WO2014128986A1 - バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法 - Google Patents

バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2014128986A1
WO2014128986A1 PCT/JP2013/065037 JP2013065037W WO2014128986A1 WO 2014128986 A1 WO2014128986 A1 WO 2014128986A1 JP 2013065037 W JP2013065037 W JP 2013065037W WO 2014128986 A1 WO2014128986 A1 WO 2014128986A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
apd
circuit
series
voltage
optical receiver
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/065037
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
雅樹 野田
晋 庵原
聡 吉間
正道 野上
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to CN201380073262.4A priority Critical patent/CN104995835B/zh
Priority to US14/768,844 priority patent/US9525495B2/en
Priority to JP2015501242A priority patent/JP5864025B2/ja
Publication of WO2014128986A1 publication Critical patent/WO2014128986A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/691—Arrangements for optimizing the photodetector in the receiver
    • H04B10/6911—Photodiode bias control, e.g. for compensating temperature variations
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F17/00—Amplifiers using electroluminescent element or photocell
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/079—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using measurements of the data signal
    • H04B10/0797—Monitoring line amplifier or line repeater equipment
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/691—Arrangements for optimizing the photodetector in the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
    • H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04Q—SELECTING
    • H04Q11/00—Selecting arrangements for multiplex systems
    • H04Q11/0001—Selecting arrangements for multiplex systems using optical switching
    • H04Q11/0062—Network aspects
    • H04Q11/0067—Provisions for optical access or distribution networks, e.g. Gigabit Ethernet Passive Optical Network (GE-PON), ATM-based Passive Optical Network (A-PON), PON-Ring
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/129—Indexing scheme relating to amplifiers there being a feedback over the complete amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04Q—SELECTING
    • H04Q11/00—Selecting arrangements for multiplex systems
    • H04Q11/0001—Selecting arrangements for multiplex systems using optical switching
    • H04Q11/0005—Switch and router aspects
    • H04Q2011/0037—Operation
    • H04Q2011/0045—Synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04Q—SELECTING
    • H04Q11/00—Selecting arrangements for multiplex systems
    • H04Q11/0001—Selecting arrangements for multiplex systems using optical switching
    • H04Q11/0062—Network aspects
    • H04Q2011/0079—Operation or maintenance aspects
    • H04Q2011/0083—Testing; Monitoring

