確な規定があり、低速１１５Ｋｂｐｓ（パルス幅が１．６３ｕｓ）の方式と、高速１．１５２Ｍｂｐｓ（パルス幅が２１７ｎｓ）の方式がある。規定によると高速１．１５２Ｍｂｐｓに比べて、低速１１５Ｋｂｐｓの場合は受信感度が２．５倍必要である。
【０１５２】
このような通信方式に対応する場合において、ＡＧＣ回路によりゲインを調整すると同時に光受信アンプの周波数特性をも可変する方法を用いる。例えば、あらかじめ、前述の低速１１５Ｋｂｐｓに合わせて周波数特性を調整しておく。光入力信号が大きい場合は、ローパスフィルタのカット周波数が高域側へ移動するため、高速１．１５２Ｍｂｐｓに適したアンプの周波数特性になる。
【０１５３】
以上のように、低速モードに比べて高速モードの方がゲイン小さくて良い場合において、高い感度が必要なモードではカットオフ周波数が低域側に設定することで、帯域制限によってノイズマージンを大きくすることができる。光入力が大きい場合は、カットオフ周波数を高域側にシフトする。この場合、ＡＧＣ回路によってゲインが下がるので、ノイズマージンを大きくすることができる。
【０１５４】
図１９（ａ）はプリアンプ１７１の回路図、図１９（ｂ）はバンドパスフィルタ１７３の回路図である。
プリアンプ１７１は、第１，第２，第３抵抗ＲFM，ＲFP，ＲFC、第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４、第１，第２,第３電流源１１２，１１３，１１４、コンデンサＣF 、コンデンサＣLF，ＣLPを含む。プリアンプ１７１は、図１２に示すプリアンプ１１１と同様の接続状態に対してコンデンサＣLF，ＣLPが接続されている。コンデンサＣLF，ＣLPは、第１端子が抵抗ＲFM，ＲFPにそれぞれ接続され、第２端子が低電位電源に接続されている。
【０１５５】
バンドパスフィルタ１７３は、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、可変抵抗ＶＲを含む。第１コンデンサＣ１と第１抵抗Ｒ１とから構成されるハイパスフィルタと、第２コンデンサＣ２と第２抵抗Ｒ２とから構成されるロウパスフィルタ（低域通過フィルタ：ＬＰＦ）とを直列接続してバンドパスフィルタを構成している。第２抵抗Ｒ２には並列に可変抵抗ＶＲが接続され、該可変抵抗ＶＲには第２ゲイン調整信号ＶAGC2が供給され、該第２調整信号ＶAGC2により可変抵抗ＶＲの抵抗値が調整されてロウパスフィルタのカットオフ周波数が変更され、それによりバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃが変更される。
【０１５６】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）プリアンプ１７１を構成する電流電圧変換抵抗ＲFMにコンデンサＣL を接続してロウパスフィルタを構成し、抵抗ＲFMの抵抗値を第１ＡＧＣ回路１７６により変更するようにした。その結果、プリアンプ１７１のゲインを調整するとともに、ロウパスフィルタの周波数特性を調整する（プリアンプ１７１のゲインを下げ、ロウパスフィルタの遮断周波数を高域側へシフトする）ことができる。
【０１５７】
（２）第２ＡＧＣ回路１７７によりバンドパスフィルタ１７３の周波数特性を調整することができる。
以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
（付記１） 入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、該第１の電圧信号を増幅した第２の電圧信号を出力する第２の増幅器とを備えた増幅回路において、
前記電圧信号に基づくゲイン調整信号を生成する第１のゲイン調整回路と、
前記ゲイン調整信号に基づいてバイアス調整信号を生成するバイアス調整回路とを備え、
前記ゲイン調整信号にて前記第１の増幅器に備えられた電流電圧変換抵抗の抵抗値を調整し、前記バイアス調整信号にて前記第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整することを特徴とする増幅回路。
（付記２） 前記第１の増幅器は、前記電流電圧変換抵抗と直列に接続され該電流電圧変換抵抗にバイアス電流を流す電流源を有し、
前記バイアス調整回路は前記電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記３） 前記第１の増幅器は、前記電流電圧変換抵抗と並列に接続された電流源を有し、該接続点が抵抗を介して高電位電源に接続され、
前記バイアス調整回路は該電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記４） 前記電流電圧変換抵抗はバイポーラトランジスタまたはＭＯＳ型トランジスタを介して高電位電源に接続され、該トランジスタの制御端子と高電位電源との間に接続された抵抗と、前記制御端子と低電位側電源との間に接続された電流源とを有し、
前記バイアス調整回路は該電流源の電流量を調整することを特徴とする付記１記載の増幅回路。
（付記５） 前記第１の増幅器は前記入力電流が大電流のときに前記出力電圧を所定電位にクランプするクランプ回路を有していることを特徴とする付記１〜４のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記６） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路とを有し、
該出力回路は、
前記ピークホールド回路の出力信号を増幅する増幅器と、
前記電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持つ可変抵抗と、
前記可変抵抗に前記ピークホールド回路の出力信号に応じた第１の電流を流す第１の増幅器と、
入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第２の電流の電流値との積を、前記可変抵抗の抵抗値と前記第１の電流の電流値の積と等しくするように前記可変抵抗に供給する信号を前記ゲイン調整信号として出力する増幅器とを備えたこと
を特徴とする付記１〜５のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記７） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、前記ゲインをリセットするべく前記ピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、
