JP2003198296A - 光受信装置 - Google Patents
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力振幅の変動に対して消光比を一定に保ち
ながら、ダイナミックレンジを広げる。 【解決手段】 バースト信号用光受信器１０は、受光素
子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電圧Ｖｏに変
換するアンプ１２と、アンプ１２の利得を調整するトラ
ンジスタ１３と、信号電流Ｉｉのピーク値を検出する電
流検出回路２０と、そのピーク値に等しい直流電流Ｉｐ
を発生させるとともに、直流電流Ｉｐをアンプ１２で変
換した場合に得られる信号電圧Ｖｏに等しい直流電圧Ｖ
ｐを出力するダミー電流発生回路３０と、直流電圧Ｖｐ
と基準電圧Ｖｒとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力す
ることにより、アンプ１２で変換される信号電圧Ｖｏの
振幅が一定になるようにトランジスタ１３の抵抗値を制
御する振幅制御回路４０とを備えたものである。
ながら、ダイナミックレンジを広げる。 【解決手段】 バースト信号用光受信器１０は、受光素
子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電圧Ｖｏに変
換するアンプ１２と、アンプ１２の利得を調整するトラ
ンジスタ１３と、信号電流Ｉｉのピーク値を検出する電
流検出回路２０と、そのピーク値に等しい直流電流Ｉｐ
を発生させるとともに、直流電流Ｉｐをアンプ１２で変
換した場合に得られる信号電圧Ｖｏに等しい直流電圧Ｖ
ｐを出力するダミー電流発生回路３０と、直流電圧Ｖｐ
と基準電圧Ｖｒとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力す
ることにより、アンプ１２で変換される信号電圧Ｖｏの
振幅が一定になるようにトランジスタ１３の抵抗値を制
御する振幅制御回路４０とを備えたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、光通信技術の分野
で用いられる光受信装置に関する。以下、従来技術及び
実施形態の説明では、このような光受信装置の一例とし
て、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システム等に
おいて各加入者からの光信号を受信するためのバースト
信号用光受信器をとりあげる。
で用いられる光受信装置に関する。以下、従来技術及び
実施形態の説明では、このような光受信装置の一例とし
て、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システム等に
おいて各加入者からの光信号を受信するためのバースト
信号用光受信器をとりあげる。
【０００２】
【従来の技術】将来の経済的高速広帯域光アクセスシス
テムであるＡＴＭ‐ＰＯＮ（Asynchronous Transfer Mo
de based Passive Optical Network）では、網側で複数
ユーザを収容する光加入者終端装置（ＯＬＴ：Optical
Line Terminal）とユーザ側で光加入者線を終端する光
アクセス装置（ＯＮＵ：Optical Network Unit）との間
が光ファイバケーブルで結ばれ、１．３μｍ／１．５μ
ｍ波長多重による１芯ファイバ又は１.３μｍ２芯ファ
イバにより信号が双方向伝送される。
テムであるＡＴＭ‐ＰＯＮ（Asynchronous Transfer Mo
de based Passive Optical Network）では、網側で複数
ユーザを収容する光加入者終端装置（ＯＬＴ：Optical
Line Terminal）とユーザ側で光加入者線を終端する光
アクセス装置（ＯＮＵ：Optical Network Unit）との間
が光ファイバケーブルで結ばれ、１．３μｍ／１．５μ
ｍ波長多重による１芯ファイバ又は１.３μｍ２芯ファ
イバにより信号が双方向伝送される。
【０００３】ＯＬＴからの信号は、光分岐器によって分
岐され、各ユーザ側に設置された複数のＯＮＵに伝送さ
れる。また、ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は制御信号
などが伝送される。特に上り方向は間欠的に信号を伝送
するバースト信号になるので、ＯＬＴ側の光受信器はバ
ースト信号を受信できなければならない。
岐され、各ユーザ側に設置された複数のＯＮＵに伝送さ
れる。また、ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は制御信号
などが伝送される。特に上り方向は間欠的に信号を伝送
するバースト信号になるので、ＯＬＴ側の光受信器はバ
ースト信号を受信できなければならない。
【０００４】ＡＴＭ‐ＰＯＮにおける規格は、ＦＳＡＮ
（Full Service Access Networks）から提案されてい
る。例えば、ＦＳＡＮクラスＢ規格において光受信器
は、光入力電流６３０ｎＡｐ‐ｐ〜３２０μＡｐ‐ｐと
いう５００倍以上の広いダイナミックレンジを確保する
とともに、 “０”レベルと“１”レベルとのレベル比
である消光比が１０以下のバースト信号に対して安定に
動作しなければならない。言い換えれば、光入力電流の
変動に対して“０”レベルが変動するので、十分な
“０”レベル変動耐力を確保しなければならない。な
お、消光比が１０以下である理由は、レーザダイオード
が“０”レベル（消）状態から“１”レベル（光）状態
に速やかに到達するように、 “０”レベル（消）でも
レーザダイオードにある程度の電流（プリバイアス）を
流しておくためである。
（Full Service Access Networks）から提案されてい
る。例えば、ＦＳＡＮクラスＢ規格において光受信器
は、光入力電流６３０ｎＡｐ‐ｐ〜３２０μＡｐ‐ｐと
いう５００倍以上の広いダイナミックレンジを確保する
とともに、 “０”レベルと“１”レベルとのレベル比
である消光比が１０以下のバースト信号に対して安定に
動作しなければならない。言い換えれば、光入力電流の
変動に対して“０”レベルが変動するので、十分な
“０”レベル変動耐力を確保しなければならない。な
お、消光比が１０以下である理由は、レーザダイオード
が“０”レベル（消）状態から“１”レベル（光）状態
に速やかに到達するように、 “０”レベル（消）でも
レーザダイオードにある程度の電流（プリバイアス）を
流しておくためである。
【０００５】図５は、バースト信号用光受信器の第一従
来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明
する。
来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明
する。
【０００６】従来のバースト信号用光受信器７０では、
広ダイナミックレンジを確保する手段として、プリアン
プ７１に振幅制限機能を持たせていた。すなわち、プリ
アンプ７１は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉ
ｉを信号電圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２
の入出力間に接続された帰還抵抗器１４と、帰還抵抗器
１４に並列接続されたダイオード７２とを備えている。
アンプ１２は、入力インピーダンスがほぼ無限大かつ出
力インピーダンスがほぼ零であるので、帰還抵抗器１４
の抵抗値に対応する増幅率を有する反転増幅器として動
作する。
広ダイナミックレンジを確保する手段として、プリアン
プ７１に振幅制限機能を持たせていた。すなわち、プリ
アンプ７１は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉ
ｉを信号電圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２
の入出力間に接続された帰還抵抗器１４と、帰還抵抗器
１４に並列接続されたダイオード７２とを備えている。
アンプ１２は、入力インピーダンスがほぼ無限大かつ出
力インピーダンスがほぼ零であるので、帰還抵抗器１４
の抵抗値に対応する増幅率を有する反転増幅器として動
作する。
【０００７】受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉ
は、アンプ１２によって信号電圧Ｖｏに変換される。詳
しく言えば、信号電流Ｉｉは、帰還抵抗器１４の抵抗値
に対応する増幅率で反転増幅され、信号電圧Ｖｏとな
る。このとき、信号電流Ｉｉの振幅が大きければ、帰還
抵抗器１４での電圧降下も大きくなる。そして、帰還抵
抗器１４での電圧降下がダイオード７２のビルトイン電
圧を越えると、ダイオード７２が導通する。このよう
に、プリアンプ７１の帰還抵抗器１４に並列にダイオー
ド７２を挿入することにより、信号の振幅を一定値以下
に押さえることができる（図６［ａ］，［ｂ］参照）。
は、アンプ１２によって信号電圧Ｖｏに変換される。詳
しく言えば、信号電流Ｉｉは、帰還抵抗器１４の抵抗値
に対応する増幅率で反転増幅され、信号電圧Ｖｏとな
る。このとき、信号電流Ｉｉの振幅が大きければ、帰還
抵抗器１４での電圧降下も大きくなる。そして、帰還抵
抗器１４での電圧降下がダイオード７２のビルトイン電
圧を越えると、ダイオード７２が導通する。このよう
に、プリアンプ７１の帰還抵抗器１４に並列にダイオー
ド７２を挿入することにより、信号の振幅を一定値以下
に押さえることができる（図６［ａ］，［ｂ］参照）。
【０００８】しかしながら、ＦＳＡＮ規格では“１”レ
ベルと“０”レベルとのレベル比である消光比＝１０ま
で許容されているので、例えば通常の１０倍以上の大信
号入力の場合、“０”レベルが振幅制限値を上回ってし
まって、プリアンプ７１の出力がすべて“１”レベルに
固定されてしまうという不都合がある（図７［ｃ］，
［ｄ］参照）。すなわち、この従来技術では十分な
“０”レベル変動耐力を確保できないということにな
る。
ベルと“０”レベルとのレベル比である消光比＝１０ま
で許容されているので、例えば通常の１０倍以上の大信
号入力の場合、“０”レベルが振幅制限値を上回ってし
まって、プリアンプ７１の出力がすべて“１”レベルに
固定されてしまうという不都合がある（図７［ｃ］，
［ｄ］参照）。すなわち、この従来技術では十分な
“０”レベル変動耐力を確保できないということにな
る。
【０００９】この問題の解決するために、パワーレベル
の大きな光信号を入力した場合でも波形歪みを有効に抑
えることのできるバースト信号用光受信器が特開2000-2
52775号公報に開示されている。図８は、このバースト
信号用光受信器１００（第二従来例）を示す回路図であ
る。以下、この図面に基づき説明する。
の大きな光信号を入力した場合でも波形歪みを有効に抑
えることのできるバースト信号用光受信器が特開2000-2
52775号公報に開示されている。図８は、このバースト
信号用光受信器１００（第二従来例）を示す回路図であ
る。以下、この図面に基づき説明する。
【００１０】フォト・ダイオード１０１は、光信号Ｌを
受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。カレントミラー回
路１０２は、ＰＮＰトランジスタＴＲ１，ＴＲ２からな
る。カレントミラー回路１０２によれば、ＰＮＰトラン
ジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎが、常にＰＮＰト
ランジスタＴＲ１のコレクタ電流すなわち電流信号Ｉｉ
ｎと等しくなる。
受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。カレントミラー回