Definitions

  • the present invention relates to a burst optical receiver that is a receiver for an OLT (Optical Linear Terminal) used in a local company side (base station side) of a PON (Passive Optical Network) system that is one of optical communication systems, and more particularly to a burst optical receiver.
  • OLT Optical Linear Terminal
  • PON Passive Optical Network
  • the present invention relates to bias voltage control of the APD of the optical receiver.
  • the PON system which is one of the optical communication systems, first, it is continuously connected from the station side OLT (Optical Line Terminal: station side terminal) to the subscriber home ONU (Optical Network Unit: subscriber side terminal) installed in each home.
  • a signal is transmitted and received by the ONU. Since an ONU transmits a time-division multiplexed signal (packet) to the OLT, the OLT receiver requires a burst reception function for instantaneously regenerating the packet signal. At this time, since the ONU is arranged at various positions as viewed from the OLT, the OLT must receive packets having different optical powers.
  • an avalanche photodiode is used as an element that converts an optical signal (packet) into a current in the OLT receiver. Since the APD has a function of multiplying the photocurrent, a high reception sensitivity can be realized when a signal having a low optical input power is input by setting the APD multiplication factor M high. On the other hand, when a signal having high optical input power is input, if the multiplication factor is set high, an overcurrent may flow and destroy the APD.
  • Patent Document 1 An example of a conventional burst optical receiver that changes the multiplication factor M at high speed as described above is disclosed in Patent Document 1 below.
  • this conventional burst optical receiver shown as an APD bias control circuit, an avalanche photodiode (APD) that converts an optical signal into a current, a preamplifier unit that converts the generated photocurrent into a voltage and amplifies it, and an APD photocurrent And a high-voltage generating circuit, its control circuit, and a circuit for changing the output voltage of the control circuit.
  • APD avalanche photodiode
  • APD is a circuit that converts input light into photocurrent and changes the output voltage of the control circuit in accordance with a signal obtained by converting the collector current of a transistor of a current mirror output that shows substantially the same current as the photocurrent of APD into a voltage using a resistor.
  • the voltage applied to the APD is made to follow the photocurrent (input optical power) flowing through the APD by changing the input voltage to the control circuit from the AVC and further changing the output voltage of the high voltage generation circuit. (See FIG. 7 described later).
  • the APD voltage changes every time the current flowing through the current mirror changes, so that the input current to the preamplifier changes and the preamplifier AGC ( When applied to a burst optical receiver that needs to transmit and receive a short packet of about several us, the output of (automatic gain control) is unlikely to be constant, causing an error.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems.
  • a high optical output power is input to the APD with a relatively simple circuit configuration
  • the voltage applied to the APD is changed at a high speed. It is an object of the present invention to provide a burst optical receiver or the like that can change the optical current of the APD and keep the APD photocurrent stable.
  • the present invention relates to a burst optical receiver that receives burst optical signals having different intensities by a reversely connected APD, the APD output from a current mirror circuit connected in series between a power source and the APD.
  • a current detection circuit that outputs a photocurrent generated at a voltage proportional to the photocurrent; a peak detection circuit that detects and holds a peak value of the output voltage of the current detection circuit; and a current detection circuit between the current mirror circuit and the APD.
  • a resistance connection switching circuit that is inserted and connected in series with the APD by switching a series resistance; and when the detected voltage of the peak detection circuit is equal to or higher than a predetermined threshold, the resistance connection switching circuit is connected to the APD in the series.
  • a burst optical receiver or the like comprising a comparator that outputs a switching signal for switching the resistors to be connected in series.
  • the voltage applied to the APD can be changed at a high speed and the photocurrent of the APD can be kept stable.
  • a burst optical receiver or the like can be provided.
  • FIG. 1 It is the block diagram which showed centering on the power supply control part of the burst optical receiver by one Embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating the state of APD in the case of connecting the serial resistance regarding this invention. It is a figure for demonstrating the code error rate characteristic at the time of connecting the serial resistance regarding this invention. It is a figure which shows the result of having simulated that the voltage of APD changes by applying the circuit structure of FIG. It is a figure which shows the packet structure used in the simulation of FIG. 1 is a schematic diagram of a PON system to which a burst optical receiver according to the present invention is applied. It is a figure which shows an example of the bias control circuit used with this kind of conventional burst optical receiver.
  • a plurality of subscriber-side ONUs are connected to the station-side OLT (station-side terminator). They are connected by optical gable through a coupler SC or the like.
  • Each ONU includes an optical transmitter TX and an optical receiver RX, respectively, and the OLT also includes an optical transmitter TX and an optical receiver RX.
  • the present invention particularly relates to an optical receiver RX of an OLT called a burst optical receiver that requires a burst reception function that instantaneously electrically regenerates packet signals having different optical intensities from a plurality of ONUs having different distances. It is.
  • the bias control circuit used in the above-described conventional burst optical receiver shown in FIG. 7 will be briefly described.
  • the bias control circuit is an avalanche photodiode (APD) (12) that converts an optical signal into a current. ), A preamplifier unit (14) for converting the generated photocurrent into a voltage and amplifying it, a current mirror unit (18) capable of outputting substantially the same current as the photocurrent of the APD, a high voltage generation circuit (16), and a control circuit thereof ( 22) and a circuit (20) for changing the output voltage of the control circuit.
  • APD avalanche photodiode
  • the APD (12) converts the input light into a current, and the collector current of the transistor (33) output from the current mirror section (18) flows through the resistor Rm (70).
  • the resistance of the MOS transistor R3 (72) changes based on the output voltage of the resistor Rm (70), and the current path flowing from the connection point (26) to the resistor R2 (52) changes. Since the input of the control circuit (22) changes depending on the current flowing through the resistor R1 (51), changing the current flowing through the MOS transistor R3 (72) changes the input voltage of the control circuit (22) and increases the current.
  • the output voltage of the voltage generation circuit (42) is also changed. By adopting such a method, the voltage applied to the APD (12) is changed to follow the photocurrent (input optical power) flowing through the APD (12).
  • the output of the preamplifier AGC (automatic gain control) is difficult to be constant, and may cause an error when applied to a burst optical receiver that transmits and receives a short packet of about several us. There was a problem.
  • FIG. 1 is a block diagram mainly showing a power supply control unit of a burst optical receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the power supply control unit outputs a photocurrent generated in the APD output from the current mirror circuit CM connected in series between the power supply Vapd and the avalanche photodiode APD as a voltage proportional to the photocurrent, and A peak detection circuit PDC that detects and holds the peak value of the output voltage of the current detection circuit CD, and is inserted between the current mirror circuit CM and the avalanche photodiode APD, and is connected to the avalanche photodiode APD by switching the series resistor R14 in series.
  • Comparator CO that outputs Comprising a preamplifier PA to convert the photocurrent generated in Chez photodiode APD in voltage amplification, the.
