JPH08139526A

JPH08139526A - 光受信装置

Info

Publication number: JPH08139526A
Application number: JP6272032A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Akiwa; 忠秋和; Yasuyuki Okumura; 康行奥村; Kuniaki Motojima; 邦明本島; Masamichi Nogami; 正道野上; Tadayoshi Kitayama; 忠善北山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-11-07
Filing date: 1994-11-07
Publication date: 1996-05-31
Anticipated expiration: 2019-05-31
Also published as: JP3532633B2

Abstract

(57)【要約】【目的】入力信号の広いダイナミックレンジにわたっ
て正しくデータを再生する光増幅器を得る。【構成】受光信号を電気出力に変換する受光素子に接
続される可変インピーダンス回路と、受光素子の電気出
力を増幅し、データ識別用信号として出力する増幅器
と、この増幅器出力として得られる信号列の最初の規定
部分のレベルを検出し、検出したレベルに対応して上記
可変インピーダンス値を制御するレベル検出回路とを備
えた。また上記構成において、レベル検出回路は、増幅
器出力を必要に応じて逆極性入力して３値出力を得るバ
イポーラ変換回路と、上記変換回路出力の３値変換され
た出力に対し規定部分のレベルを検出する複数のレベル
検出器とで構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル光受信装
置、特に電力の異なるバースト状の光信号を安定に受信
するためのバーストモード光受信装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年画像を中心とした広帯域サービスへ
の要求の高まりに対応するため、高速伝送の可能な光フ
ァイバ伝送技術が加入者網へ導入されようとしている。
光ファイバ伝送技術の加入者網への導入には、加入者側
の伝送装置の経済化のみならず、局側装置および光ファ
イバ線路の経済化が必須である。このような要求から考
案された光加入者伝送方式がＰＤＳ（Ｐａｓｓｉｖｅ
ＤｏｕｂｌｅＳｔａｒ）伝送方式である。ＰＤＳ伝送
方式では、加入者と局は光分岐回路と光ファイバで接続
され、加入者から局へ伝送されるデータはセルと呼ばれ
るバースト状の光信号にて送出され、光分岐回路で各セ
ルは重ならないように時分割多重された後、局装置で受
信される。局装置で受信されるバースト光信号は各加入
者と局の間の光ファイバおよび光分岐回路の挿入損のば
らつきで３０ｄＢ程度のレベル差が生じるため、局の光
受信装置にはＡＧＣ機能が要求されるが、受信されるバ
ーストごとに利得設定が必要であることから、このＡＧ
Ｃ機能には高速性が要求される。

【０００３】従来のこの種のバースト光受信装置として
は、例えば電子情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．９３
Ｎｏ．３２９ｐ．ｐ．５５〜６０”光加入者システ
ム用双方向光伝送モジュール”に示されたものがある。
図１１は上記文献に示された従来のバースト光受信装置
の構成を示す図である。図において１は受光素子、２は
並列帰還型増幅器、３は帰還抵抗、４は反転増幅器、１
２は可変利得増幅器、１３はピーク検波器、１４は比較
器、１５は自動しきい値設定回路（以下、ＡＴＣ回路と
略す。）である。動作について説明する。受信器に入力
されるバースト状の光信号は受光素子１で電流信号に変
換され、さらに並列帰還型増幅器２で電圧信号に変換さ
れる。並列帰還型増幅器２は一般に光受信器の低雑音フ
ロントエンドとしてよく利用される増幅器で、低雑音性
と広いダイナミックレンジを有するのが特長であり、後
述するように２０〜２５ｄＢの受光電力範囲でを確保で
きる。