路１０２は、ＰＮＰトランジスタＴＲ１，ＴＲ２からな
る。カレントミラー回路１０２によれば、ＰＮＰトラン
ジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎが、常にＰＮＰト
ランジスタＴＲ１のコレクタ電流すなわち電流信号Ｉｉ
ｎと等しくなる。
【００１１】トランスインピーダンスアンプ１０３は、
フォト・ダイオード１０１で受光して得られた電流信号
Ｉｉｎを電圧信号に変換する。トランスインピーダンス
アンプ１０３の入力部と出力部との間には、抵抗器Ｒ１
とＭＯＳトランジスタＴＲ３とを並列接続してなる帰還
抵抗器Ｒｆが設けられる。帰還抵抗器Ｒｆは、トランス
インピーダンスアンプ１０３の利得を規定するためのも
のであって、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレイン・ソ
ース間抵抗と抵抗器Ｒ１との並列抵抗によって、その抵
抗値が決まる。反転アンプ１０４は、トランスインピー
ダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて電圧信号Ｖ
ｏｕｔとして外部に出力する。
フォト・ダイオード１０１で受光して得られた電流信号
Ｉｉｎを電圧信号に変換する。トランスインピーダンス
アンプ１０３の入力部と出力部との間には、抵抗器Ｒ１
とＭＯＳトランジスタＴＲ３とを並列接続してなる帰還
抵抗器Ｒｆが設けられる。帰還抵抗器Ｒｆは、トランス
インピーダンスアンプ１０３の利得を規定するためのも
のであって、ＭＯＳトランジスタＴＲ３のドレイン・ソ
ース間抵抗と抵抗器Ｒ１との並列抵抗によって、その抵
抗値が決まる。反転アンプ１０４は、トランスインピー
ダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて電圧信号Ｖ
ｏｕｔとして外部に出力する。
【００１２】トランスインピーダンスアンプ１０５は、
ＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎを電
圧信号に変換する。帰還抵抗器Ｒ２は、トランスインピ
ーダンスアンプ１０５の利得を規定するものであり、抵
抗器Ｒ１よりも小さい抵抗値に設定される。反転アンプ
１０６は、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力
信号を反転増幅する。
ＰＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタ電流Ｉｍｏｎを電
圧信号に変換する。帰還抵抗器Ｒ２は、トランスインピ
ーダンスアンプ１０５の利得を規定するものであり、抵
抗器Ｒ１よりも小さい抵抗値に設定される。反転アンプ
１０６は、トランスインピーダンスアンプ１０５の出力
信号を反転増幅する。
【００１３】ピーク検出回路１０７は、反転アンプ１０
６の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出する。ピーク検出
回路１０７には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力
されるので、バースト信号が終了する度に、ピーク値Ｖ
ｐｄはリセットされる。オペアンプ１０８は、ピーク値
Ｖｐｄのレベルに応じて信号ＶｇをＭＯＳトランジスタ
ＴＲ３のゲートに出力することにより、このゲート電圧
を制御する。
６の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出する。ピーク検出
回路１０７には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力
されるので、バースト信号が終了する度に、ピーク値Ｖ
ｐｄはリセットされる。オペアンプ１０８は、ピーク値
Ｖｐｄのレベルに応じて信号ＶｇをＭＯＳトランジスタ
ＴＲ３のゲートに出力することにより、このゲート電圧
を制御する。
【００１４】次に、バースト信号用光受信器１００の動
作を説明する。
作を説明する。
【００１５】まず、フォト・ダイオード１０１は、光信
号Ｌを受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。この結果、
電流信号ＩｉｎはＰＮＰトランジスタＴＲ１のコレクタ
電流となるので、カレントミラー回路１０２の他方のＰ
ＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタには、電流信号Ｉｉ
ｎに等しいモニタ電流Ｉｍｏｎが現れる。トランスイン
ピーダンスアンプ１０５は、カレントミラー回路１０２
からモニタ電流Ｉｍｏｎを入力して電圧信号に変換す
る。このとき、トランスインピーダンスアンプ１０５の
出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５に入
力されるモニタ電流Ｉｍｏｎに対して極性が反転したも
のとなる。帰還抵抗器Ｒ２の抵抗値によって決まるトラ
ンスインピーダンスアンプ１０５の利得は、大信号が入
力されても出力信号が飽和しない程度の値に設定されて
いる。これにより、トランスインピーダンスアンプ１０
５は、モニタ電流Ｉｍｏｎの振幅に応じて、これをリニ
アに増幅する。
号Ｌを受光して電流信号Ｉｉｎに変換する。この結果、
電流信号ＩｉｎはＰＮＰトランジスタＴＲ１のコレクタ
電流となるので、カレントミラー回路１０２の他方のＰ
ＮＰトランジスタＴＲ２のコレクタには、電流信号Ｉｉ
ｎに等しいモニタ電流Ｉｍｏｎが現れる。トランスイン
ピーダンスアンプ１０５は、カレントミラー回路１０２
からモニタ電流Ｉｍｏｎを入力して電圧信号に変換す
る。このとき、トランスインピーダンスアンプ１０５の
出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５に入
力されるモニタ電流Ｉｍｏｎに対して極性が反転したも
のとなる。帰還抵抗器Ｒ２の抵抗値によって決まるトラ
ンスインピーダンスアンプ１０５の利得は、大信号が入
力されても出力信号が飽和しない程度の値に設定されて
いる。これにより、トランスインピーダンスアンプ１０
５は、モニタ電流Ｉｍｏｎの振幅に応じて、これをリニ
アに増幅する。
【００１６】反転アンプ１０６は、トランスインピーダ
ンスアンプ１０５の出力信号を反転させる。ピーク検出
回路１０７は、１ビット以内にトランスインピーダンス
アンプ１０５の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出し、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔで規定されるバースト区間におい
てその値を保持する。保持されたピーク値Ｖｐｄは、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔにより、バースト周期毎に初期化
される。
ンスアンプ１０５の出力信号を反転させる。ピーク検出
回路１０７は、１ビット以内にトランスインピーダンス
アンプ１０５の出力信号のピーク値Ｖｐｄを検出し、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔで規定されるバースト区間におい
てその値を保持する。保持されたピーク値Ｖｐｄは、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔにより、バースト周期毎に初期化
される。
【００１７】オペアンプ１０８は、ピーク検出回路１０
７の出力信号を入力し、これを反転させてゲート電圧Ｖ
ｇを帰還抵抗器ＲｆをなすＭＯＳトランジスタＴＲ３の
ゲートに与える。これにより、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値
は、ゲート電圧Ｖｇが大きいほど小さくなり、ゲート電
圧Ｖｇが小さいほど大きくなる。ここで、このゲート電
圧Ｖｇはピーク値Ｖｐｄを反転して得られ、このピーク
値Ｖｐｄはモニタ電流Ｉｍｏｎすなわち電流信号Ｉｉｎ
の大きさを表す。したがって、帰還抵抗Ｒｆの値は、電
流信号Ｉｉｎが大きいほど小さくなり、逆に電流信号Ｉ
ｉｎが小さいほど大きくなるように変化する。また、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔが入力されると、帰還抵抗器Ｒｆ
の抵抗値は最大値に初期化される。
７の出力信号を入力し、これを反転させてゲート電圧Ｖ
ｇを帰還抵抗器ＲｆをなすＭＯＳトランジスタＴＲ３の
ゲートに与える。これにより、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値
は、ゲート電圧Ｖｇが大きいほど小さくなり、ゲート電
圧Ｖｇが小さいほど大きくなる。ここで、このゲート電
圧Ｖｇはピーク値Ｖｐｄを反転して得られ、このピーク
値Ｖｐｄはモニタ電流Ｉｍｏｎすなわち電流信号Ｉｉｎ
の大きさを表す。したがって、帰還抵抗Ｒｆの値は、電
流信号Ｉｉｎが大きいほど小さくなり、逆に電流信号Ｉ
ｉｎが小さいほど大きくなるように変化する。また、リ
セット信号Ｒｅｓｅｔが入力されると、帰還抵抗器Ｒｆ
の抵抗値は最大値に初期化される。
【００１８】一方、トランスインピーダンスアンプ１０
３の出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５
の出力波形と同様に、トランスインピーダンスアンプ１
０３に入力される電流信号Ｉｉｎに対して極性が反転し
たものとなる。ここで、大信号の電流信号Ｉｉｎがトラ
ンスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合、ト
ランスインピーダンスアンプ１０３は最大利得の状態で
これを受信するため、１ビット目の信号は飽和状態に達
する。しかし、この大信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映
されて、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに小さくなるよ
うに制御される。このため、２ビット目以降は、正常な
出力波形が得られる。また、小信号の電流信号Ｉｉｎが
トランスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合
は、この小信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映されて、帰
還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに大きくなるように（最大
値に）制御される。このため、１ビット目から正常な波
形が出力される。反転アンプ１０４は、トランスインピ
ーダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて信号電圧
Ｖｏｕｔを出力する。
３の出力波形は、トランスインピーダンスアンプ１０５
の出力波形と同様に、トランスインピーダンスアンプ１
０３に入力される電流信号Ｉｉｎに対して極性が反転し
たものとなる。ここで、大信号の電流信号Ｉｉｎがトラ
ンスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合、ト
ランスインピーダンスアンプ１０３は最大利得の状態で
これを受信するため、１ビット目の信号は飽和状態に達
する。しかし、この大信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映
されて、帰還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに小さくなるよ