  • the current mirror circuit CM of the current detection circuit CD includes PNP transistors Tr1 and Tr2 and resistors R11 and R12 that determine the output of the current mirror.
  • the bases of the transistors Tr1 and Tr2 are connected to each other, and the emitter is Each is connected to a power supply Vapd via resistors R11 and R12.
  • the collector of the transistor Tr1 is connected to the resistance connection switching circuit RSC and the bases of the transistors Tr1 and Tr2, and the collector of the transistor Tr2 is connected to the ground via a resistor R13 that converts the collector current of the transistor Tr2 of the current mirror circuit CM into a voltage. It is connected.
  • the connection point between the collector of the transistor Tr2 and the resistor R13 is connected to the input side of the peak detection circuit PDC.
  • the resistance connection switching circuit RSC is used for path switching composed of a series resistor R14 and, for example, a MOSFET inserted in series between the collector of the transistor Tr1 of the current mirror circuit CM and the cathode side of the avalanche photodiode APD connected in the reverse direction. It is comprised with the parallel circuit with this switch element TS. The anode side of the avalanche photodiode APD is connected to the input side of the preamplifier PA.
  • the output side of the peak detection circuit PDC is connected to the input side of a comparator CO such as a hysteresis comparator, and the output side of the comparator CO controls the opening and closing of the switch element TS of the switch element TS of the resistance connection switching circuit RSC. If the terminal is a MOSFET, it is connected to the gate terminal.
  • a reset signal Reset is input to the peak detection circuit PDC.
  • APD avalanche photodiode
  • the current mirror circuit CM of the current detection circuit CD allows a current to flow through the resistor R13 based on the values of the resistors R11 and R12.
  • the output voltage V R13 of the resistor R13 is peak-held by the peak detection circuit PDC according to the amount of current flowing and the value of the resistor.
  • the comparator CO Based on the voltage value measured and peak-holded by the peak detection circuit PDC, the comparator CO compares whether the voltage is less than the predetermined threshold value Vth, the photocurrent flowing through the APD is small, and the input voltage to the comparator CO is the threshold voltage Vth.
  • the voltage value A (for example, H level) at which the switch element TS of the resistance connection switching circuit RSC is in the “closed” state when the value is less than the threshold value Vth is greater than the threshold voltage Vth.
  • a voltage value B (for example, L level) at which the switch element TS is in the “open” state is output.
  • the threshold value Vth is set to a value equal to or higher than the voltage VR13 output by the resistor R13 when an input current that saturates the AGC of the preamplifier PA flows.
  • switching of the switch element TS is performed to switch between a path passing through the series resistor R14 and a path not passing through it. That is, in the comparator CO, when the output voltage of the peak detection circuit PDC is less than the threshold value Vth, the comparator CO outputs a switching signal for setting the switch element TS of the resistance connection switching circuit RSC to the “closed” state, so that the resistance is extremely small.
  • the comparator CO outputs a switching signal for setting the switch element TS to the “open” state, so that no current flows through the switch element TS, and instead the series resistance R14 Current flows, and a series resistor R14 is connected to the APD.
  • the output of the peak detection circuit PDC drops to 0V due to the reset signal Reset input at the time of packet input (the held peak output voltage value is reset to 0V), it is always in series when a packet is input. The path does not pass through the resistor R14.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the state of the APD when a series resistor according to the present invention is connected.
  • FIG. 2 is a diagram showing the characteristics of the multiplication factor M (vertical axis) with respect to the APD bias voltage (Bias voltage: horizontal axis) when a 4 k ⁇ series resistor is connected to the APD.
  • the multiplication factor M vertical axis
  • the current value decreases and the multiplication factor M decreases. This is because the photocurrent generated from the APD effectively lowers the bias voltage applied to the APD due to the voltage drop across the series resistor, and the flowing current becomes lower.
  • the RC time constant increases, and the photocurrent of the APD may not respond in a burst manner to a packet that changes at high speed. Therefore, in order to connect a resistor with a burst optical receiver, it is necessary to select a resistance value that does not affect the response.
  • the optical input power has a strong S / N (for example, when the input power is larger than ⁇ 6 dBm), it is hardly affected by the RC time constant change as shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a code error rate characteristic when a series resistor according to the present invention is connected.
  • Figure 3 shows the characteristics of the bit error rate (Bit Error Ratio (BER): vertical axis) with respect to the reception sensitivity (Received Optical Power (ROP) (dBm): horizontal axis).
  • Bit error rate Bit Error Ratio (BER): vertical axis
  • ROIP Receiveived Optical Power
  • dBm Receiveived Optical Power
  • the photocurrent at the time of high light input can be reduced without affecting the minimum reception characteristics.
  • the voltage drop due to series resistance is determined by the value of the photocurrent, it is possible to realize a voltage drop with a certain ratio according to the current, so that the voltage setting value is matched to the variation among APD products as in the conventional case. Need not be changed, and there is no need to measure a voltage at which a multiplication factor M value is obtained.
  • a circuit can be configured with only a series resistor and a simple switch element, a relatively simple circuit configuration is possible. Furthermore, since switching is performed by a switch element, switching at high speed is possible.
  • FIG. 4 shows the result of simulating the voltage change of the applied APD performed by applying the circuit configuration of FIG. 1, and FIG. 5 shows the packet configuration used for the simulation.
  • FIG. 4 shows temporal changes in the voltage APD applied to the APD, the output voltage PD of the peak detection circuit PDC, and the output CO of the comparator CO, with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • 5A shows the photocurrent in the APD
  • FIG. 5B shows the timing of the reset signal Reset to the peak detection circuit PDC.
  • the voltage APD in FIG. 4 gradually increases according to the time constant.
  • time t4 (1512 ns), along with the reset signal Reset, a packet P2 of a small photocurrent (2.5 ⁇ A: at the time of low light input) that does not require a voltage drop due to the series resistance is generated in the APD.
  • the voltage PD hardly rises and does not exceed the threshold value Vth, so that the output CO maintains the “H” level and the series resistor R14 is not connected.
  • the determination is based on peak detection, once the output amplitude reaches the maximum value, a constant value is continuously output thereafter, so that the APD current (photocurrent) fluctuates due to re-determination.
  • the change of the resistance value that is, the threshold value for switching the series resistance is switched in the AGC saturation region of the preamplifier so that the preamplifier output fluctuation due to the resistance switching does not occur.
  • the switch element TS of the resistance connection switching circuit RSC is not limited to the MOSFET, but may be other semiconductor switch elements such as bipolar transistors.
  • the comparator CO may be configured by a hysteresis comparator in which the threshold value is shifted in the switching direction between the output “H” and “L” in order to prevent chattering of the switch element TS.
  • a hysteresis comparator in which the threshold value is shifted in the switching direction between the output “H” and “L” in order to prevent chattering of the switch element TS.
  • APD avalanche photodiode CD current detection circuit, CM current mirror circuit, CO comparator, PA preamplifier, PDC peak detection circuit, R11, R12, R13 resistance, R14 series resistance, RSC resistance connection switching circuit, Tr1, Tr2 transistor, TS switch Element, Vapd power supply.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Light Receiving Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