【０００４】並列帰還型増幅器２から出力される電圧信
号は可変利得増幅器１２に入力されて増幅されるが、そ
の出力の振幅はピーク検波器１３により検出され、その
振幅が規定値より小さい場合には並列帰還型増幅器２の
利得を上げ、その振幅が規定値より大きい場合には並列
帰還型増幅器２の利得を下げるいわゆるＡＧＣ増幅を
し、負帰還の効果により、制御誤差の範囲で一定の信号
振幅を持った信号電圧となって比較器１４に入力され
る。一般に可変利得増幅器１２とピーク検波器１３で構
成される負帰還ループにおいて、制御誤差が一定値以下
となる入力信号振幅範囲即ちダイナミックレンジと応答
速度は比例関係にある。制御誤差２ｄＢでダイナミック
レンジ４０ｄＢ（電気レベル）、応答速度１０ｎｓ程度
のものは一般に可能である。従って、受光電力範囲２０
ｄＢ（光レベル）以内の任意のバースト光信号が受信さ
れると、バースト先頭から１０ｎｓ以内に一定の振幅を
持った電圧信号となって比較器１４の正相端子に入力さ
れる。比較器１４の逆相入力端子には、信号入力に高速
に応答および追従するしきい値がＡＴＣ回路１５から入
力され、バースト信号間隔あるいはバースト信号内のマ
ーク率（全ビット中１の占める割合）の変動により発生
する入力信号のバイアス変動にほとんど影響を受けず、
安定したデータ再生が可能となる。図中のリセット信号
はバーストの休止期間に受信器外部のシステムから与え
られるもので、これによりピーク検波器１３内部の充電
されたコンデンサを放電させ、次のバースト信号が受信
可能なように可変利得増幅器１２を最大利得に設定す
る。

【０００５】上述の通り、並列帰還型増幅器２がデータ
再生に十分な低歪み信号を出力するかぎりにおいては、
図１１に示した従来のバーストモード光受信装置は良好
な動作をする。しかし、並列帰還型増幅器２の最大入力
信号電力には限界がある。図１２は並列帰還型増幅器２
の詳細構成の一例を示す図である。図中４１、４６は電
界効果型トランジスタ、４２、４５、４７、４９は抵
抗、４３、４９はコンデンサ、４４はバイポーラトラン
ジスタである。受光素子に接続される能動素子には低入
力容量、高い相互コンダクタンス、低ゲート電流などの
特性が求められ電界効果型トランジスタ４１が用いられ
る。電界効果型トランジスタ４１は抵抗４２で自己バイ
アスされており、信号周波数における利得をあげるため
コンデンサ４３を付加している。電界効果型トランジス
タ４１のゲートは帰還抵抗３とバイアス抵抗４９でほぼ
電源５０の電位に固定される。バイポートトランジスタ
４４は電界効果型トランジスタ４１とカスケード接続さ
れており、負荷となる抵抗４５で発生するミラー容量を
低減して広帯域化を行う。電界効果型トランジスタ４６
はバッファ用のソースフォロワである。図１３は、図１
２に示した並列帰還型増幅器２の入出力特性を示す図で
ある。ここで図１２の並列帰還型増幅器２は１５６Ｍｂ
ｉｔ／ｓ用に設計されており、帰還抵抗３は１０ｋオー
ム、１０−９の符号誤り率が得られる受光電力は−３３
ｄＢｍである。図１３からわかるように、受光電力−１
３ｄＢｍまでは線型な動作をする。しかしそれ以上では
飽和し、−１０ｄＢｍ以上では急速に符号歪みが発生す
る。従って図１２の並列帰還型増幅器２の受信ダイナミ
ックレンジは２３ｄＢであり、加入者系の光受信器に求
められる３０ｄＢの受信ダイナミックレンジは得られな
い。

【０００６】この原因を以下に説明する。小信号入力時
にほぼ電源５０の電位に固定されていた電界効果型トラ
ンジスタ４１のゲート電位が受光電力の増加で帰還抵抗
３とバイアス抵抗４９の電圧降下分上昇してドレイン・
ソース間電流が増加する。そのためドレイン・ソース間
電圧が低下し、相互コンダクタンスとドレイン・ソース
間抵抗が低下するため反転増幅器４の利得が低下する。
並列帰還型増幅器２の帯域は反転増幅器４の利得に比例
するため、−１０ｄＢｍ以上の受光電力では帯域が急速
に低下し、それが大きな符号歪みを発生させる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の光増幅器は上記
のように構成されていたので、受光素子からの電気出力
の範囲が大きく、受光素子に続く増幅器の出力が飽和し
て大きな符号歪みが生じ、大きなダイナミックレンジが
得られないという課題があった。また、データの検出に
関していわゆるヒステリシスコンパレータを使用してお
り、緩やかなレベル変動が生じて正確な検出ができない
という課題があった。更にまた、同様な理由でデータ識
別を誤る可能性があるという課題もあった。

