JP5864025B2 - バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法 - Google Patents

バースト光受信器、バースト光受信器のａｐｄのバイアス電圧制御方法 Download PDF

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Description

この発明は，光通信システムの１つであるＰＯＮ(Passive Optical Network)システムの局社側(基地局側)に使用するＯＬＴ(Optical Line Terminal)用受信器であるバースト光受信器、特に、バースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御に関するものである。
光通信システムの一つであるＰＯＮシステムでは、まず局側ＯＬＴ(Optical Line Terminal：局側終端装置)から各家庭に配置された加入者宅ＯＮＵ(Optical Network Unit：加入者側終端装置)に連続信号を送信し、ＯＮＵで受信する。ＯＮＵからは時分割多重された信号(パケット)がＯＬＴに送信されるため、ＯＬＴの受信器には、パケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされる。この時、ＯＮＵはＯＬＴから見て、色々な位置に配置されるため、ＯＬＴは異なる光パワーのパケットを受信しなければならない。
一方、ＯＬＴ受信器で光信号(パケット)を電流に変換する素子として、アバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)が使用される。ＡＰＤは光電流を増倍する機能を有するため、ＡＰＤの増倍率Ｍを高く設定することで、低い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、高い受信感度を実現できる。一方、高い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、増倍率を高く設定すると、過電流が流れＡＰＤを破壊する可能性がある。
そこで、上記にて説明を行ったＰＯＮシステムでは、ＯＬＴから近いＯＮＵの強い光入力光を受信する可能性があるため、入力されるパケット毎に増倍率Ｍを変えることが望ましいが、バースト的に受信(強度が異なる光信号を強度が一定の電気信号に変換する)する必要があるため、ｎｓ(ナノ秒)オーダの高速で増倍率Ｍを変える必要がある。
このように高速に増倍率Ｍを変更する従来のバースト光受信器の例として、下記特許文献１に開示されているものがある。ＡＰＤのバイアス制御回路として示されたこの従来のバースト光受信器では、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部、高電圧発生回路、及びその制御回路、制御回路の出力電圧を変化させる回路で構成される。
ＡＰＤは入力された光を光電流に変換し、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を示すカレントミラー出力のトランジスタのコレクタ電流を抵抗で電圧に変換した信号に従って、制御回路の出力電圧を変化させる回路からの該制御回路への入力電圧を変化させ、さらに高電圧発生回路の出力電圧も変化させることで、ＡＰＤに印加される電圧をＡＰＤに流れる光電流(入力光パワー)に追従させて、変化させていた(後述の図７参照)。
特開２００７−１６６０９６号公報
以上のような従来のバースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方式は、カレントミラーに流れる電流が変化するたびに、ＡＰＤ電圧が変化することから、プリアンプへの入力電流が変化し、プリアンプＡＧＣ(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数ｕｓ程度の短いパケットを送受信する必要があるバースト光受信器に適用する場合は、エラーが発生する原因となるという問題点があった。
また、出力光電流が安定しないことに伴い、１０ギガビット・イーサネット（登録商標）(10GbE)の着脱モジュールの業界標準規格の一つである10 Gigabit Small Form Factor Pluggable(ＸＦＰ)で要求される光入力パワーのモニタ機能を実現しようとした場合、変動する光電流により短い時間で正しい値をモニタできないという問題点もあった。
また、電圧制御回路から高電圧発生回路の出力電圧を変更させる場合には、応答が速い回路を使用する必要があるため、通常の電圧発生回路では外部ノイズによる電圧変動を抑えるために使用する比較的容量の大きいコンデンサを、応答速度が遅くなるため、フィルタとして使用できないという問題点があった。
この発明は，上記のような問題点を解決するためになされたもので、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがＡＰＤに入力された際に、ＡＰＤに印加される電圧を、高速で変化させると共にＡＰＤの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供することを目的とする。
この発明は、異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器であって、電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力された前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、前記ピーク検波回路の検波された電圧が所定の閾値以上の場合に、前記抵抗接続切換回路を前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータと、を備えたことを特徴とするバースト光受信器等にある。