　異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器であって、電源とＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力されたＡＰＤでの光電流を光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、カレントミラー回路とＡＰＤの間に挿入されＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、ピーク検波回路の検波電圧が所定の閾値以上の場合に、抵抗接続切換回路を、ＡＰＤに直列抵抗を直列に接続するように切換える切換信号を出力するコンパレータを含む。

Description

バースト光受信器、バースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方法
　この発明は，光通信システムの１つであるＰＯＮ(Passive Optical Network)システムの局社側(基地局側)に使用するＯＬＴ(Optical Line Terminal)用受信器であるバースト光受信器、特に、バースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御に関するものである。
　光通信システムの一つであるＰＯＮシステムでは、まず局側ＯＬＴ(Optical Line Terminal：局側終端装置)から各家庭に配置された加入者宅ＯＮＵ(Optical Network Unit：加入者側終端装置)に連続信号を送信し、ＯＮＵで受信する。ＯＮＵからは時分割多重された信号(パケット)がＯＬＴに送信されるため、ＯＬＴの受信器には、パケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされる。この時、ＯＮＵはＯＬＴから見て、色々な位置に配置されるため、ＯＬＴは異なる光パワーのパケットを受信しなければならない。
　一方、ＯＬＴ受信器で光信号(パケット)を電流に変換する素子として、アバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)が使用される。ＡＰＤは光電流を増倍する機能を有するため、ＡＰＤの増倍率Ｍを高く設定することで、低い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、高い受信感度を実現できる。一方、高い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、増倍率を高く設定すると、過電流が流れＡＰＤを破壊する可能性がある。
　そこで、上記にて説明を行ったＰＯＮシステムでは、ＯＬＴから近いＯＮＵの強い光入力光を受信する可能性があるため、入力されるパケット毎に増倍率Ｍを変えることが望ましいが、バースト的に受信(強度が異なる光信号を強度が一定の電気信号に変換する)する必要があるため、ｎｓ(ナノ秒)オーダの高速で増倍率Ｍを変える必要がある。
　このように高速に増倍率Ｍを変更する従来のバースト光受信器の例として、下記特許文献１に開示されているものがある。ＡＰＤのバイアス制御回路として示されたこの従来のバースト光受信器では、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部、高電圧発生回路、及びその制御回路、制御回路の出力電圧を変化させる回路で構成される。
　ＡＰＤは入力された光を光電流に変換し、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を示すカレントミラー出力のトランジスタのコレクタ電流を抵抗で電圧に変換した信号に従って、制御回路の出力電圧を変化させる回路からの該制御回路への入力電圧を変化させ、さらに高電圧発生回路の出力電圧も変化させることで、ＡＰＤに印加される電圧をＡＰＤに流れる光電流(入力光パワー)に追従させて、変化させていた(後述の図７参照)。
特開２００７－１６６０９６号公報
　以上のような従来のバースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方式は、カレントミラーに流れる電流が変化するたびに、ＡＰＤ電圧が変化することから、プリアンプへの入力電流が変化し、プリアンプＡＧＣ(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数ｕｓ程度の短いパケットを送受信する必要があるバースト光受信器に適用する場合は、エラーが発生する原因となるという問題点があった。
　また、出力光電流が安定しないことに伴い、１０ギガビット・イーサネット（登録商標）(10GbE)の着脱モジュールの業界標準規格の一つである10 Gigabit Small Form Factor Pluggable(ＸＦＰ)で要求される光入力パワーのモニタ機能を実現しようとした場合、変動する光電流により短い時間で正しい値をモニタできないという問題点もあった。
　また、電圧制御回路から高電圧発生回路の出力電圧を変更させる場合には、応答が速い回路を使用する必要があるため、通常の電圧発生回路では外部ノイズによる電圧変動を抑えるために使用する比較的容量の大きいコンデンサを、応答速度が遅くなるため、フィルタとして使用できないという問題点があった。
　この発明は，上記のような問題点を解決するためになされたもので、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがＡＰＤに入力された際に、ＡＰＤに印加される電圧を、高速で変化させると共にＡＰＤの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供することを目的とする。
　この発明は、異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器であって、電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力された前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、前記ピーク検波回路の検波された電圧が所定の閾値以上の場合に、前記抵抗接続切換回路を前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータと、を備えたことを特徴とするバースト光受信器等にある。
　この発明では、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがＡＰＤに入力された際に、ＡＰＤに印加される電圧を、高速で変化させると共にＡＰＤの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供できる。
この発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。 この発明に関する直列抵抗を接続する場合のＡＰＤの状態を説明するための図である。 この発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。 図１の回路構成を適用して実際にＡＰＤの電圧が変化することをシミュレーションした結果を示す図である。 図４のシミュレーションにおいて使用したパケット構成を示す図である。 この発明によるバースト光受信器が適用されるＰＯＮシステムの概略図である。 従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路の一例を示す図である。