【０００８】本発明は上記の課題を解消するためになさ
れたもので、入力信号の広いダイナミックレンジにわた
って正しくデータを再生する光受信装置を得ることを目
的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明に係る光受信装
置は、受光信号を電気出力に変換する受光素子に接続さ
れる可変インピーダンス回路と、受光素子の電気出力を
増幅し、データ識別用信号として出力する増幅器と、こ
の増幅器出力として得られる信号列の最初の規定部分の
レベルを検出し、検出したレベルに対応して上記可変イ
ンピーダンス値を制御するレベル検出回路とを備えた。

【００１０】また上記構成において、レベル検出回路
は、増幅器出力を必要に応じて逆極性入力して３値出力
を得るバイポーラ変換回路と、上記変換回路出力の３値
変換された出力に対し規定部分のレベルを検出する複数
のレベル検出器とで構成した。

【００１１】この発明に係る光受信装置は、受光信号を
電気出力に変換する受光素子に接続される可変インピー
ダンス回路と、受光素子の電気出力をみて、得られる信
号列の最初の規定部分の検出したレベルに対応して可変
インピーダンス値を制御するレベル検出回路と、受光素
子の電気出力を増幅し、データ識別用信号として出力す
る増幅器とを備えた。

【００１２】また上記構成において、レベル検出回路
は、受光素子の出力電流を電圧に変換する手段と、その
出力をみて規定部分のレベルを検出する複数のレベル検
出器とで構成した。

【００１３】また基本構成において、可変インピーダン
ス回路は、抵抗とスイッチング素子とからなる組を複数
組備え、スイッチング素子をレベル検出回路で駆動する
ようにした。

【００１４】また基本構成に更に、データを再生出力す
る識別再生回路として、３値変換後のデータ識別用信号
を入力とし、データ識別信号の正値の比較基準を持つ第
１の比較器と、負値の比較基準を持つ第２の比較器と、
これら第１と第２の比較器出力でセットされてデータを
再生するフリップフロップで構成される識別再生回路を
付加した。

【００１５】また、識別再生回路は、その第１と第２の
比較器の比較基準の値がレベル検出回路の検出レベルに
より切換設定されるようにした。

【００１６】また基本構成に更に、可変インピーダンス
回路の増幅器側端に対する他端に上記増幅器の無信号時
の入力端子電圧と等しい電圧源を接続した。

【００１７】

【作用】この発明による光受信装置は、受光信号の最初
の規定部分のレベルが測定され、測定レベルに対応して
受光信号の分流インピーダンス値が定まり、以後、バー
スト入力中はインピーダンスが一定で、従って信号レベ
ルが一定でデータ識別用に出力される。

【００１８】この発明による光受信装置は、受光信号が
ＡＣ変換されてその最初の規定部分のレベルが複数レベ
ル測定され、測定レベルに対応して受光信号の分流イン
ピーダンス値が定まり、以後、バースト入力中はインピ
ーダンスが一定で、従って信号レベルが一定でデータ識
別用に出力される。

【００１９】この発明による光受信装置は、受光信号の
最初の規定部分のレベルが測定され、測定レベルに対応
して受光信号の分流インピーダンス値が定まり、以後、
バースト入力中はインピーダンスが一定で、従って信号
レベルが一定でデータ識別用に出力される。

【００２０】また、受光信号のレベルが複数レベル測定
されてそれぞれ出力される。

【００２１】また、分流インピーダンスは、検出レベル
で駆動されるスイッチング素子で制御される抵抗の組み
合わせ値で定まる。

【００２２】また、データ識別用信号としてＡＣ変換さ
れた信号が入力され、第１と第２の比較器がフリップフ
ロップをセット、リセットし、再生データはフリップフ
ロップの出力として得られる。

【００２３】また、第１と第２の比較器の比較基準値が
受光信号のレベルで切り換わり、フリップフロップのセ
ット、リセットレベルを変更する。

【００２４】また、無信号時の可変インピーダンスの両
端の電圧が等しくなり、無信号時の検出端電圧が０に正
しく設定される。

【００２５】

【実施例】

実施例１．本発明の基本的な考えである、入力信号レベ
ルによって入力側の負荷インピーダンスを下げ、見かけ
の入力信号レベルを順次切替て低くして飽和を下げるこ
と、及び３値化してレベルを検出する回路構成を説明す
る。図１は本発明の実施例である光受信装置の基本構成
を示すブロック図である。図において、５はレベル検出
回路、６は可変インピーダンス回路、７は電源、８は識
別再生回路である。その詳細として、８１は、比較器、
８２、８３は抵抗、８４はコンデンサである。従来例と
同一の部分については同一符号を付しておく。