この発明では、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがＡＰＤに入力された際に、ＡＰＤに印加される電圧を、高速で変化させると共にＡＰＤの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供できる。
この発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。 この発明に関する直列抵抗を接続する場合のＡＰＤの状態を説明するための図である。 この発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。 図１の回路構成を適用して実際にＡＰＤの電圧が変化することをシミュレーションした結果を示す図である。 図４のシミュレーションにおいて使用したパケット構成を示す図である。 この発明によるバースト光受信器が適用されるＰＯＮシステムの概略図である。 従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路の一例を示す図である。
最初にこの発明によるバースト光受信器が適用されるＰＯＮシステムは、例えば図６に示すように、局側ＯＬＴ(局側終端装置)に複数の加入者側ＯＮＵ(加入者側終端装置)がスターカップラＳＣ等を介して光ゲーブルで接続されている。各ＯＮＵは光送信器ＴＸ、光受信器ＲＸをそれぞれ備え、ＯＬＴも光送信器ＴＸ、光受信器ＲＸを備える。この発明は特に、距離の異なる複数のＯＮＵからの光強度の異なるパケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされるバースト光受信器と称されるＯＬＴの光受信器ＲＸに係るものである。
また図７に示した上述の従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路について簡単に説明すると、バイアス制御回路は、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(ＡＰＤ)(12)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部(14)、ＡＰＤの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部(18)、高電圧発生回路(16)、及びその制御回路(22)、制御回路の出力電圧を変化させる回路(20)で構成される。
ＡＰＤ(12)は入力された光を電流に変換し、カレントミラー部(18)出力のトランジスタ(33)のコレクタ電流が抵抗Ｒｍ(70)に流れる。抵抗Ｒｍ(70)の出力電圧を元にＭＯＳトランジスタＲ３(72)の抵抗が変化し、接続点(26)から抵抗Ｒ２(52)に流れる電流パスが変化する。制御回路(22)の入力は抵抗Ｒ１(51)に流れる電流によって変化するため、ＭＯＳトランジスタＲ３(72)に流れる電流を変化させることで、制御回路(22)の入力電圧を変化させ、かつ高電圧発生回路(42)の出力電圧も変化させる。このような手法を取ることで、ＡＰＤ(12)に印加される電圧をＡＰＤ(12)に流れる光電流(入力光パワー)に追従させて変化させていた。
しかしながらこの場合、上述のように、プリアンプＡＧＣ(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数ｕｓ程度の短いパケットを送受信するバースト光受信器に適用する場合はエラーが発生する原因となる等の問題があった。
以下、この発明によるバースト光受信器等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。
実施の形態１．
図１はこの発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。電源制御部は、電源ＶａｐｄとアバランシェフォトダイオードＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路ＣＭから出力されたＡＰＤで発生する光電流を光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路ＣＤと、電流検出回路ＣＤの出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路ＰＤＣと、カレントミラー回路ＣＭとアバランシェフォトダイオードＡＰＤの間に挿入され、アバランシェフォトダイオードＡＰＤに直列に直列抵抗Ｒ１４を切り換えて接続する抵抗接続切換回路ＲＳＣと、ピーク検波回路ＰＤＣの検波された電圧が所定の閾値Ｖｔｈ以上の場合に、抵抗接続切換回路ＲＳＣをアバランシェフォトダイオードＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータＣＯと、アバランシェフォトダイオードＡＰＤで発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプＰＡと、を備える。
より詳細には、電流検出回路ＣＤのカレントミラー回路ＣＭは、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２とカレントミラーの出力を決める抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなり、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース同士が接続され、エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して電源Ｖａｐｄに接続されている。トランジスタＴｒ１のコレクタは、抵抗接続切換回路ＲＳＣおよびトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベースに接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタＴｒ２のコレクタ電流を電圧に変換する抵抗Ｒ１３を介してグランドに接続されている。また、トランジスタＴｒ２のコレクタと抵抗Ｒ１３の接続点がピーク検波回路ＰＤＣの入力側に接続されている。