　最初にこの発明によるバースト光受信器が適用されるＰＯＮシステムは、例えば図６に示すように、局側ＯＬＴ(局側終端装置)に複数の加入者側ＯＮＵ(加入者側終端装置)がスターカップラＳＣ等を介して光ゲーブルで接続されている。各ＯＮＵは光送信器ＴＸ、光受信器ＲＸをそれぞれ備え、ＯＬＴも光送信器ＴＸ、光受信器ＲＸを備える。この発明は特に、距離の異なる複数のＯＮＵからの光強度の異なるパケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされるバースト光受信器と称されるＯＬＴの光受信器ＲＸに係るものである。
　また図７に示した上述の従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路について簡単に説明すると、バイアス制御回路は、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)(12)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部(14)、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部(18)、高電圧発生回路(16)、及びその制御回路(22)、制御回路の出力電圧を変化させる回路(20)で構成される。
　ＡＰＤ(12)は入力された光を電流に変換し、カレントミラー部(18)出力のトランジスタ(33)のコレクタ電流が抵抗Ｒｍ(70)に流れる。抵抗Ｒｍ(70)の出力電圧を元にＭＯＳトランジスタＲ３(72)の抵抗が変化し、接続点(26)から抵抗Ｒ２(52)に流れる電流パスが変化する。制御回路(22)の入力は抵抗Ｒ１(51)に流れる電流によって変化するため、ＭＯＳトランジスタＲ３(72)に流れる電流を変化させることで、制御回路(22)の入力電圧を変化させ、かつ高電圧発生回路(42)の出力電圧も変化させる。このような手法を取ることで、ＡＰＤ(12)に印加される電圧をＡＰＤ(12)に流れる光電流(入力光パワー)に追従させて変化させていた。
　しかしながらこの場合、上述のように、プリアンプＡＧＣ(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数ｕｓ程度の短いパケットを送受信するバースト光受信器に適用する場合はエラーが発生する原因となる等の問題があった。
　以下、この発明によるバースト光受信器等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。
　実施の形態１．
　図１はこの発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。電源制御部は、電源ＶａｐｄとアバランシェフォトダイオードＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路ＣＭから出力されたＡＰＤで発生する光電流を光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路ＣＤと、電流検出回路ＣＤの出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路ＰＤＣと、カレントミラー回路ＣＭとアバランシェフォトダイオードＡＰＤの間に挿入され、アバランシェフォトダイオードＡＰＤに直列に直列抵抗Ｒ１４を切り換えて接続する抵抗接続切換回路ＲＳＣと、ピーク検波回路ＰＤＣの検波された電圧が所定の閾値Ｖｔｈ以上の場合に、抵抗接続切換回路ＲＳＣをアバランシェフォトダイオードＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータＣＯと、アバランシェフォトダイオードＡＰＤで発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプＰＡと、を備える。
　より詳細には、電流検出回路ＣＤのカレントミラー回路ＣＭは、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２とカレントミラーの出力を決める抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなり、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース同士が接続され、エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して電源Ｖａｐｄに接続されている。トランジスタＴｒ１のコレクタは、抵抗接続切換回路ＲＳＣおよびトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベースに接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタＴｒ２のコレクタ電流を電圧に変換する抵抗Ｒ１３を介してグランドに接続されている。また、トランジスタＴｒ２のコレクタと抵抗Ｒ１３の接続点がピーク検波回路ＰＤＣの入力側に接続されている。
　抵抗接続切換回路ＲＳＣは、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタＴｒ１のコレクタと、逆方向接続されたアバランシェフォトダイオードＡＰＤのカソード側の間に直列に挿入された、直列抵抗Ｒ１４と例えばＭＯＳＦＥＴからなる経路切り換え用のスイッチ素子ＴＳとの並列回路で構成されている。アバランシェフォトダイオードＡＰＤのアノード側は、プリアンプＰＡの入力側に接続されている。そして、ピーク検波回路ＰＤＣの出力側は、例えばヒステリシスコンパレータ等からなるコンパレータＣＯの入力側に接続され、コンパレータＣＯの出力側は、抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳのスイッチ素子ＴＳの開閉を制御する端子、ＭＯＳＦＥＴであればゲート端子に接続されている。なお、ピーク検波回路ＰＤＣにはリセット信号Resetが入力される。
　次に動作を説明すると、アバランシェフォトダイオードＡＰＤ(以下単にＡＰＤとも記す)にＯＮＵからの光信号の光が入射されることで、光電流がプリアンプＰＡに流れる。一方で、電流検出回路ＣＤのカレントミラー回路ＣＭは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の値を元に抵抗Ｒ１３に電流を流す。流れる電流量と抵抗の値により、抵抗Ｒ１３の出力電圧ＶR13をピーク検波回路ＰＤＣでピークホールドする。
　ピーク検波回路ＰＤＣで測定しピークホールドした電圧値を元に、コンパレータＣＯにより、所定の閾値Ｖｔｈ未満であるか比較を行い、ＡＰＤに流れる光電流が小さく、コンパレータＣＯへの入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満の場合に抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳが「閉」状態となる電圧値Ａ(例えばＨレベル)を、ＡＰＤに流れる光電流が大きく、コンパレータＣＯへの入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上の場合にスイッチ素子ＴＳが「開」状態となる電圧値Ｂ(例えばＬレベル)を出力する。