【００２６】動作について説明する。レベル検出回路５
は、並列帰還型増幅器２の出力振幅を検出する。その
際、受光素子で受信される光信号電力範囲を電力が小さ
い順番に、ｎを自然数としてｎ個の領域Ｓｉ（ｉ＝１〜
ｎ）に分割したときの受光されたバースト先頭部の光信
号電力が属する強さの範囲Ｓｉを求める。可変インピー
ダンス回路６は、並列帰還型増幅器２の入力部に対し
て、交流的には受光素子１と並列に接続されており、受
光素子１の信号電流を分流するために設けられたもので
ある。その接続関係は、電源７と並列帰還型増幅器２間
のインピーダンスを、高い順番にＲｉ（ｉ＝１〜ｎ）の
インピーダンスに設定する。レベル検出回路５が受光し
たバースト先頭部の光信号電力の属する範囲がＳｉと判
定したとき、可変インピーダンス回路６のインピーダン
スをＲｉに設定するよう制御する。こうして、高い光レ
ベルの受信バーストに対しては、より多くの信号電流を
可変インピーダンス回路６側に分流し、結果的に並列帰
還型増幅器２に入力される信号電流を低減して、飽和に
よる符号歪みの発生を防ぐことができる。並列帰還型増
幅器２の出力は識別再生回路８に入力される。識別再生
回路８は抵抗８２、８３により正帰還のかかった比較器
８１で構成され、正相入力端子に入力されるしきい値は
コンデンサ８４と抵抗８３できまる追従速度で入力信号
に追従する。これによりバースト信号間隔あるいはバー
スト信号内のマーク率（全ビット中１の占める割合）の
変動により発生する入力信号のバイアス変動にほとんど
影響を受けず、安定したデータ再生が可能となる。

【００２７】実施例２．入力信号を正、負、中位の３値
化して従来のＳａｇの影響をなくし、正確なレベル検出
をするレベル検出回路の詳細回路の例を説明する。図２
は本発明による実施例である光受信装置の詳細な構成を
示す図である。図中、５１はバイポーラ変換回路、５６
はキャリア検出回路、５２、５４、５７は比較器、５
３、５４、５８はＳ／Ｒフリップフロップ、５９はモノ
マルチ、７０、７１はレベル変換回路、７２、７３はト
ランジスタ、７４、７５は抵抗である。バイポーラ変換
回路５１は、並列帰還型増幅器２から入力される２信号
を例えば１ビット遅延したデータを元のデータより引算
する回路である。即ち、例えば”１、０、１、１、０、
０、１、０”入力に対し、１ビット遅延の”−、１、
０、１、１、０、０、１”を発生して引算後の出力”
１、−１、１、０、−１、０、１、−１”を得る。こう
して、上位レベル（１）、中位レベル（０）、下位レベ
ル（−１）の３値信号に変換する。中位レベルの電位は
振幅によらず一定であるので、中位レベルと上位レベル
もしくは中位レベルと下位レベルの振幅を検出すること
で容易にバイポーラ変換回路５１に入力される信号振幅
を検出できる。

【００２８】次に本構成の動作を説明する。中位レベル
に対して一定の電位差を有するしきい値Ｖ１、Ｖ２を持
つ比較器５２、５４で、バイポーラ変換回路５１に入力
された信号の振幅がそれぞれＶ１、Ｖ２以上となったこ
とを検出することにより、受信されたバースト信号電力
がプラス側の一定値を越えたことを検出する。以下では
Ｖ１＜Ｖ２と仮定する。即ち比較器５２は比較器５４よ
り低い受光レベルを検出する。キャリア検出回路５６は
このレベル検出動作がバースト受信開始後一定時間後比
較器５２、５４出力を保持するようラッチ信号を出力す
る。これは、比較器５２、５４が共に並列帰還型増幅器
２のバースト受信の初期の信号だけを検出するように
し、以後のノイズ等による信号の乱れによる影響を除く
ためである。