前記放電回路は、前記ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された電流出力型増幅器であり、該増幅器の出力信号が前記ピークホールド回路の出力信号が入力される端子に帰還されることを特徴とする付記１〜６のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記８） 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、前記ゲインをリセットするべく前記ピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、
前記出力回路は、前記ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された増幅器と、前記電流電圧変換抵抗と並列に接続された抵抗に該増幅器の出力信号に応じた電流を流す第１の電流源とを備え、
前記放電回路は、前記ピークホールド回路の出力端子と低電位電源との間に接続され前記第１の電流源とカレントミラー接続された第２の電流源であることを特徴とする付記１〜６のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記９） 前記バイアス調整回路は、
前記電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持ち、前記ゲイン調整信号にてその抵抗値が調整される可変抵抗と、
入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第１の電流の電流値との積を、前記可変抵抗の抵抗値と該可変抵抗に流れる第２の電流の電流値の積と等しくするように前記可変抵抗に接続された電流源に流れる電流量を調整する信号を前記バイアス調整信号として出力する増幅器と
を備えたことを特徴とする付記１〜８のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１０） 前記電圧信号に基づいて前記第２の増幅器のゲインを調整する第２のゲイン調整回路を備えたこと
を特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１１） 前記電圧信号に基づいて第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備え、
前記バイアス調整回路の出力信号と前記第２のゲイン調整信号に基づいて前記第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整すること
を特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１２） 前記第１及び第２の増幅器の間に挿入接続された帯域通過フィルタと、
前記電圧信号に基づいて前記帯域通過フィルタの周波数特性を調整する第２のゲイン調整回路と
を備えたことを特徴とする付記１〜９のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１３） 前記電流電圧変換抵抗にコンデンサを接続して低域通過フィルタを構成したことを特徴とする付記１〜１２のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１４） 前記第２のゲイン調整回路は、前記第１のゲイン調整回路によるゲイン調整の限界付近から動作を開始することを特徴とする付記１０〜１３のうちの何れか一に記載の増幅回路。
（付記１５） 信号光を受ける第１の受光素子と、前記第１の受光素子に流れる受信電流が前記入力電流として供給される付記１〜１４のうちの何れか一に記載の増幅回路を含む受信回路とをモールドしてなる光通信装置であって、
前記信号光の一部を受ける第２の受光素子を備え、
前記増幅回路は、前記第２の受光素子に流れる電流に基づいて前記第１の増幅器を含むゲインを調整するべく第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備えたことを特徴とする光通信装置。
（付記１６） 前記第２の受光素子は、前記信号光が照射される非素子形成領域と半導体基板により形成されるダイオードであることを特徴とする付記１５記載の光通信装置。
（付記１７） 前記第２の受光素子は、光送信用の発光素子であり、
送信信号に基づいて前記発光素子に送信電流を供給する送信回路と、前記発光素子を通信動作に応じて前記送信回路と前記受信回路とに切替接続する切替回路と、
を備えたことを特徴とする付記１５記載の光通信装置。
【０１５８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、ゲインを調整しバイアス電位を安定させることができる増幅回路及び光通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第一実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図２】 自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図３】 自動バイアス調整回路の回路図である。
【図４】 光通信装置の概略構成図である。
【図５】 第一実施形態の動作波形図である。
【図６】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図７】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図８】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図９】 図８の動作波形図である。
【図１０】 別の自動ゲイン調整回路の回路図である。
【図１１】 第二実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１２】 第三実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１３】 第四実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１４】 第五実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１５】 第六実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１６】 第七実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１７】 別の光通信装置の概略構成図である。
【図１８】 第八実施形態の光受信アンプのブロック回路図である。
【図１９】 プリアンプ回路とバンドパスフィルタの回路図である。
【図２０】 第一従来例の光受信アンプのブロック回路図である。
【図２１】 第二従来例の光受信アンプのブロック回路図である。
【符号の説明】
４１ 第１の増幅器としてのプリアンプ
４２ 第２の増幅器としてのメインアンプ
４４ ゲイン調整回路