　閾値Ｖｔｈは、プリアンプＰＡのＡＧＣが飽和する入力電流が流れた際に抵抗Ｒ１３が出力する電圧ＶR13以上の値とする。この電圧値に応じて、スイッチ素子ＴＳの切り換えを実施し、直列抵抗Ｒ１４を通る経路か通らない経路かを切り換える。すなわち、コンパレータＣＯにおいて、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧が閾値Ｖｔｈ未満の場合、コンパレータＣＯは抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳを「閉」状態にする切換信号を出力するので、抵抗の極めて小さいスイッチ素子ＴＳに電流が流れるため直列抵抗Ｒ１４には電流が流れず、ＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４が接続されていない状態となる。一方、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧が閾値Ｖｔｈ以上の場合、コンパレータＣＯはスイッチ素子ＴＳを「開」状態にする切換信号を出力するので、スイッチ素子ＴＳに電流は流れず、代わりに直列抵抗Ｒ１４に電流が流れ、ＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４が接続された状態となる。
　また、ピーク検波回路ＰＤＣはパケット入力時に入力されるリセット信号Resetにより出力は０Ｖに落ちるため(保持しているピークの出力電圧値を０Ｖにリセットする)、パケットが入力される際には必ず直列抵抗Ｒ１４を通らない経路を通る。
　図２はこの発明に関する直列抵抗を接続する場合のＡＰＤの状態を説明するための図である。図２は、ＡＰＤに４ｋΩの直列抵抗を接続する場合の、ＡＰＤのバイアス電圧(Bias voltage：横軸)に対する増倍率Ｍ(縦軸)の特性を示す図である。図２からも明らかなように、直列抵抗を直列に接続した場合には電流値が下がり増倍率Ｍが下がることが分かる。これはＡＰＤより発生した光電流が、直列抵抗での電圧降下により、実効的にＡＰＤに印加されるバイアス電圧が低くなり、流れる電流が低くなるためである。
　図２のＡ点で示される動作電圧では、例えば２ｍＡ程度電流が流れた場合、直列抵抗で８Ｖの電圧降下が起きる。この直列抵抗での電圧降下により、Ｂ点で示されるように、ＡＰＤに印加されるバイアス電圧は実行的に低くなり、これにより増倍率が下がり、光電流が小さくなる。
　直列抵抗をＡＰＤに直列に接続することで、ＲＣ時定数が増加し、ＡＰＤの光電流が、高速に変化するパケットに対して、バースト的に応答しなくなる可能性がある。そのためバースト光受信器で抵抗を接続するためには、応答に影響しない抵抗値を選ぶ必要があった。一方、Ｓ／Ｎが強い光入力パワー時は(例えば入力パワーが－６ｄＢｍよりも大きい場合)、図３に示すようにＲＣ時定数変化による影響を受けにくい。
　図３はこの発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。図３は受信感度(Received Optical Power (ROP) (dBm)：横軸)に対する符号誤り率(Bit Error Ratio (BER)：縦軸)の特性を示す図であり、白丸が直列抵抗有り、黒丸が直列抵抗無し、を示している。領域Ａで示す、最少受光感度付近のパワーでは、直列抵抗がある影響により符号誤り率特性が劣化する。これに対して、Ｓ／Ｎの良好な高光入力時のため、領域Ｂで示す、最大受光感度付近のパワーでは、直列抵抗の有無による符号誤り率の差異がない。
　そこで強い光入力が入力された時にだけ直列抵抗を接続することで、最少受信特性に影響なく、高光入力時の光電流を下げることができる。また直列抵抗による電圧降下量は光電流の値によって決まるため、電流量に応じた一定の比率の電圧降下を実現できるため、従来事例のようにＡＰＤの製品間のばらつきに合わせて、電圧設定値を変更する必要がなく、ある増倍率Ｍ値になる電圧を測定する必要がない。また直列抵抗及び簡単なスイッチ素子のみで回路構成できるため、比較的簡易な回路構成が可能である。さらにスイッチ素子による切り換えを行うため、高速での切り換えが可能である。
　図４に図１の回路構成を適用して行った印加されるＡＰＤの電圧変化をシミュレーションした結果を示し、図５にシミュレーションに用いたパケット構成を示す。図４は横軸に時間、縦軸に電圧とした、ＡＰＤに印加される電圧ＡＰＤ、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧ＰＤ、コンパレータＣＯの出力ＣＯの時間的変化を示す。また図５の(ａ)はＡＰＤでの光電流、(ｂ)はピーク検波回路ＰＤＣへのリセット信号Resetのタイミングを示す。
　図５の時刻ｔ１(１１ｎｓ)で、リセット信号Resetと共にＡＰＤの電圧が直列抵抗により降下してほしい大きい光電流(２ｍＡ：高光入力時)のパケットＰ１がＡＰＤに発生すると、図４の時刻ｔ１において、リセット信号Resetにより電圧ＰＤは一度０にされてから上昇し始め、出力ＣＯは「Ｈ」レベルから電圧ＰＤが時刻ｔ２で閾値Ｖｔｈ以上になると「Ｌ」レベルとなり、同時に直列抵抗Ｒ１４が接続されたことにより電圧ＡＰＤも下げられる。そして時刻ｔ３(１０００ｎｓ)で図５に示すようにパケットＰ１が終了すると、図４の電圧ＡＰＤは時定数に従って徐々に上昇する。そして時刻ｔ４(１５１２ｎｓ)で、リセット信号Resetと共に、今度は、ＡＰＤの電圧が直列抵抗による電圧降下を必要としない小さい光電流(２.５μＡ：低光入力時)のパケットＰ２がＡＰＤに発生すると、電圧ＰＤは殆ど上昇せず、閾値Ｖｔｈ以上にはならず、これにより出力ＣＯは「Ｈ」レベルを維持し、直列抵抗Ｒ１４が接続されることはない。
　図５の結果より明らかなように、直列抵抗による電圧降下を起こす必要がある最初のパケットＰ１の入力時は直列抵抗による電圧降下が起き、かつ数１００ｎｓの高速で応答が可能である。一方、低入力時はコンパレータＣＯの出力ＣＯが「Ｈ」レベルになり、直列抵抗による電圧降下が起きていないことが分かる。またピーク検波回路ＰＤＣにパケット入力時にリセット信号Resetを入れることで、カレントミラー回路ＣＭが電流を出力する前に必ずスイッチ素子ＴＳが「閉」状態になることが分かる。
　この発明では、ピーク検波による判定のため、一度出力振幅が最大値に達すると、その後は一定の値を出力し続けるため、再判定によるＡＰＤ電流(光電流)の変動等が起き難い。
　また外部からパケットが入力される前にホストボード側もしくは光受信器内部から出力されるリセット信号、または、動作速度の切り換えを行うレートセレクト信号等の、パケット入力時に同期して入力される信号を上述のリセット信号Resetとして、ピーク検波回路からの出力値を一度０に戻す動作を行うため、必ず光が入力される直後には直列抵抗が接続されていない状態で光電流が流れる動作を行う。このような動作を行うことで、低い光入力パワーの光が光受信器に入力された際に、直列抵抗を接続することで、応答速度が遅くなることを防ぐことが可能である。
　また抵抗値の変更、すなわち直列抵抗を切り換える閾値はプリアンプのＡＧＣ飽和領域で切り換えを実施することで、抵抗切り換えによるプリアンプ出力変動も起きない。
　なお、抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳはＭＯＳＦＥＴに限定されることなく、バイポーラトランジスタ等のその他の半導体スイッチ素子等であってもよい。
　また、コンパレータＣＯは、スイッチ素子ＴＳのチャタリングを防止するために、出力の「Ｈ」と「Ｌ」の切換方向で、閾値をずらしたヒステリシスコンパレータで構成してもよい。この場合、上述のプリアンプＰＡのＡＧＣが飽和する入力電流が流れた際に抵抗Ｒ１３が出力する電圧ＶR13以上の値をＶｔｈとすると、「Ｈ」から「Ｌ」への閾値Ｖｔｈ１、「Ｌ」から「Ｈ」への閾値Ｖｔｈ２は、Ｖｔｈの両側にそれぞれずらした値とするか、一方をＶｔｈと同じ値とし他方をＶｔｈからずらした値とする。
　ＡＰＤ　アバランシェフォトダイオード、ＣＤ　電流検出回路、ＣＭ　カレントミラー回路、ＣＯ　コンパレータ、ＰＡ　プリアンプ、ＰＤＣ　ピーク検波回路、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３　抵抗、Ｒ１４　直列抵抗、ＲＳＣ　抵抗接続切換回路、Ｔｒ１，Ｔｒ２　トランジスタ、ＴＳ　スイッチ素子、Ｖａｐｄ　電源。