うに制御される。このため、２ビット目以降は、正常な
出力波形が得られる。また、小信号の電流信号Ｉｉｎが
トランスインピーダンスアンプ１０３に入力された場合
は、この小信号はモニタ電流Ｉｍｏｎに反映されて、帰
還抵抗器Ｒｆの抵抗値が直ちに大きくなるように（最大
値に）制御される。このため、１ビット目から正常な波
形が出力される。反転アンプ１０４は、トランスインピ
ーダンスアンプ１０３の出力信号を反転させて信号電圧
Ｖｏｕｔを出力する。
【００１９】以上のとおり、バースト信号用光受信器１
００によれば、受光する光信号のパワーレベルに応じ
て、信号電流Ｉｉｎを入力するトランスインピーダンス
アンプ１０３の利得が切り替えられる。したがって、光
信号Ｌのパワーレベルが大きくなっても、歪みの少ない
信号列を得ることができ、逆に光信号Ｌのパワーレベル
が小さくなっても、必要な振幅を有する信号列を得るこ
とができる。
００によれば、受光する光信号のパワーレベルに応じ
て、信号電流Ｉｉｎを入力するトランスインピーダンス
アンプ１０３の利得が切り替えられる。したがって、光
信号Ｌのパワーレベルが大きくなっても、歪みの少ない
信号列を得ることができ、逆に光信号Ｌのパワーレベル
が小さくなっても、必要な振幅を有する信号列を得るこ
とができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、第二従
来例では、次のような問題があった。
来例では、次のような問題があった。
【００２１】．複数のバースト信号用光受信器１００
について考える。帰還抵抗器Ｒｆを構成するＭＯＳトラ
ンジスタＴＲ３のゲート・ソース間電圧とドレイン・ソ
ース間抵抗との関係は、各バースト信号用光受信器１０
０ごとに異なった特性となる。そのため、光信号Ｌのパ
ワー変動に利得変化が正確に追従できないことがあっ
て、ダイナミックレンジが狭くなっていた。
について考える。帰還抵抗器Ｒｆを構成するＭＯＳトラ
ンジスタＴＲ３のゲート・ソース間電圧とドレイン・ソ
ース間抵抗との関係は、各バースト信号用光受信器１０
０ごとに異なった特性となる。そのため、光信号Ｌのパ
ワー変動に利得変化が正確に追従できないことがあっ
て、ダイナミックレンジが狭くなっていた。
【００２２】．一般にトランスインピーダンスアンプ
１０３の入力端子電圧は、０．８Ｖ以上を必要とする。
また、フォト・ダイオード１０１の動作には、２Ｖ程度
の電圧を必要とする。更に、カレントミラー回路１０２
の動作にも、０．８Ｖ以上を必要とする。そのため、こ
れらの電圧を合計すると、電源電圧Ｖｃｃは３．６Ｖ以
上となる。したがって、光伝送製品で主流となっている
３．３Ｖ（TYP.）電源では、バースト信号用光受信器１
００を動作させることができない。
１０３の入力端子電圧は、０．８Ｖ以上を必要とする。
また、フォト・ダイオード１０１の動作には、２Ｖ程度
の電圧を必要とする。更に、カレントミラー回路１０２
の動作にも、０．８Ｖ以上を必要とする。そのため、こ
れらの電圧を合計すると、電源電圧Ｖｃｃは３．６Ｖ以
上となる。したがって、光伝送製品で主流となっている
３．３Ｖ（TYP.）電源では、バースト信号用光受信器１
００を動作させることができない。
【００２３】．カレントミラー回路１０２は、フォト
・ダイオード１０１に比べて、複雑な構成になっている
ので、動作がかなり遅い。そのため、ＡＴＭ‐ＰＯＮシ
ステムの光伝送速度である１５５．５２Ｍｂｉｔ／ｓｅ
ｃの動作を、カレントミラー回路１０２で実現すること
が困難である。
・ダイオード１０１に比べて、複雑な構成になっている
ので、動作がかなり遅い。そのため、ＡＴＭ‐ＰＯＮシ
ステムの光伝送速度である１５５．５２Ｍｂｉｔ／ｓｅ
ｃの動作を、カレントミラー回路１０２で実現すること
が困難である。
【００２４】
【発明の目的】そこで、本発明の主な目的は、光信号の
パワー変動に合わせて利得を正確に変化させることによ
り、ダイナミックレンジを広くできる光受信装置を提供
することにある。
パワー変動に合わせて利得を正確に変化させることによ
り、ダイナミックレンジを広くできる光受信装置を提供
することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明に係る光受信装置
は、受光素子から出力された信号電流を信号電圧に変換
する第一のアンプと、第一のアンプの入出力間に接続さ
れるとともに第一制御電圧に応じて抵抗値が変化する第
一の可変帰還抵抗器と、受光素子から出力された信号電
流のピーク値を検出し、このピーク値に等しい直流電流
を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等
しい直流電圧を出力するダミー電流発生手段と、このダ
ミー電流発生手段から出力された直流電圧と基準電圧と
の差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する振幅
制御回路と、を備えたものである（請求項１）。
は、受光素子から出力された信号電流を信号電圧に変換
する第一のアンプと、第一のアンプの入出力間に接続さ
れるとともに第一制御電圧に応じて抵抗値が変化する第
一の可変帰還抵抗器と、受光素子から出力された信号電
流のピーク値を検出し、このピーク値に等しい直流電流
を第一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等
しい直流電圧を出力するダミー電流発生手段と、このダ
ミー電流発生手段から出力された直流電圧と基準電圧と
の差が小さくなるように第一の制御電圧を出力する振幅
制御回路と、を備えたものである（請求項１）。
【００２６】このとき、ダミー電流発生手段は、受光素
子から出力された信号電流のピーク値を検出する電流検
出回路と、電流検出回路で検出されたピーク値に等しい
直流電流を発生させるとともに、この直流電流を第一の
アンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流
電圧を出力するダミー電流発生回路とを備えた、として
もよい（請求項２）。
子から出力された信号電流のピーク値を検出する電流検
出回路と、電流検出回路で検出されたピーク値に等しい
直流電流を発生させるとともに、この直流電流を第一の
アンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流
電圧を出力するダミー電流発生回路とを備えた、として
もよい（請求項２）。
【００２７】光信号は受光素子で信号電流に変換され、
この信号電流は第一のアンプで信号電圧に変換される。
一方、信号電流のピーク値は電流検出回路で検出され
る。そして、ダミー電流発生回路は、信号電流のピーク
値に等しい直流電流を発生させ、この直流電流を第一の
アンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流
電圧を出力する。すると、振幅制御回路は、ダミー電流
発生回路から出力された直流電圧と基準電圧との差が小
さくなるように第一の制御電圧を出力することにより、
第一の可変帰還抵抗器の抵抗値を制御する。その結果、
光信号のパワー変動に合わせて利得が正確に変化するこ
とにより、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても第
一のアンプで変換される信号電圧の振幅が一定になる。
この信号電流は第一のアンプで信号電圧に変換される。
一方、信号電流のピーク値は電流検出回路で検出され
る。そして、ダミー電流発生回路は、信号電流のピーク
値に等しい直流電流を発生させ、この直流電流を第一の
アンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流
電圧を出力する。すると、振幅制御回路は、ダミー電流
発生回路から出力された直流電圧と基準電圧との差が小
さくなるように第一の制御電圧を出力することにより、
第一の可変帰還抵抗器の抵抗値を制御する。その結果、
光信号のパワー変動に合わせて利得が正確に変化するこ
とにより、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても第
一のアンプで変換される信号電圧の振幅が一定になる。
【００２８】例えば、信号電流のピーク値が大きい場合
は、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧も大き
くなるので、この直流電圧と基準電圧との差も大きくな
る。すると、振幅制御回路は、この差が小さくなるよう
に、すなわち第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が小さくな
って第一のアンプの利得が減少するように、第一の制御
電圧を出力する。逆に、信号電流のピーク値が小さけれ
ば、振幅制御回路は、第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が
大きくなって第一のアンプの利得が増加するように、第
一の制御電圧を出力する。このように、第一のアンプの
帰還抵抗値を制御することにより、第一のアンプの出力
電圧が飽和しない領域すなわち線形領域で、第一のアン
プが動作する。また、ダミー電流発生回路から出力され
た直流電圧は、信号電流のピーク値を第一のアンプで変
換した場合に得られる信号電圧に等しいので、極めて正
確である。したがって、本発明に係る光受信装置によれ
ば、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅が高精度に一定化さ
れる。
は、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧も大き
くなるので、この直流電圧と基準電圧との差も大きくな
る。すると、振幅制御回路は、この差が小さくなるよう
に、すなわち第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が小さくな
って第一のアンプの利得が減少するように、第一の制御
電圧を出力する。逆に、信号電流のピーク値が小さけれ
ば、振幅制御回路は、第一の可変帰還抵抗器の抵抗値が
大きくなって第一のアンプの利得が増加するように、第
一の制御電圧を出力する。このように、第一のアンプの
帰還抵抗値を制御することにより、第一のアンプの出力
電圧が飽和しない領域すなわち線形領域で、第一のアン
プが動作する。また、ダミー電流発生回路から出力され
た直流電圧は、信号電流のピーク値を第一のアンプで変
換した場合に得られる信号電圧に等しいので、極めて正
確である。したがって、本発明に係る光受信装置によれ
ば、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅が高精度に一定化さ
れる。
【００２９】請求項３記載の光受信装置は、請求項２記
載の光受信装置において、第一の可変帰還抵抗器は第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、としたものである。
載の光受信装置において、第一の可変帰還抵抗器は第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、としたものである。
【００３０】請求項４記載の光受信装置は、請求項２又
は３記載の光受信装置において、電流検出回路は、受光
素子から出力された信号電流が流れる第一の抵抗器と、
第一の抵抗器の両端電圧を増幅する第一の電流検出用ア
ンプと、第一の電流検出用アンプで増幅された電圧のピ
ーク値を検出するピーク値検出器とを備えた、としたも
のである。
は３記載の光受信装置において、電流検出回路は、受光
素子から出力された信号電流が流れる第一の抵抗器と、
第一の抵抗器の両端電圧を増幅する第一の電流検出用ア