【００２９】キャリア検出回路５６の動作について説明
する。比較器５２、５４よりも中位レベルに近いしきい
値を有している。即ち、確実に信号を検出しようとす
る。従って、比較器５２、５４が検出すべき所定の受光
レベルより低い規定受光レベル以上の電力を持ったバー
スト信号の先頭で”ＨＩＧＨ”となるパルス列をＳ／Ｒ
フリップフロップ５８に送出し、Ｓ／Ｒフリップフロッ
プ５８はそのバースト信号の先頭で”ＨＩＧＨ”とな
り、リセット信号が入力されるまで”ＨＩＧＨ”の状態
を保持する。一方、モノマルチ５９はＳ／Ｒフリップフ
ロップ５８の立上り点から一定時間後立ち下がるラッチ
信号を比較器５２、５４に出力する。即ち、バーストの
先頭から一定時間だけパルス出力する。モノマルチ５９
のゲート信号が立ち下がる時間はバースト先頭の情報を
含まないプレアンブルの期間内に設定されており、レベ
ル検出動作とそれに続く利得切り換え動作によりバース
ト中のデータが消失されることを防ぐ。比較器５２、５
４から出力されたパルスはそれぞれＳ／Ｒフリップフロ
ップ５３、５５の出力を”ＨＩＧＨ”とし、この状態が
リセット信号が入力されるまで保持され、可変インピー
ダンス回路６に与えられる。以上がレベル検出の詳細動
作である。即ち、リセット後のバースト受信の先頭部分
の検出時は最大利得でレベル検出をし、検出したレベル
に応じて以後のインピーダンス値を指定する。

【００３０】実施例３．本実施例では、可変インピーダ
ンス回路の例を説明する。図２に本実施例による可変イ
ンピーダンス回路の詳細構成図を示す。図において、可
変インピーダンス回路６はレベル変換回路７０、７１、
トランジスタ７２、７３および抵抗７４、７５で構成さ
れる。レベル変換回路７０、７１とトランジスタ７２、
７３はスイッチ回路として動作する。つまり、Ｓ／Ｒフ
リップフロップ５３、５５から入力された”ＬＯ
Ｗ”、”ＨＩＧＨ”の信号レベルは、レベル変換回路
（駆動回路）７０、７１を経由してトランジスタ７２、
７３のコレクタ・エミッタ間抵抗がそれぞれ帰還抵抗３
に比較して十分高い値、あるいは抵抗７４、７５に比較
して十分低くなるようにスイッチするようトランジスタ
７２、７３のベースへ入力する。即ち、この動作は、受
光レベルを上げていくに従って、受光素子１のアノード
と電源７の間のインピーダンスは、十分高い値（抵抗７
４、７５に直列に無限大抵抗）と、抵抗７４、および抵
抗７４と抵抗７５の並列抵抗の３つのインピーダンスに
なるようレベル検出回路５で制御されることが分かる。

【００３１】図３は本実施例の並列帰還型増幅器出力振
幅と受光電力の関係を示す図である。図中１００はレベ
ル検出回路５を動作させない場合の特性、１０１はレベ
ル検出回路５を備えた場合の特性である。並列帰還型増
幅器の構成は従来例の説明で用いた第１１のものと同一
であり、レベル検出回路５を備えない場合の特性１００
は図１２の特性と同一となる。レベル検出回路５は、−
２２．５ｄＢｍ、−１２ｄＢｍでレベル検出し、可変イ
ンピーダンス回路６のインピーダンスを切り換えるの
で、受信器の利得は、受光電力−３３〜−２２．５ｄＢ
ｍで最大、−２２．５ｄＢｍ〜−１２ｄＢｍで中間、−
１２ｄＢｍ以上で最少となる。これにより−３３〜−
２．５ｄＢｍの広い範囲において並列帰還型増幅器２は
線形動作することが可能であり、符号歪みの無い信号を
識別再生回路８に入力することができる。識別再生回路
８は抵抗８２、８３により正帰還のかかった比較器８１
で構成され、正相入力端子に入力されるしきい値はコン
デンサ８４と抵抗８３できまる追従速度で入力信号を追
従する。これによりバースト信号間隔あるいはバースト
信号内のマーク率（全ビット中１の占める割合）の変動
により発生する入力信号のバイアス変動にほとんど影響
を受けず、安定したデータ再生が可能となる。

【００３２】実施例４．本発明の主旨を実現するため
に、レベル検出回路は他の位置にあっても構わない。図
４は本発明の実施例による光受信装置の他の構成を示す
図である。図中レベル検出回路５は受光素子のカソード
側に接続され、受光素子１の電流をモニタすることによ
り、受信されたバースト信号のレベルをバースト先頭で
検出する。利得制御については実施例１と同様の動作を
行う。