Claims (6)

  1. 　異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器であって、
    　電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力された前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、
    　前記電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、
    　前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、
    　前記ピーク検波回路の検波された電圧が所定の閾値以上の場合に、前記抵抗接続切換回路を前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータと、
    　を備えたことを特徴とするバースト光受信器。
  2. 　前記ピーク検波回路が、パケット入力時に同期して入力されるリセット信号によって、保持しているピークの出力電圧値をリセットすることを特徴とする請求項１に記載のバースト光受信器。
  3. 　前記ＡＰＤのカソード側に前記抵抗接続切換回路が接続されると共にアノード側にプリアンプが接続され、前記コンパレータの前記所定の閾値が、前記プリアンプのＡＧＣが飽和する光電流が流れた際に前記ピーク検波回路が検波する電圧以上の値であることを特徴とする請求項１または２に記載のバースト光受信器。
  4. 　前記抵抗接続切換回路が、前記直列抵抗とスイッチ素子の並列回路からなることを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のバースト光受信器。
  5. 　前記コンパレータが前記切換信号の切換方向によって閾値が異なるヒステリシスコンパレータからなることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載のバースト光受信器。
  6. 　異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器において、
    　電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力される前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として検出し、
    　検出した電圧値が所定の閾値以上の場合に、前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路を、前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える、
    　ことを特徴とするバースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方法。
PCT/JP2013/065037 2013-02-19 2013-05-30 バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法 WO2014128986A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201380073262.4A CN104995835B (zh) 2013-02-19 2013-05-30 突发光接收器、突发光接收器的雪崩光电二极管的偏置电压控制方法
US14/768,844 US9525495B2 (en) 2013-02-19 2013-05-30 Burst-mode receiver, and method of bias voltage control for APD of burst-mode receiver
JP2015501242A JP5864025B2 (ja) 2013-02-19 2013-05-30 バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013029901 2013-02-19
JP2013-029901 2013-02-19

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014128986A1 true WO2014128986A1 (ja) 2014-08-28

Family

ID=51390805

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2013/065037 WO2014128986A1 (ja) 2013-02-19 2013-05-30 バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9525495B2 (ja)
JP (1) JP5864025B2 (ja)
CN (1) CN104995835B (ja)
WO (1) WO2014128986A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017208310A1 (ja) * 2016-05-30 2017-12-07 三菱電機株式会社 光受信器および光信号受信方法
KR20200116456A (ko) * 2018-02-02 2020-10-12 소니 세미컨덕터 솔루션즈 가부시키가이샤 고체 촬상 소자, 촬상 장치 및 고체 촬상 소자의 제어 방법
WO2021161382A1 (ja) * 2020-02-10 2021-08-19 三菱電機株式会社 光受信器