ンプと、第一の電流検出用アンプで増幅された電圧のピ
ーク値を検出するピーク値検出器とを備えた、としたも
のである。
【００３１】請求項５記載の光受信装置は、請求項４記
載の光受信装置において、ダミー電流発生回路は、第二
の制御電圧に応じた電流を前記直流電流として出力する
可変電流源と、可変電流源から出力された直流電流を電
圧に変換して前記直流電圧として出力するとともに第一
のアンプと同じ入出力特性を有する第二のアンプと、第
二のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧に応じ
て抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗器と同
じ入出力特性を有する第二の可変帰還抵抗器と、可変電
流源から出力された直流電流が流れるとともに第一の抵
抗器と同じ入出力特性を有する第二の抵抗器と、第二の
抵抗器の両端電圧を増幅する第二の電流検出用アンプ
と、第二の電流検出用アンプで増幅された電圧とピーク
値検出器で検出されたピーク値の電圧との差が小さくな
るように第二の制御電圧を出力する演算増幅器とを備え
た、としたものである。
載の光受信装置において、ダミー電流発生回路は、第二
の制御電圧に応じた電流を前記直流電流として出力する
可変電流源と、可変電流源から出力された直流電流を電
圧に変換して前記直流電圧として出力するとともに第一
のアンプと同じ入出力特性を有する第二のアンプと、第
二のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧に応じ
て抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗器と同
じ入出力特性を有する第二の可変帰還抵抗器と、可変電
流源から出力された直流電流が流れるとともに第一の抵
抗器と同じ入出力特性を有する第二の抵抗器と、第二の
抵抗器の両端電圧を増幅する第二の電流検出用アンプ
と、第二の電流検出用アンプで増幅された電圧とピーク
値検出器で検出されたピーク値の電圧との差が小さくな
るように第二の制御電圧を出力する演算増幅器とを備え
た、としたものである。
【００３２】請求項５記載の光受信装置によれば、ダミ
ー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰
還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変
帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結
果、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧は、信
号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得ら
れる信号電圧に極めて等しくなる。したがって、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅が更に高精度に一定
化される。
ー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰
還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変
帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結
果、ダミー電流発生回路から出力される直流電圧は、信
号電流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得ら
れる信号電圧に極めて等しくなる。したがって、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅が更に高精度に一定
化される。
【００３３】請求項６記載の光受信装置は、請求項５記
載の光受信装置において、第二の可変帰還抵抗器は第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、としたものである。
載の光受信装置において、第二の可変帰還抵抗器は第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、としたものである。
【００３４】請求項７記載の光受信装置は、請求項５記
載の光受信装置において、可変電流源は第二の制御電圧
がゲート又はベースに印加されるトランジスタからな
る、としたものである。
載の光受信装置において、可変電流源は第二の制御電圧
がゲート又はベースに印加されるトランジスタからな
る、としたものである。
【００３５】請求項８記載の光受信装置は、請求項２乃
至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御
回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するととも
に第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、第三のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧
に応じて抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗
器と同じ入出力特性を有する第三の可変帰還抵抗器と、
無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同じ入出
力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで変換さ
れた無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして基準電
圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシフト回
路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路から出
力された直流電圧との差が小さくなるように第一の制御
電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたものであ
る。
至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御
回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するととも
に第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、第三のアンプの入出力間に接続され第一の制御電圧
に応じて抵抗値が変化するとともに第一の可変帰還抵抗
器と同じ入出力特性を有する第三の可変帰還抵抗器と、
無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同じ入出
力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで変換さ
れた無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして基準電
圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシフト回
路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路から出
力された直流電圧との差が小さくなるように第一の制御
電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたものであ
る。
【００３６】請求項８記載の光受信装置によれば、振幅
制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗
器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵
抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結果、第
一のアンプから得られる無信号時電圧は、無信号時電流
を第一のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧
に極めて等しくなる。したがって、振幅制御回路で得ら
れる基準電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅が極めて高精度に一定化され
る。
制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗
器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵
抗器及び第一の抵抗器と同じ構成である。その結果、第
一のアンプから得られる無信号時電圧は、無信号時電流
を第一のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧
に極めて等しくなる。したがって、振幅制御回路で得ら
れる基準電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅が極めて高精度に一定化され
る。
【００３７】請求項９記載の光受信装置は、請求項２乃
至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御
回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するととも
に第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、第三のアンプの入出力間に接続された固定帰還抵抗
器と、無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同
じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで
変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして
基準電圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシ
フト回路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路
から出力された直流電圧との差が小さくなるように第一
の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたも
のである。
至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制御
回路は、無信号時電流を無信号時電圧に変換するととも
に第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、第三のアンプの入出力間に接続された固定帰還抵抗
器と、無信号時電流が流れるとともに第一の抵抗器と同
じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、第三のアンプで
変換された無信号時電圧を所定のレベルだけシフトして
基準電圧として出力するレベルシフト回路と、レベルシ
フト回路から出力された基準電圧とダミー電流発生回路
から出力された直流電圧との差が小さくなるように第一
の制御電圧を出力する演算増幅器とを備えた、としたも
のである。
【００３８】請求項１０記載の光受信装置は、請求項２
乃至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制