４５ バイアス調整回路
ＶABC バイアス調整信号
ＶAGC ゲイン調整信号
ＶAGC2 第２のゲイン調整信号
ＶFM 第１の電圧信号
ＶRP 第２の電圧信号
ＰＤ 第１の受光素子としてのフォトダイオード
ＤP 第２の受光素子としてのダイオード
Claims (8)
- 入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、該第１の電圧信号を増幅した第２の電圧信号を出力する第２の増幅器とを備えた増幅回路において、
前記電圧信号に基づくゲイン調整信号を生成する第１のゲイン調整回路と、
前記ゲイン調整信号に基づいてバイアス調整信号を生成するバイアス調整回路とを備え、
前記ゲイン調整信号にて前記第１の増幅器に備えられた電流電圧変換抵抗の抵抗値を調整し、前記バイアス調整信号にて前記第１の増幅器の出力点におけるバイアス電流を調整し、
前記バイアス調整回路は、
前記電流電圧変換抵抗と同じ電気的特性を持ち、前記ゲイン調整信号にてその抵抗値が調整される可変抵抗と、
入力端子に接続された抵抗の抵抗値と該抵抗に流れる第１の電流の電流値との積を、前記可変抵抗の抵抗値と該可変抵抗に流れる第２の電流の電流値の積と等しくするように前記可変抵抗に接続された電流源に流れる電流量を調整する信号を前記バイアス調整信号として出力する増幅器と
を備えたことを特徴とする増幅回路。 - 前記第１のゲイン調整回路は、前記電圧信号のピークレベルを保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号を増幅してゲイン調整信号を生成する出力回路と、前記ゲインをリセットするべく前記ピークホールド回路の保持電荷を放電する放電回路とを有し、
前記放電回路は、前記ピークホールド回路の出力信号と基準信号とが入力された電流出力型増幅器であり、該増幅器の出力信号が前記ピークホールド回路の出力信号が入力される端子に帰還されることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。 - 前記電圧信号に基づいて前記第２の増幅器のゲインを調整する第２のゲイン調整回路を備えたこと
を特徴とする請求項１又は２記載の増幅回路。 - 前記第１及び第２の増幅器の間に挿入接続された帯域通過フィルタと、
前記電圧信号に基づいて前記帯域通過フィルタの周波数特性を調整する第２のゲイン調整回路と
を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の増幅回路。 - 前記電流電圧変換抵抗にコンデンサを接続して低域通過フィルタを構成したことを特徴とする請求項１〜４のうちの何れか一項記載の増幅回路。
- 前記第２のゲイン調整回路は、前記第１のゲイン調整回路によるゲイン調整の限界付近から動作を開始することを特徴とする請求項３〜５のうちの何れか一項記載の増幅回路。
- 信号光を受ける第１の受光素子と、前記第１の受光素子に流れる受信電流が前記入力電流として供給される請求項１〜６のうちの何れか一項に記載の増幅回路を含む受信回路とをモールドしてなる光通信装置であって、
前記信号光の一部を受ける第２の受光素子を備え、
前記増幅回路は、前記第２の受光素子に流れる電流に基づいて前記第１の増幅器を含むゲインを調整するべく第２のゲイン調整信号を生成する第２のゲイン調整回路を備えたことを特徴とする光通信装置。 - 前記第２の受光素子は、前記信号光が照射される非素子形成領域と半導体基板により形成されるダイオードであることを特徴とする請求項７記載の光通信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002118233A JP4005401B2 (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 増幅回路及び光通信装置 |
| US10/418,174 US6788152B2 (en) | 2002-04-19 | 2003-04-18 | Amplification circuit and optical communication apparatus provided with the amplification circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002118233A JP4005401B2 (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 増幅回路及び光通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003318681A JP2003318681A (ja) | 2003-11-07 |
| JP4005401B2 true JP4005401B2 (ja) | 2007-11-07 |
Family
ID=29207858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002118233A Expired - Fee Related JP4005401B2 (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 増幅回路及び光通信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6788152B2 (ja) |
| JP (1) | JP4005401B2 (ja) |
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|---|---|
| JP2003318681A (ja) | 2003-11-07 |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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| A977 | Report on retrieval |
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Ref document number: 4005401 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| S531 | Written request for registration of change of domicile |
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| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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