【００３３】図５は本実施例の光受信装置の詳細な構成
を示す図である。図中６４、６５はカレントミラー回路
を構成するトランジスタ、６６ａは電流電圧変換回路と
しての抵抗である。実施例１〜実施例３と同一の部分に
ついては同一符号を付しておく。本構成の動作は以下の
通りとなる。トランジスタ６４と６５で構成されたカレ
ントミラー回路により、受光素子１に流れる電流と同じ
電流が抵抗６６に出力される。トランジスタ６５から出
力された電流は抵抗６６で電圧信号に変換され、比較器
５２、５４で振幅検出される。その他のレベル検出回路
５の回路、可変インピーダンス回路６、識別再生回路８
の動作は実施例１と同一である。

【００３４】図６は本発明の他の実施例である光受信装
置の詳細構成を示す図である。図において、６６は電流
電圧変換回路としての並列帰還型増幅器である。実施例
１〜実施例３と同一の部分については同一符号で示す。
トランジスタ６４と６５で構成されたカレントミラー回
路には受光素子１に流れる電流がカソードから入力さ
れ、並列帰還型増幅器６６に出力される。トランジスタ
６５から出力された電流は並列帰還型増幅器６６で電圧
信号に変換され、比較器５２、５４で振幅検出される。
並列帰還型増幅器６６は電圧変換機能を持ち、かつ高入
力インピーダンスを有するので、高速動作においてもレ
ベル検出動作が可能である。その他のレベル検出回路５
の回路、可変インピーダンス回路６、識別再生回路８の
動作は実施例１と同一である。

【００３５】実施例５．図７は本発明の更に他の実施例
である光受信装置の詳細な構成を示す図である。図にお
いて、６６は電流電圧変換回路としての並列帰還型増幅
器である。実施例１〜実施例４と同一の部分については
同一符号で示す。この例では、受光素子１に流れる電流
がカソードから並列帰還型増幅器６６へ直接入力され
る。並列帰還型増幅器６６は電流電圧変換機能を持ち、
かつ高入力インピーダンスであるので高連動作が可能で
ある。その他のレベル検出回路５の回路、可変インピー
ダンス回路６、識別再生回路８の動作は実施例１と同一
である。

【００３６】実施例６．本実施例では、データを再生す
る識別再生回路の改良に関する部分を説明する。図８は
本発明の実施例である光受信装置の詳細構成を示す図で
ある。図中識別再生回路８は、８５、１０の比較器およ
び１１のＳ／Ｒフリップフロップにより構成される。実
施例１〜実施例５と同一の部分については同一符号で示
す。

【００３７】次に上記構成の動作を説明する。比較器８
５、１０にはレベル検出回路５内のバイポーラ変換回路
５１から３値信号が入力される。バイポーラ変換回路５
１から出力される３値信号は、バイポーラ変換回路５１
に入力される２値信号が”０”から”１”に変化すると
き正のパルス（上位レベル）、”１”から”０”に変化
するとき負のパルス（下位レベル）、データの遷移がな
いとき中位レベルに一定した信号となる。即ち、従来の
Ｓａｇと呼ばれる緩やかなレベル変動がなく、ＡＣ変換
が行える。その上で中位レベルより上にしきい値を有す
る比較器８５は上記の正のパルスを、中位レベルより下
にしきい値を有する比較器１０は上記の負のパルスを検
出し、それぞれＳ／Ｒフリップフロップ１１のセット、
リセット端子に入力され、２値データの再生が行われ
る。バイポーラ変換回路５１の出力信号で２値データの
再生を行うことで自動しきい値追従機能が不要になり、
かつＳａｇがないため短時間に正確なデータ再生ができ
る。上記の例ではレベル検出回路５に内蔵されたバイポ
ーラ変換回路５１を使用する場合について説明したが、
レベル検出回路５として実施例２で説明した方式を取
り、別途設置されたバイポーラ変換回路を使用しても同
様の効果が得られる。