御回路は基準電圧とダミー電流発生回路から出力された
直流電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出
力する演算増幅器を備えた、としたものである。
乃至７のいずれかに記載の光受信装置において、振幅制
御回路は基準電圧とダミー電流発生回路から出力された
直流電圧との差が小さくなるように第一の制御電圧を出
力する演算増幅器を備えた、としたものである。
【００３９】請求項１１記載の光受信装置は、請求項８
記載の光受信装置において、第三の可変帰還抵抗器は第
一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジ
スタからなる、としたものである。
記載の光受信装置において、第三の可変帰還抵抗器は第
一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジ
スタからなる、としたものである。
【００４０】請求項１２記載の光受信装置は、請求項１
乃至１１のいずれかに記載の光受信装置において、第一
のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手段
及び振幅制御回路が同一の半導体チップに形成された、
としたものである。同一の半導体チップでは、同じ材料
及び同じ製造方法でしかも同時に各構成要素が形成され
る。したがって、同じ構成及び同じ特性を有する部分が
容易に実現される。
乃至１１のいずれかに記載の光受信装置において、第一
のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手段
及び振幅制御回路が同一の半導体チップに形成された、
としたものである。同一の半導体チップでは、同じ材料
及び同じ製造方法でしかも同時に各構成要素が形成され
る。したがって、同じ構成及び同じ特性を有する部分が
容易に実現される。
【００４１】換言すると、本発明は、入力信号の振幅値
と等価な電流値や無信号時のプリアンプ出力電圧と等価
な電圧値を別のダミー回路で発生させ、これらを用いて
プリアンプの帰還抵抗値を制御している。これにより信
号受信時は検出できない無信号時のプリアンプ出力電圧
を基準に、所望のプリアンプ出力を得るように制御する
ことができる。すなわち、本発明によれば、ダミー回路
の構成をプリアンプと同等にすることにより、素子の電
源変動や温度変動を打ち消して安定な動作を得ることが
できる。本発明の特徴は次のとおりである。１．プリア
ンプの帰還抵抗値を制御することにより、プリアンプ出
力が飽和しない領域すなわち線形領域で動作させる。
２．入力信号の振幅値と等価な値や無信号時のプリアン
プ出力電圧と等価な電圧を別のダミー回路で発生させ、
これを用いてプリアンプの帰還抵抗値を制御する。３．
ダミー回路の構成がプリアンプと同等である。
と等価な電流値や無信号時のプリアンプ出力電圧と等価
な電圧値を別のダミー回路で発生させ、これらを用いて
プリアンプの帰還抵抗値を制御している。これにより信
号受信時は検出できない無信号時のプリアンプ出力電圧
を基準に、所望のプリアンプ出力を得るように制御する
ことができる。すなわち、本発明によれば、ダミー回路
の構成をプリアンプと同等にすることにより、素子の電
源変動や温度変動を打ち消して安定な動作を得ることが
できる。本発明の特徴は次のとおりである。１．プリア
ンプの帰還抵抗値を制御することにより、プリアンプ出
力が飽和しない領域すなわち線形領域で動作させる。
２．入力信号の振幅値と等価な値や無信号時のプリアン
プ出力電圧と等価な電圧を別のダミー回路で発生させ、
これを用いてプリアンプの帰還抵抗値を制御する。３．
ダミー回路の構成がプリアンプと同等である。
【００４２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明に係るバースト信
号用光受信器の第一実施形態を示す回路図である。以
下、この図面に基づき説明する。
号用光受信器の第一実施形態を示す回路図である。以
下、この図面に基づき説明する。
【００４３】本実施形態のバースト信号用光受信器１０
は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電
圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２の入出力間
に接続されるとともにアンプ１２の利得を調整する可変
帰還抵抗器としてのトランジスタ１３と、受光素子１１
から出力された信号電流Ｉｉのピーク値を検出する電流
検出回路２０と、電流検出回路２０で検出されたピーク
値に等しい直流電流Ｉｐを発生させるとともに、直流電
流Ｉｐをアンプ１２で変換した場合に得られる信号電圧
Ｖｏに等しい直流電圧Ｖｐを出力するダミー電流発生回
路３０と、ダミー電流発生回路３０から出力された直流
電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１
を出力することにより、アンプ１２で変換される信号電
圧Ｖｏの振幅が一定になるようにトランジスタ１３の抵
抗値を制御する振幅制御回路４０とを備えたものであ
る。トランジスタ１３は、制御電圧Ｖｃ１がゲートに印
加されるｎチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる。ま
た、トランジスタ１３は、エンハンスメント型であるの
で、ソース・ドレイン間に抵抗器１４が接続されてい
る。
は、受光素子１１から出力された信号電流Ｉｉを信号電
圧Ｖｏに変換するアンプ１２と、アンプ１２の入出力間
に接続されるとともにアンプ１２の利得を調整する可変
帰還抵抗器としてのトランジスタ１３と、受光素子１１
から出力された信号電流Ｉｉのピーク値を検出する電流
検出回路２０と、電流検出回路２０で検出されたピーク
値に等しい直流電流Ｉｐを発生させるとともに、直流電
流Ｉｐをアンプ１２で変換した場合に得られる信号電圧
Ｖｏに等しい直流電圧Ｖｐを出力するダミー電流発生回
路３０と、ダミー電流発生回路３０から出力された直流
電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１
を出力することにより、アンプ１２で変換される信号電
圧Ｖｏの振幅が一定になるようにトランジスタ１３の抵
抗値を制御する振幅制御回路４０とを備えたものであ
る。トランジスタ１３は、制御電圧Ｖｃ１がゲートに印
加されるｎチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる。ま
た、トランジスタ１３は、エンハンスメント型であるの
で、ソース・ドレイン間に抵抗器１４が接続されてい
る。
【００４４】電流検出回路２０は、受光素子１１から出
力された信号電流Ｖｉが流れる抵抗器２１と、抵抗器２
１の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ２２と、電流
検出用アンプ２２で増幅された電圧のピーク値を検出す
るピーク値検出器２３とを備えている。なお、ピーク値
検出器２３には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力
されるので、バースト信号が終了する度に、そのピーク
値はリセットされる。
力された信号電流Ｖｉが流れる抵抗器２１と、抵抗器２
１の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ２２と、電流
検出用アンプ２２で増幅された電圧のピーク値を検出す
るピーク値検出器２３とを備えている。なお、ピーク値
検出器２３には外部からリセット信号Ｒｅｓｅｔが入力
されるので、バースト信号が終了する度に、そのピーク
値はリセットされる。
【００４５】ダミー電流発生回路３０は、制御電圧Ｖｃ
２に応じた電流を直流電流Ｉｐとして出力する可変電流
源としてのトランジスタ３１と、トランジスタ３１から
出力された直流電流Ｉｐを電圧に変換して直流電圧Ｖｐ
として出力するとともにアンプ１２と同じ入出力特性を
有するアンプ３２と、アンプ３２の入出力間に接続され
制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ３２の利得を調整すると
ともにトランジスタ１３と同じ入出力特性を有する可変
帰還抵抗器としてのトランジスタ３３と、トランジスタ
３１から出力された直流電流Ｉｐが流れるとともに抵抗
器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器３４と、抵抗器
３４の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ３５と、電
流検出用アンプ３５で増幅された電圧Ｖ２とピーク値検
出器２３で検出されたピーク値の電圧Ｖ１との差に応じ
て制御電圧Ｖｃ２を出力することにより、トランジスタ
３１から出力される直流電流Ｉｐが信号電流Ｉｉのピー
ク値に等しくなるように制御する演算増幅器３６とを備
えている。また、トランジスタ３３は、エンハンスメン
ト型であるので、抵抗器１４と同じ入出力特性を有する
抵抗器３７がソース・ドレイン間に接続されている。ト
ランジスタ３１は、制御電圧Ｖｃ２がベースに印加され
るｐｎｐ型バイポーラトランジスタからなる。
２に応じた電流を直流電流Ｉｐとして出力する可変電流
源としてのトランジスタ３１と、トランジスタ３１から
出力された直流電流Ｉｐを電圧に変換して直流電圧Ｖｐ
として出力するとともにアンプ１２と同じ入出力特性を
有するアンプ３２と、アンプ３２の入出力間に接続され
制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ３２の利得を調整すると
ともにトランジスタ１３と同じ入出力特性を有する可変
帰還抵抗器としてのトランジスタ３３と、トランジスタ
３１から出力された直流電流Ｉｐが流れるとともに抵抗
器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器３４と、抵抗器
３４の両端電圧を増幅する電流検出用アンプ３５と、電
流検出用アンプ３５で増幅された電圧Ｖ２とピーク値検
出器２３で検出されたピーク値の電圧Ｖ１との差に応じ
て制御電圧Ｖｃ２を出力することにより、トランジスタ
３１から出力される直流電流Ｉｐが信号電流Ｉｉのピー
ク値に等しくなるように制御する演算増幅器３６とを備
えている。また、トランジスタ３３は、エンハンスメン
ト型であるので、抵抗器１４と同じ入出力特性を有する
抵抗器３７がソース・ドレイン間に接続されている。ト
ランジスタ３１は、制御電圧Ｖｃ２がベースに印加され
るｐｎｐ型バイポーラトランジスタからなる。
【００４６】振幅制御回路４０は、無信号時電流Ｉｎを
無信号時電圧Ｖｎに変換するとともにアンプ１２と同じ
入出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力
間に接続され制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ４１の利得
を調整するとともにトランジスタ１３と同じ入出力特性
を有するトランジスタ４２と、無信号時電流Ｉｎが流れ
るとともに抵抗器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器
４３と、アンプ４１で変換された無信号時電圧Ｖｎを所
定のレベルだけシフトして基準電圧Ｖｒとして出力する
レベルシフト回路４４と、レベルシフト回路４４から出
力された基準電圧Ｖｒとアンプ３２から出力された直流
電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力する演算
増幅器４５とを備えている。また、トランジスタ４２
は、エンハンスメント型であるので、抵抗器１４と同じ