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107024288A (zh) * 2016-01-29 2017-08-08 苏州超锐微电子有限公司 一种应用于单光子探测器的淬灭和限流电路
US20200235822A1 (en) * 2016-05-25 2020-07-23 Mitsubishi Electric Corporation Burst light receiver
KR101953859B1 (ko) * 2018-12-18 2019-03-05 (주)자람테크놀로지 멀티레벨 광수신을 위한 애벌런치 포토다이오드 최적화 장치 및 방법
CN111385023A (zh) * 2020-03-02 2020-07-07 成都优博创通信技术股份有限公司 一种光模块调试装置及调试方法
CN111342433B (zh) * 2020-03-03 2022-08-16 武汉光迅科技股份有限公司 一种apd保护装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08139526A (ja) * 1994-11-07 1996-05-31 Mitsubishi Electric Corp 光受信装置
JP2005354548A (ja) * 2004-06-14 2005-12-22 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2006179981A (ja) * 2004-12-20 2006-07-06 Sumitomo Electric Ind Ltd 光受信器
JP2009303159A (ja) * 2008-06-17 2009-12-24 Sumitomo Electric Ind Ltd 増幅器および光モジュール

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06224855A (ja) 1993-01-25 1994-08-12 Sony Corp 赤外線パルス通信方式の受光装置
JP3539122B2 (ja) * 1997-04-04 2004-07-07 三菱電機株式会社 アバランシェフォトダイオードのバイアス電圧制御回路
JP3766950B2 (ja) * 1999-02-19 2006-04-19 富士通株式会社 Ａｐｄバイアス回路
US20020057480A1 (en) * 2000-11-14 2002-05-16 Toshitaka Ushiyama Optical receiver for optical communications
JP3893969B2 (ja) * 2001-12-28 2007-03-14 日本電気株式会社 光受信装置
JP2004071982A (ja) 2002-08-08 2004-03-04 Sumitomo Electric Ind Ltd 光受信器、光送受信器及びその製造方法
JP2004187168A (ja) * 2002-12-05 2004-07-02 Sumitomo Electric Ind Ltd 回路構成、光受信器、及び光リンク
JP2004336320A (ja) * 2003-05-07 2004-11-25 Sumitomo Electric Ind Ltd 光受信増幅装置
US7454190B2 (en) * 2004-10-28 2008-11-18 Infineon Technologies Ag Receiver circuit for a receiving element
JP2007166096A (ja) 2005-12-12 2007-06-28 Sumitomo Electric Ind Ltd バイアス制御回路
CN102427388B (zh) * 2011-12-08 2014-06-04 深圳市共进电子股份有限公司 一种复位电流补偿式突发性接收光功率监控机

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08139526A (ja) * 1994-11-07 1996-05-31 Mitsubishi Electric Corp 光受信装置
JP2005354548A (ja) * 2004-06-14 2005-12-22 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2006179981A (ja) * 2004-12-20 2006-07-06 Sumitomo Electric Ind Ltd 光受信器
JP2009303159A (ja) * 2008-06-17 2009-12-24 Sumitomo Electric Ind Ltd 増幅器および光モジュール

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017208310A1 (ja) * 2016-05-30 2017-12-07 三菱電機株式会社 光受信器および光信号受信方法
JPWO2017208310A1 (ja) * 2016-05-30 2018-06-14 三菱電機株式会社 光受信器および光信号受信方法
KR20200116456A (ko) * 2018-02-02 2020-10-12 소니 세미컨덕터 솔루션즈 가부시키가이샤 고체 촬상 소자, 촬상 장치 및 고체 촬상 소자의 제어 방법
KR102657111B1 (ko) * 2018-02-02 2024-04-11 소니 세미컨덕터 솔루션즈 가부시키가이샤 고체 촬상 소자, 촬상 장치 및 고체 촬상 소자의 제어 방법
WO2021161382A1 (ja) * 2020-02-10 2021-08-19 三菱電機株式会社 光受信器
JPWO2021161382A1 (ja) * 2020-02-10 2021-08-19
JP7248154B2 (ja) 2020-02-10 2023-03-29 三菱電機株式会社 光受信器

Also Published As

Publication number Publication date
JP5864025B2 (ja) 2016-02-17
US20160006517A1 (en) 2016-01-07
CN104995835A (zh) 2015-10-21
JPWO2014128986A1 (ja) 2017-02-02
US9525495B2 (en) 2016-12-20
CN104995835B (zh) 2017-12-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5864025B2 (ja) バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法
US8660439B2 (en) Digital automatic gain control apparatus and method in burst mode optical receiver
WO2016035176A1 (ja) 光受信器、光終端装置および光通信システム
KR101544077B1 (ko) 친국측 장치
US6909082B2 (en) Automatic threshold control device for burst mode optical receiver
US8050573B2 (en) Optical burst receiver and method
KR100630089B1 (ko) 차동 출력 구조의 버스트모드 광 수신기
JP2007005968A (ja) バースト先頭検出回路
KR20190096402A (ko) 선형 버스트 모드 트랜스임피던스 증폭기에서의 폐루프 자동 이득 제어
KR101854054B1 (ko) 전류 전압 변환 회로, 광 수신기 및 광 종단 장치
US8433206B2 (en) Burst-mode optical receiver and timing control method
US7330670B2 (en) Bottom level detection device for burst mode optical receiver
KR100640413B1 (ko) 버스트모드 광 수신기
JP2008236455A (ja) トランスインピーダンスアンプ及びトランスインピーダンスアンプの制御方法
US9638725B2 (en) Optical receiver and light reception current monitoring method
JP6980164B2 (ja) 光受信器および局側装置
JP2009044228A (ja) 光受信回路
JP2012085229A (ja) Ｐｏｎシステムとその局側装置及び光受信器並びに光受信方法
JP4698576B2 (ja) バーストデータ受信装置
WO2020225893A1 (ja) トランスインピーダンスアンプ
CN117318817A (zh) 带迟滞控制的信号探测快速响应电路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13875490

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015501242

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14768844

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13875490

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1