【００３８】実施例７．図９は識別再生回路の他の実施
例の構成を示す図である。図中、１６はしきい値切換え
回路である。実施例１〜実施例６と同一の部分について
は同一符号で示す。上記構成の動作は以下のようにな
る。比較器８５、１０にはレベル検出回路５の判定の結
果から、受信されたバーストの受光レベルがどのレベル
のＳｉ（ｉ＝１〜ｎ）に属するかに応じて、異なる２つ
のしきい値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２がしきい値切換え回路１
６から切換え入力される。例えば、図３に示した並列帰
還型増幅器２の入出力特性において、受光電力−３３〜
−２２．５ｄＢｍの範囲（Ｓ１）、−２２．５ｄＢｍ〜
−１２ｄＢｍの範囲（Ｓ２）、−１２ｄＢｍ以上（Ｓ
３）で、並列帰還型増幅器２の最少出力振幅が異なり、
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の順で大きくなる。従ってＶｔｈ１、
Ｖｔｈ２の絶対値はＳ１、Ｓ２、Ｓ３の順で大きく設定
したほうがＳ／Ｎ的に有利で、より低い符号誤り率が得
られる。しきい値切換え回路１６で受光レベル範囲Ｓｉ
（ｉ＝１〜ｎ）に対応した最適しきい値Ｖｔｈ１、Ｖｔ
ｈ２を予めプログラムしておけば、最適の受信能力が得
られる。上記の例ではレベル検出回路５に内蔵されたバ
イポーラ変換回路５１を使用する場合について説明した
が、レベル検出回路５として実施例２で説明した方式を
取り、別途設置されたバイポーラ変換回路を使用しても
同様の効果が得られる。

【００３９】実施例８．本実施例は、レベル検出の正確
さを更に高めた例を説明する。即ち、無信号時の受光素
子の検出端電圧を０として電圧測定を開始するよう、イ
ンピーダンス回路の他端を受光素子端と同電位に設定す
る。図１０は本発明の実施例である光受信装置の構成を
示す図である。図において、９２は第２の並列帰還増幅
器であり、第１の並列帰還増幅器２と同じ回路構成であ
る。９３はボルテージフォロアーである。実施例１〜実
施例６と同一の部分については同一符号で示す。

【００４０】本構成の動作は以下の通りとなる。可変イ
ンピーダンス回路６の電源端子には第２の並列帰還増幅
器９２の入力端子がボルテージフォロアー９３を介して
接続されており、並列帰還増幅器２の無信号入力時の入
力端子のバイアス電圧が供給されている。可変インピー
ダンス回路６のインピーダンスは帰還抵抗３に比較して
十分高い状態から抵抗７４と抵抗７５の並列抵抗値まで
変動するため、並列帰還型増幅器２の入力部のバイアス
電圧がほぼ電源５０の電位から電源７の電位まで変動す
る。このため無信号時に可変インピーダンス回路を制御
すると、並列帰還型増幅器２の入力部のバイアス電圧が
変動し、信号と同様増幅され、信号有りとレベル検出回
路５が誤動する恐れがある。しかし、この現象は電源７
の電位を低インピーダンスの固定電圧ではなく、図に示
す並列帰還増幅器９２の出力とすることで、並列帰還型
増幅器２の無信号入力時の電位と等しくすることがで
き、上記不具合が防止できる。これは温度変動や、電圧
変動に対しても有効である。

【００４１】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば可変イン
ピーダンス回路と、増幅器と、可変インピーダンス値を
制御するレベル検出器を設けたので、ダイナミックレン
ジの広い入力に対しても正しいデータが得られる効果が
ある。

【００４２】また更に、レベル検出器は３値出力を得る
バイポーラ変換回路とし、複数のレベル検出器を設けた
ので、短時間にレベル切換が行える効果がある。

【００４３】以上のようにこの発明によれば可変インピ
ーダンス回路と、増幅器と、可変インピーダンス値を制
御するレベル検出器を設けたので、ダイナミックレンジ
の広い入力に対しても正しいデータが得られる効果があ
る。

【００４４】また更に、複数のレベル検出器を設けたの
で、更に広いダイナミックレンジにわたってレベル切換
が行える効果がある。

【００４５】また更に、可変インピーダンス回路は抵抗
回路の選択切換としたので、回路設計が容易であるとい
う効果がある。

【００４６】また更に、識別再生回路は入力を遅延反転
した信号を加算して３値としたデータ識別用信号に対
し、正値用の第１と負値用の第２の比較器を設けたの
で、短時間に正しいデータを再生識別できる効果があ
る。

【００４７】また更に、識別再生回路は比較基準が入力
信号のレベルにより切り換わるので、データ識別が更に
正しく再生できる効果がある。

【００４８】また更に、可変インピーダンス回路の両端
電圧が無信号時に０になるよう構成されているので、レ
ベル検出誤差を少なくできる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の基本構成を示すブロック
図である。