入出力特性を有する抵抗器４６がソース・ドレイン間に
接続されている。
無信号時電圧Ｖｎに変換するとともにアンプ１２と同じ
入出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力
間に接続され制御電圧Ｖｃ１に応じてアンプ４１の利得
を調整するとともにトランジスタ１３と同じ入出力特性
を有するトランジスタ４２と、無信号時電流Ｉｎが流れ
るとともに抵抗器２１と同じ入出力特性を有する抵抗器
４３と、アンプ４１で変換された無信号時電圧Ｖｎを所
定のレベルだけシフトして基準電圧Ｖｒとして出力する
レベルシフト回路４４と、レベルシフト回路４４から出
力された基準電圧Ｖｒとアンプ３２から出力された直流
電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧Ｖｃ１を出力する演算
増幅器４５とを備えている。また、トランジスタ４２
は、エンハンスメント型であるので、抵抗器１４と同じ
入出力特性を有する抵抗器４６がソース・ドレイン間に
接続されている。
【００４７】アンプ１２、トランジスタ１３及び抵抗器
１４，２１はプリアンプ１を構成している。アンプ３
２、トランジスタ３３及び抵抗器３７，３４はダミープ
リアンプ２を構成している。アンプ４１、トランジスタ
４２及び抵抗器４６，４３はダミープリアンプ３を構成
している。プリアンプ１及びダミープリアンプ２，３
は、それぞれトランスインピーダンス型であり、同一の
構成であるから同一の入出力特性を有する。
１４，２１はプリアンプ１を構成している。アンプ３
２、トランジスタ３３及び抵抗器３７，３４はダミープ
リアンプ２を構成している。アンプ４１、トランジスタ
４２及び抵抗器４６，４３はダミープリアンプ３を構成
している。プリアンプ１及びダミープリアンプ２，３
は、それぞれトランスインピーダンス型であり、同一の
構成であるから同一の入出力特性を有する。
【００４８】図２は、バースト信号用光受信器１０の動
作の一例を示すタイミングチャートである。以下、図１
及び図２に基づき、バースト信号用光受信器１０の動作
を説明する。
作の一例を示すタイミングチャートである。以下、図１
及び図２に基づき、バースト信号用光受信器１０の動作
を説明する。
【００４９】光データ信号を電気信号に変換する受光素
子１１から出力された信号電流Ｉｉ（図２［ａ］）は、
アンプ１２で信号電圧Ｖｏ（データ信号出力）（図２
［ｂ］）に変換（反転増幅）される。抵抗器２１には受
光素子１１を流れる信号電流Ｉｉに等しい電流が流れる
ので、抵抗器２１の両端電圧を電流検出用アンプ２２で
増幅した電圧をピーク値検出器２３でピーク検出するこ
とにより、入力データ信号の振幅（電圧Ｖ１）（図２
［ｃ］）を得ることができる。
子１１から出力された信号電流Ｉｉ（図２［ａ］）は、
アンプ１２で信号電圧Ｖｏ（データ信号出力）（図２
［ｂ］）に変換（反転増幅）される。抵抗器２１には受
光素子１１を流れる信号電流Ｉｉに等しい電流が流れる
ので、抵抗器２１の両端電圧を電流検出用アンプ２２で
増幅した電圧をピーク値検出器２３でピーク検出するこ
とにより、入力データ信号の振幅（電圧Ｖ１）（図２
［ｃ］）を得ることができる。
【００５０】ダミープリアンプ２はプリアンプ１とほぼ
同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ３
２とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器３７とは同
じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器３４とは同じ抵抗
値であり、トランジスタ１３とトランジスタ３３とは同
じトランジスタであり、電流検出用アンプ２２と電流検
出用アンプ３５とは同じ回路である。ただし、ダミープ
リアンプ２では、受光素子１１の代わりにトランジスタ
３１が接続されている。
同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ３
２とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器３７とは同
じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器３４とは同じ抵抗
値であり、トランジスタ１３とトランジスタ３３とは同
じトランジスタであり、電流検出用アンプ２２と電流検
出用アンプ３５とは同じ回路である。ただし、ダミープ
リアンプ２では、受光素子１１の代わりにトランジスタ
３１が接続されている。
【００５１】ここで、ダミー電流発生回路３０は次のよ
うに動作する。トランジスタ３１を流れる直流電流Ｉｐ
（図２［ｄ］）は、抵抗器３４と電流検出用アンプ３５
とにより、それに比例した電圧Ｖ２に変換される。演算
増幅器３６は、電流検出用アンプ３５の出力電圧Ｖ２と
ピーク値検出器２３の出力電圧Ｖ１との差電圧を増幅し
て、トランジスタ３１のベースに負帰還させる。これに
より、トランジスタ３１のコレクタに流れる直流電流Ｉ
ｐは、受光素子１１を流れる信号電流Ｉｉのピーク値に
等しくなるように制御される。したがって、アンプ３２
は、プリアンプ１から出力された信号電圧Ｖｏの振幅に
等しい直流電圧Ｖｐを出力する（図２［ｅ］実線）。
うに動作する。トランジスタ３１を流れる直流電流Ｉｐ
（図２［ｄ］）は、抵抗器３４と電流検出用アンプ３５
とにより、それに比例した電圧Ｖ２に変換される。演算
増幅器３６は、電流検出用アンプ３５の出力電圧Ｖ２と
ピーク値検出器２３の出力電圧Ｖ１との差電圧を増幅し
て、トランジスタ３１のベースに負帰還させる。これに
より、トランジスタ３１のコレクタに流れる直流電流Ｉ
ｐは、受光素子１１を流れる信号電流Ｉｉのピーク値に
等しくなるように制御される。したがって、アンプ３２
は、プリアンプ１から出力された信号電圧Ｖｏの振幅に
等しい直流電圧Ｖｐを出力する（図２［ｅ］実線）。
【００５２】ダミープリアンプ３は、プリアンプ１とほ
ぼ同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ
４１とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器４６とは
同じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器４３とは同じ抵
抗値であり、トランジスタ１３とトランジスタ４２とは
同じトランジスタである。ただし、ダミープリアンプ３
では、アンプ４１の入力端子に何も信号が加えられてい
ない。
ぼ同じ構成となっている。すなわちアンプ１２とアンプ
４１とは同じ回路であり、抵抗器１４と抵抗器４６とは
同じ抵抗値であり、抵抗器２１と抵抗器４３とは同じ抵
抗値であり、トランジスタ１３とトランジスタ４２とは
同じトランジスタである。ただし、ダミープリアンプ３
では、アンプ４１の入力端子に何も信号が加えられてい
ない。
【００５３】ここで、振幅制御回路４０は次のように動
作する。アンプ４１の入力端子には何も信号が加えられ
ないため、無信号時のアンプ１２の出力電圧に等しい無
信号時電圧Ｖｎ（図２［ｅ］破線）を発生する。この無
信号時電圧Ｖｎは、レベルシフト回路４４によって一定
量レベルシフトした基準電圧Ｖｒとなる（図２［ｅ］一
点鎖線）。演算増幅器４５は、アンプ３２から出力され
た直流電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差電圧を増幅して制
御電圧Ｖｃ１とし、これをトランジスタ１３，３３，４
２のゲート端子に負帰還させる。すなわち、制御電圧Ｖ
ｃ１は、直流電圧Ｖｐすなわち信号電圧Ｖｏのピーク値
を基準電圧Ｖｒに等しくなるように、トランジスタ１
３，３３，４２のオン抵抗値を制御する。
作する。アンプ４１の入力端子には何も信号が加えられ
ないため、無信号時のアンプ１２の出力電圧に等しい無
信号時電圧Ｖｎ（図２［ｅ］破線）を発生する。この無
信号時電圧Ｖｎは、レベルシフト回路４４によって一定
量レベルシフトした基準電圧Ｖｒとなる（図２［ｅ］一
点鎖線）。演算増幅器４５は、アンプ３２から出力され
た直流電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒとの差電圧を増幅して制
御電圧Ｖｃ１とし、これをトランジスタ１３，３３，４
２のゲート端子に負帰還させる。すなわち、制御電圧Ｖ
ｃ１は、直流電圧Ｖｐすなわち信号電圧Ｖｏのピーク値
を基準電圧Ｖｒに等しくなるように、トランジスタ１
３，３３，４２のオン抵抗値を制御する。
【００５４】もし、基準電圧Ｖｒよりも直流電圧Ｖｐが
低くなれば、プリアンプ１の出力振幅が所望の値を上回
っていることになる。そこで、所望の振幅になるまで、
トランジスタ１３，３３，４２のゲート電圧を上げてそ
れらのオン抵抗値を小さくする。図示するように、信号
電圧Ｖｏは例えば数ビットで基準電圧Ｖｒに一致する。
このようにレベルシフト量で調整する振幅をアンプ１２
が飽和するレベル以下に設定すれば、アンプ１２は常に
線形領域で動作することになる。したがって、入力振幅
の変動に対して消光比を一定に保ちながら、ダイナミッ
クレンジを広げることができる。
低くなれば、プリアンプ１の出力振幅が所望の値を上回
っていることになる。そこで、所望の振幅になるまで、
トランジスタ１３，３３，４２のゲート電圧を上げてそ
れらのオン抵抗値を小さくする。図示するように、信号
電圧Ｖｏは例えば数ビットで基準電圧Ｖｒに一致する。
このようにレベルシフト量で調整する振幅をアンプ１２
が飽和するレベル以下に設定すれば、アンプ１２は常に
線形領域で動作することになる。したがって、入力振幅
の変動に対して消光比を一定に保ちながら、ダイナミッ
クレンジを広げることができる。
【００５５】次に、図１及び図８に基づき、本実施形態
と第二従来例とを比較する。
と第二従来例とを比較する。
【００５６】．第二従来例では、帰還抵抗器Ｒｆを構
成するＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲート・ソース間電
圧とドレイン・ソース間抵抗との関係が、各バースト信
号用光受信器１００ごとに異なった特性となる。そのた
め、光信号Ｌのパワー変動に利得変化が正確に追従でき
ないことがあって、ダイナミックレンジが狭くなってい
た。これに対し、本実施形態では、トランジスタ１３の
ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間抵抗との関
係が各バースト信号用光受信器１０ごとに異なっていた
としても、トランジスタ３３，４２もトランジスタ１３
と同じ特性になるので、光信号のパワー変動に応じて利
得が正確に変化する。
成するＭＯＳトランジスタＴＲ３のゲート・ソース間電
圧とドレイン・ソース間抵抗との関係が、各バースト信
号用光受信器１００ごとに異なった特性となる。そのた
め、光信号Ｌのパワー変動に利得変化が正確に追従でき
ないことがあって、ダイナミックレンジが狭くなってい
た。これに対し、本実施形態では、トランジスタ１３の
ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間抵抗との関
係が各バースト信号用光受信器１０ごとに異なっていた
としても、トランジスタ３３，４２もトランジスタ１３
と同じ特性になるので、光信号のパワー変動に応じて利
得が正確に変化する。
【００５７】．第二従来例では、トランスインピーダ
ンスアンプ１０３の入力端子電圧、フォト・ダイオード
１０１の動作電圧、及びカレントミラー回路１０２の動
作電圧を加えると、光伝送製品で主流となっている３．
３Ｖ（TYP.）電源を使用できない。これに対し、本実施
形態では、カレントミラー回路１０２が不要であるの
で、３．３Ｖ（TYP.）電源を使用できる。したがって、
経済性及び小型化に有利である。
ンスアンプ１０３の入力端子電圧、フォト・ダイオード
１０１の動作電圧、及びカレントミラー回路１０２の動
作電圧を加えると、光伝送製品で主流となっている３．
３Ｖ（TYP.）電源を使用できない。これに対し、本実施
形態では、カレントミラー回路１０２が不要であるの
で、３．３Ｖ（TYP.）電源を使用できる。したがって、
経済性及び小型化に有利である。
【００５８】．第二従来例では、カレントミラー回路
１０２を使用しているので高速動作が困難である。これ
に対し、本実施形態では、カレントミラー回路１０２を
使用していないので高速動作が容易である。
１０２を使用しているので高速動作が困難である。これ
に対し、本実施形態では、カレントミラー回路１０２を
使用していないので高速動作が容易である。
【００５９】図３は、本発明に係るバースト信号用光受
信器の第二実施形態を示す回路図である。以下、この図
面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符
号を付すことにより説明を省略する。
信器の第二実施形態を示す回路図である。以下、この図
面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符
号を付すことにより説明を省略する。
【００６０】本実施形態のバースト信号用光受信器５０
における振幅制御回路５１は、無信号時電流Ｉｎを無信
号時電圧Ｖｎに変換するとともに、アンプ１２と同じ入
出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力間
に接続された固定帰還抵抗器としての抵抗器４６と、無
信号時電流Ｉｎが流れるとともに抵抗器２１と同じ入出
力特性を有する抵抗器４３と、アンプ４１で変換された
無信号時電圧Ｖｎを所定のレベルだけシフトして基準電
圧Ｖｒとして出力するレベルシフト回路４４と、レベル
シフト回路４４から出力された基準電圧Ｖｒとアンプ３
２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧
Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５とを備えている。
における振幅制御回路５１は、無信号時電流Ｉｎを無信
号時電圧Ｖｎに変換するとともに、アンプ１２と同じ入
出力特性を有するアンプ４１と、アンプ４１の入出力間
に接続された固定帰還抵抗器としての抵抗器４６と、無
信号時電流Ｉｎが流れるとともに抵抗器２１と同じ入出
力特性を有する抵抗器４３と、アンプ４１で変換された
無信号時電圧Ｖｎを所定のレベルだけシフトして基準電
圧Ｖｒとして出力するレベルシフト回路４４と、レベル
シフト回路４４から出力された基準電圧Ｖｒとアンプ３
２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧
Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５とを備えている。
【００６１】本実施形態のバースト信号用光受信器５０
は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場
合に、図１に示す第一実施形態の振幅制御回路４０にお
けるトランジスタ４２を省略したものである。
は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場
合に、図１に示す第一実施形態の振幅制御回路４０にお
けるトランジスタ４２を省略したものである。
【００６２】図４は、本発明に係るバースト信号用光受
信器の第三実施形態を示す回路図である。以下、この図
面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符
号を付すことにより説明を省略する。
信器の第三実施形態を示す回路図である。以下、この図
面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符
号を付すことにより説明を省略する。
【００６３】本実施形態のバースト信号用光受信器６０
における振幅制御回路６１は、基準電圧Ｖｒとアンプ３
２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧
Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５のみを備えている。
における振幅制御回路６１は、基準電圧Ｖｒとアンプ３
２から出力された直流電圧Ｖｐとの差に応じて制御電圧
Ｖｃ１を出力する演算増幅器４５のみを備えている。
【００６４】本実施形態のバースト信号用光受信器６０
は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場
合に、信号電圧Ｖｏの振幅を決める基準電圧Ｖｒを固定
的に与えることにより、図１に示す第一実施形態の振幅
制御回路４０におけるアンプ４１、トランジスタ４２、
抵抗器４３、レベルシフト回路４４及び抵抗器４６を省
略したものである。
は、電源変動や温度変動に対する安定性が緩和される場
合に、信号電圧Ｖｏの振幅を決める基準電圧Ｖｒを固定
的に与えることにより、図１に示す第一実施形態の振幅
制御回路４０におけるアンプ４１、トランジスタ４２、
抵抗器４３、レベルシフト回路４４及び抵抗器４６を省
略したものである。
【００６５】なお、本発明は、言うまでもなく、上記第
一乃至第三実施形態に限定されるものではない。例え
ば、プリアンプ１、トランジスタ１３、電流検出回路２
０、ダミー電流発生回路３０、振幅制御回路４０等は、
一例を示すものであり、同等の機能を持つ別の回路又は
素子に置き換えてもよい。また、トランジスタ１３，３
３，４６をデプレション型とした場合は、抵抗器１４，
３７，４６を省略できる。更に、抵抗器２１は、アンプ
１２の出力側とトランジスタ１４との間に設けている
が、アンプ１２の入力側とトランジスタ１４との間に設
けてもよい。抵抗器３４，４３についても同様である。
一乃至第三実施形態に限定されるものではない。例え
ば、プリアンプ１、トランジスタ１３、電流検出回路２
０、ダミー電流発生回路３０、振幅制御回路４０等は、
一例を示すものであり、同等の機能を持つ別の回路又は
素子に置き換えてもよい。また、トランジスタ１３，３
３，４６をデプレション型とした場合は、抵抗器１４，
３７，４６を省略できる。更に、抵抗器２１は、アンプ
１２の出力側とトランジスタ１４との間に設けている
が、アンプ１２の入力側とトランジスタ１４との間に設
けてもよい。抵抗器３４，４３についても同様である。
【００６６】
【発明の効果】本発明に係る光受信装置によれば、受光
素子から出力された信号電流を信号電圧に変換する第一
のアンプを備え、ダミー電流発生手段において、信号電
流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる
信号電圧に等しい直流電圧を出力し、振幅制御回路にお
いて、この直流電圧と基準電圧との差が小さくなるよう
に第一アンプの帰還抵抗値を制御することにより、広範
囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅を一定にできる。このとき、
ダミー電流発生手段から出力される直流電圧は、信号電
流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる
信号電圧に等しいので、極めて正確である。したがっ
て、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅を高精度に一定にで
きるので、第一のアンプが常に線形領域で動作すること
になり、これによりダイナミックレンジを広くできる。
素子から出力された信号電流を信号電圧に変換する第一
のアンプを備え、ダミー電流発生手段において、信号電
流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる
信号電圧に等しい直流電圧を出力し、振幅制御回路にお
いて、この直流電圧と基準電圧との差が小さくなるよう
に第一アンプの帰還抵抗値を制御することにより、広範
囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅を一定にできる。このとき、
ダミー電流発生手段から出力される直流電圧は、信号電
流のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる
信号電圧に等しいので、極めて正確である。したがっ
て、広範囲のパワーレベルの光信号に対しても、第一の
アンプで変換される信号電圧の振幅を高精度に一定にで
きるので、第一のアンプが常に線形領域で動作すること
になり、これによりダイナミックレンジを広くできる。
【００６７】請求項５記載の光受信装置によれば、ダミ
ー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰
還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変
帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、ダ
ミー電流発生回路から出力される直流電圧が、信号電流
のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信
号電圧に正確に一致する。したがって、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅を更に高精度に一定にでき
る。
ー電流発生回路を構成する第二のアンプ、第二の可変帰
還抵抗器及び第二の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変
帰還抵抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、ダ
ミー電流発生回路から出力される直流電圧が、信号電流
のピーク値を第一のアンプで変換した場合に得られる信
号電圧に正確に一致する。したがって、第一のアンプで
変換される信号電圧の振幅を更に高精度に一定にでき
る。
【００６８】請求項８記載の光受信装置によれば、振幅
制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗
器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵
抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、第一のア
ンプから得られる無信号時電圧が、無信号時電流を第一
のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧に正確
に一致する。したがって、振幅制御回路で得られる基準
電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで変換され
る信号電圧の振幅を更に高精度に一定にできる。
制御回路を構成する第三のアンプ、第三の可変帰還抵抗
器及び第三の抵抗器が第一のアンプ、第一の可変帰還抵
抗器及び第一の抵抗器と同じ構成であるので、第一のア
ンプから得られる無信号時電圧が、無信号時電流を第一
のアンプで変換した場合に得られる無信号時電圧に正確
に一致する。したがって、振幅制御回路で得られる基準
電圧が極めて正確になるので、第一のアンプで変換され
る信号電圧の振幅を更に高精度に一定にできる。
【００６９】請求項１２記載の光受信装置によれば、第
一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手