【図２】実施例２の光受信装置の詳細な構成を示す図
である。

【図３】実施例３の並列帰還型増幅器の出力振幅と受
光電力の関係を示す図である。

【図４】実施例４の光受信装置の基本構成を示すブロ
ック図である。

【図５】実施例４の光受信装置の詳細な構成を示す図
である。

【図６】実施例４の更に他の詳細な構成を示す図であ
る。

【図７】実施例５の光受信装置の詳細な構成を示す図
である。

【図８】実施例６の光受信装置の詳細な構成を示す図
である。

【図９】実施例７の光受信装置の詳細な構成を示す図
である。

【図１０】実施例８の光受信装置の詳細な構成を示す
図である。

【図１１】従来のバースト光受信装置の構成を示す図
である。

【図１２】従来の実施例における並列帰還型増幅器の
構成を示す図である。

【図１３】従来の実施例における並列帰還型増幅器の
入出力特性を示す図である。

【符号の説明】

１受光素子、２並列帰還型増幅器、３帰還抵抗、
４反転増幅器、５レベル検出回路、６可変インピー
ダンス回路、７電源、８識別再生回路、１０比較
器、１１Ｓ／Ｒフリップフロップ、１６しきい値切
換回路、５１バイポーラ変換回路、５２、５４、５７
比較器、５３、５５、５８Ｓ／Ｒフリップフロップ、
５６キャリア検出回路、５９モノマルチ、６６電
流電圧変換回路（並列帰還型増幅器）、７０、７１レ
ベル変換回路、７２、７３スイッチ（トランジスタ）、
７４、７５抵抗、８５比較器、９２並列帰還増幅
器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者本島邦明鎌倉市大船五丁目１番１号三菱電機株式会社通信システム研究所内 (72)発明者野上正道鎌倉市大船五丁目１番１号三菱電機株式会社通信システム研究所内 (72)発明者北山忠善鎌倉市大船五丁目１番１号三菱電機株式会社情報システム研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受光信号を電気出力に変換する受光素子
に接続される可変インピーダンス回路と、上記受光素子の電気出力を増幅し、データ識別用の信号
として出力する増幅器と、上記増幅器出力として得られる信号列の最初の規定部分
のレベルを検出し、検出したレベルに対応して上記可変
インピーダンス値を制御するレベル検出回路とを備えた
光受信装置。
【請求項２】また、レベル検出回路は、増幅器出力を
必要に応じて逆極性入力して３値出力を得るバイポーラ
変換回路と、上記変換回路出力の３値変換された出力に
対し規定部分のレベルを検出する複数のレベル検出器か
ら構成されることを特徴とする請求項１記載の光受信装
置。
【請求項３】受光信号を電気出力に変換する受光素子
に接続される可変インピーダンス回路と、上記受光素子の電気出力をみていて、得られる信号列の
最初の規定部分の検出レベルに対応して上記可変インピ
ーダンス値を制御するレベル検出回路と、上記受光素子の電気出力を増幅し、データ識別用信号と
して出力する増幅器とを備えた光受信装置。
【請求項４】また、レベル検出回路は、受光素子の出
力電流の電圧変換値をみて規定部分のレベルを検出する
複数のレベル検出器から構成されることを特徴とする請
求項３記載の光受信装置。
【請求項５】また、可変インピーダンス回路は、抵抗
とスイッチング素子とからなる組を複数組備え、上記ス
イッチング素子をレベル検出回路で駆動することを特徴
とする請求項１または請求項３記載の光受信装置。
【請求項６】データを再生出力する識別再生回路とし
て、３値変換後のデータ識別用信号を入力とし、該デー
タ識別信号の正値の比較基準を持つ第１の比較器と、負
値の比較基準を持つ第２の比較器と、該第１と第２の比
較器出力でセットされてデータを再生するフリップフロ
ップで構成される識別再生回路を付加したことを特徴と
する請求項１または請求項３記載の光受信装置。
【請求項７】また、識別再生回路は、その第１と第２
の比較器の比較基準の値がレベル検出回路の検出レベル
により切換設定されることを特徴とする請求項６記載の
光受信装置。
【請求項８】また、可変インピーダンス回路の増幅器
側端に対する他端に上記増幅器の無信号時の入力端子電
圧と等しい電圧源を接続したことを特徴とする請求項１
ないし請求項７いずれか記載の光受信装置。