段及び振幅制御回路を同一の半導体チップに形成するこ
とにより、同じ構成及び同じ特性を有する部分を容易に
実現できる。
一のアンプ、第一の可変帰還抵抗器、ダミー電流発生手
段及び振幅制御回路を同一の半導体チップに形成するこ
とにより、同じ構成及び同じ特性を有する部分を容易に
実現できる。
【００７０】換言すると、本発明によれば、第一のアン
プは常に線形領域で動作することになるので、入力振幅
の変動に対して消光比を一定に保ちながらダイナミック
レンジを広げることができる。すなわち、本発明は、受
光素子を流れるデータ信号電流のピーク値や無信号時の
プリアンプの出力電圧に等しい電圧を得るのにプリアン
プと同等なダミー回路を用いている。これにより、各素
子のバラツキや温度特性等が相殺されて、電源変動や温
度変動に対して安定に動作することができる。
プは常に線形領域で動作することになるので、入力振幅
の変動に対して消光比を一定に保ちながらダイナミック
レンジを広げることができる。すなわち、本発明は、受
光素子を流れるデータ信号電流のピーク値や無信号時の
プリアンプの出力電圧に等しい電圧を得るのにプリアン
プと同等なダミー回路を用いている。これにより、各素
子のバラツキや温度特性等が相殺されて、電源変動や温
度変動に対して安定に動作することができる。
【図１】本発明に係るバースト信号用光受信器の第一実
施形態を示す回路図である。
施形態を示す回路図である。
【図２】図１のバースト信号用光受信器における動作の
一例を示すタイミングチャートであり、図２［ａ］は信
号電流Ｉｉ、図２［ｂ］は信号電圧Ｖｏ、図２［ｃ］は
電圧Ｖ１、図２［ｄ］は直流電流Ｉｐ、図２［ｅ］は直
流電圧Ｖｐである。
一例を示すタイミングチャートであり、図２［ａ］は信
号電流Ｉｉ、図２［ｂ］は信号電圧Ｖｏ、図２［ｃ］は
電圧Ｖ１、図２［ｄ］は直流電流Ｉｐ、図２［ｅ］は直
流電圧Ｖｐである。
【図３】本発明に係るバースト信号用光受信器の第二実
施形態を示す回路図である。
施形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係るバースト信号用光受信器の第三実
施形態を示す回路図である。
施形態を示す回路図である。
【図５】バースト信号用光受信器の第一従来例を示す回
路図である。
路図である。
【図６】図５のバースト信号用光受信器における動作の
一例を示す回路図であり、図６［ａ］は小信号入力時の
信号電流Ｉｉ、図６［ｂ］は小信号入力時の信号電圧Ｖ
ｏである。
一例を示す回路図であり、図６［ａ］は小信号入力時の
信号電流Ｉｉ、図６［ｂ］は小信号入力時の信号電圧Ｖ
ｏである。
【図７】図５のバースト信号用光受信器における動作の
他例を示す回路図であり、図７［ｃ］は大信号入力時の
信号電流Ｉｉ、図７［ｄ］は大信号入力時の信号電圧Ｖ
ｏである。
他例を示す回路図であり、図７［ｃ］は大信号入力時の
信号電流Ｉｉ、図７［ｄ］は大信号入力時の信号電圧Ｖ
ｏである。
【図８】バースト信号用光受信器の第二従来例を示す回
路図である。
路図である。
１０，５０，６０ バースト信号用光受信器（光受信装
置） １１ 受光素子 １２ アンプ（第一のアンプ） １３ トランジスタ（第一の可変帰還抵抗器） ２０ 電流検出回路 ２１ 抵抗器（第一の抵抗器） ２２ 電流検出用アンプ（第一の電流検出用アンプ） ２３ ピーク値検出器 ３０ ダミー電流発生回路 ３１ トランジスタ（可変電流源） ３２ アンプ（第二のアンプ） ３３ トランジスタ（第二の可変帰還抵抗器） ３４ 抵抗器（第二の抵抗器） ３５ 電流検出用アンプ（第二の電流検出用アンプ） ３６ 演算増幅器（ダミー電流発生回路の演算増幅器） ４０，５１，６１ 振幅制御回路 ４１ アンプ（第三のアンプ） ４２ トランジスタ（第三の可変帰還抵抗器） ４３ 抵抗器（第三の抵抗器） ４４ レベルシフト回路 ４５ 演算増幅器（振幅制御回路の演算増幅器） Ｉｉ 信号電流 Ｖｏ 信号電圧 Ｉｐ 直流電流 Ｖｏ 信号電圧 Ｖｒ 基準電圧 Ｖｃ１ 制御電圧（第一の制御電圧） Ｖｃ２ 制御電圧（第二の制御電圧）
置） １１ 受光素子 １２ アンプ（第一のアンプ） １３ トランジスタ（第一の可変帰還抵抗器） ２０ 電流検出回路 ２１ 抵抗器（第一の抵抗器） ２２ 電流検出用アンプ（第一の電流検出用アンプ） ２３ ピーク値検出器 ３０ ダミー電流発生回路 ３１ トランジスタ（可変電流源） ３２ アンプ（第二のアンプ） ３３ トランジスタ（第二の可変帰還抵抗器） ３４ 抵抗器（第二の抵抗器） ３５ 電流検出用アンプ（第二の電流検出用アンプ） ３６ 演算増幅器（ダミー電流発生回路の演算増幅器） ４０，５１，６１ 振幅制御回路 ４１ アンプ（第三のアンプ） ４２ トランジスタ（第三の可変帰還抵抗器） ４３ 抵抗器（第三の抵抗器） ４４ レベルシフト回路 ４５ 演算増幅器（振幅制御回路の演算増幅器） Ｉｉ 信号電流 Ｖｏ 信号電圧 Ｉｐ 直流電流 Ｖｏ 信号電圧 Ｖｒ 基準電圧 Ｖｃ１ 制御電圧（第一の制御電圧） Ｖｃ２ 制御電圧（第二の制御電圧）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０４Ｂ 10/26
10/28
Ｆターム(参考） 5J092 AA01 AA47 AA56 CA32 CA88
FA01 FA17 HA02 HA10 HA15
HA18 HA19 HA25 HA26 HA27
HA44 KA00 KA01 KA09 KA11
KA18 KA28 MA11 SA13 TA01
TA06 UL02
5J100 JA01 LA00 LA09 QA01 QA04
SA02
5J500 AA01 AA47 AA56 AC32 AC88
AF01 AF17 AH02 AH10 AH15
AH18 AH19 AH25 AH26 AH27
AH44 AK00 AK01 AK09 AK11
AK18 AK28 AM11 AS13 AT01
AT06 LU02
5K002 AA03 CA08 DA03 DA05
Claims (12)
- 【請求項１】 受光素子から出力された信号電流を信号
電圧に変換する第一のアンプと、 この第一のアンプの入出力間に接続されるとともに第一
の制御電圧に応じて抵抗値が変化する第一の可変帰還抵
抗器と、 前記受光素子から出力された信号電流のピーク値を検出
し、このピーク値に等しい直流電流を前記第一のアンプ
で変換した場合に得られる信号電圧に等しい直流電圧を
出力するダミー電流発生手段と、 このダミー電流発生手段から出力された直流電圧と基準
電圧との差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出
力する振幅制御回路と、 を備えた光受信装置。 - 【請求項２】 ダミー電流発生手段は、前記受光素子か
ら出力された信号電流のピーク値を検出する電流検出回
路と、この電流検出回路で検出されたピーク値に等しい
直流電流を発生させるとともに、この直流電流を前記第
一のアンプで変換した場合に得られる信号電圧に等しい
直流電圧を出力するダミー電流発生回路とを備えた、 請求項１記載の光受信装置。 - 【請求項３】 前記第一の可変帰還抵抗器は、前記第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、 請求項２記載の光受信装置。 - 【請求項４】 前記電流検出回路は、前記受光素子から
出力された信号電流が流れる第一の抵抗器と、この第一
の抵抗器の両端電圧を増幅する第一の電流検出用アンプ
と、この第一の電流検出用アンプで増幅された電圧のピ
ーク値を検出するピーク値検出器とを備えた、 請求項２又は３記載の光受信装置。 - 【請求項５】 前記ダミー電流発生回路は、 第二の制御電圧に応じた電流を前記直流電流として出力
する可変電流源と、 この可変電流源から出力された直流電流を電圧に変換し
て前記直流電圧として出力するとともに、前記第一のア
ンプと同じ入出力特性を有する第二のアンプと、 この第二のアンプの入出力間に接続され前記第一の制御
電圧に応じて抵抗値が変化するとともに、前記第一の可
変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の可変帰還
抵抗器と、 前記可変電流源から出力された直流電流が流れるととも
に、前記第一の抵抗器と同じ入出力特性を有する第二の
抵抗器と、 この第二の抵抗器の両端電圧を増幅する第二の電流検出
用アンプと、 この第二の電流検出用アンプで増幅された電圧と前記ピ
ーク値検出器で検出されたピーク値の電圧との差が小さ
くなるように前記第二の制御電圧を出力する演算増幅器
とを備えた、 請求項４記載の光受信装置。 - 【請求項６】 前記第二の可変帰還抵抗器は、前記第一
の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジス
タからなる、 請求項５記載の光受信装置。 - 【請求項７】 前記可変電流源は、前記第二の制御電圧
がゲート又はベースに印加されるトランジスタからな
る、 請求項５記載の光受信装置。 - 【請求項８】 前記振幅制御回路は、 無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに、前記
第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、 この第三のアンプの入出力間に接続され前記第一の制御
電圧に応じて抵抗値が変化するとともに、前記第一の可
変帰還抵抗器と同じ入出力特性を有する第三の可変帰還
抵抗器と、 前記無信号時電流が流れるとともに、前記第一の抵抗器
と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、 前記第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレ
ベルだけシフトして前記基準電圧として出力するレベル
シフト回路と、 このレベルシフト回路から出力された基準電圧と前記ダ
ミー電流発生回路から出力された直流電圧がとの差が小
さくなるように前記第一の制御電圧を出力する演算増幅
器とを備えた、 請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。 - 【請求項９】 前記振幅制御回路は、 無信号時電流を無信号時電圧に変換するとともに、前記
第一のアンプと同じ入出力特性を有する第三のアンプ
と、 この第三のアンプの入出力間に接続された固定帰還抵抗
器と、 前記無信号時電流が流れるとともに、前記第一の抵抗器
と同じ入出力特性を有する第三の抵抗器と、 前記第三のアンプで変換された無信号時電圧を所定のレ
ベルだけシフトして前記基準電圧として出力するレベル
シフト回路と、 このレベルシフト回路から出力された基準電圧と前記ダ
ミー電流発生回路から出力された直流電圧との差が小さ
くなるように前記第一の制御電圧を出力する演算増幅器
とを備えた、 請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。 - 【請求項１０】 前記振幅制御回路は、 前記基準電圧と前記第二のアンプから出力された直流電
圧との差が小さくなるように前記第一の制御電圧を出力
する演算増幅器を備えた、 請求項２乃至７のいずれかに記載の光受信装置。 - 【請求項１１】 前記第三の可変帰還抵抗器は、前記第
一の制御電圧がゲート又はベースに印加されるトランジ
スタからなる、 請求項８記載の光受信装置。 - 【請求項１２】 前記第一のアンプ、前記第一の可変帰
還抵抗器、前記ダミー電流発生手段及び前記振幅制御回
路が同一の半導体チップに形成された、 請求項１乃至１１のいずれかに記載の光受信装置。
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