抵抗接続切換回路ＲＳＣは、カレントミラー回路ＣＭのトランジスタＴｒ１のコレクタと、逆方向接続されたアバランシェフォトダイオードＡＰＤのカソード側の間に直列に挿入された、直列抵抗Ｒ１４と例えばＭＯＳＦＥＴからなる経路切り換え用のスイッチ素子ＴＳとの並列回路で構成されている。アバランシェフォトダイオードＡＰＤのアノード側は、プリアンプＰＡの入力側に接続されている。そして、ピーク検波回路ＰＤＣの出力側は、例えばヒステリシスコンパレータ等からなるコンパレータＣＯの入力側に接続され、コンパレータＣＯの出力側は、抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳのスイッチ素子ＴＳの開閉を制御する端子、ＭＯＳＦＥＴであればゲート端子に接続されている。なお、ピーク検波回路ＰＤＣにはリセット信号Resetが入力される。
次に動作を説明すると、アバランシェフォトダイオードＡＰＤ(以下単にＡＰＤとも記す)にＯＮＵからの光信号の光が入射されることで、光電流がプリアンプＰＡに流れる。一方で、電流検出回路ＣＤのカレントミラー回路ＣＭは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の値を元に抵抗Ｒ１３に電流を流す。流れる電流量と抵抗の値により、抵抗Ｒ１３の出力電圧ＶR13をピーク検波回路ＰＤＣでピークホールドする。
ピーク検波回路ＰＤＣで測定しピークホールドした電圧値を元に、コンパレータＣＯにより、所定の閾値Ｖｔｈ未満であるか比較を行い、ＡＰＤに流れる光電流が小さく、コンパレータＣＯへの入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満の場合に抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳが「閉」状態となる電圧値Ａ(例えばＨレベル)を、ＡＰＤに流れる光電流が大きく、コンパレータＣＯへの入力電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上の場合にスイッチ素子ＴＳが「開」状態となる電圧値Ｂ(例えばＬレベル)を出力する。
閾値Ｖｔｈは、プリアンプＰＡのＡＧＣが飽和する入力電流が流れた際に抵抗Ｒ１３が出力する電圧ＶR13以上の値とする。この電圧値に応じて、スイッチ素子ＴＳの切り換えを実施し、直列抵抗Ｒ１４を通る経路か通らない経路かを切り換える。すなわち、コンパレータＣＯにおいて、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧が閾値Ｖｔｈ未満の場合、コンパレータＣＯは抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳを「閉」状態にする切換信号を出力するので、抵抗の極めて小さいスイッチ素子ＴＳに電流が流れるため直列抵抗Ｒ１４には電流が流れず、ＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４が接続されていない状態となる。一方、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧が閾値Ｖｔｈ以上の場合、コンパレータＣＯはスイッチ素子ＴＳを「開」状態にする切換信号を出力するので、スイッチ素子ＴＳに電流は流れず、代わりに直列抵抗Ｒ１４に電流が流れ、ＡＰＤに直列抵抗Ｒ１４が接続された状態となる。
また、ピーク検波回路ＰＤＣはパケット入力時に入力されるリセット信号Resetにより出力は０Ｖに落ちるため(保持しているピークの出力電圧値を０Ｖにリセットする)、パケットが入力される際には必ず直列抵抗Ｒ１４を通らない経路を通る。
図２はこの発明に関する直列抵抗を接続する場合のＡＰＤの状態を説明するための図である。図２は、ＡＰＤに４ｋΩの直列抵抗を接続する場合の、ＡＰＤのバイアス電圧(Bias voltage：横軸)に対する増倍率Ｍ(縦軸)の特性を示す図である。図２からも明らかなように、直列抵抗を直列に接続した場合には電流値が下がり増倍率Ｍが下がることが分かる。これはＡＰＤより発生した光電流が、直列抵抗での電圧降下により、実効的にＡＰＤに印加されるバイアス電圧が低くなり、流れる電流が低くなるためである。
図２のＡ点で示される動作電圧では、例えば２ｍＡ程度電流が流れた場合、直列抵抗で８Ｖの電圧降下が起きる。この直列抵抗での電圧降下により、Ｂ点で示されるように、ＡＰＤに印加されるバイアス電圧は実行的に低くなり、これにより増倍率が下がり、光電流が小さくなる。
直列抵抗をＡＰＤに直列に接続することで、ＲＣ時定数が増加し、ＡＰＤの光電流が、高速に変化するパケットに対して、バースト的に応答しなくなる可能性がある。そのためバースト光受信器で抵抗を接続するためには、応答に影響しない抵抗値を選ぶ必要があった。一方、Ｓ／Ｎが強い光入力パワー時は(例えば入力パワーが−６ｄＢｍよりも大きい場合)、図３に示すようにＲＣ時定数変化による影響を受けにくい。
図３はこの発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。図３は受信感度(Received Optical Power (ROP) (dBm)：横軸)に対する符号誤り率(Bit Error Ratio (BER)：縦軸)の特性を示す図であり、白丸が直列抵抗有り、黒丸が直列抵抗無し、を示している。領域Ａで示す、最少受光感度付近のパワーでは、直列抵抗がある影響により符号誤り率特性が劣化する。これに対して、Ｓ／Ｎの良好な高光入力時のため、領域Ｂで示す、最大受光感度付近のパワーでは、直列抵抗の有無による符号誤り率の差異がない。
そこで強い光入力が入力された時にだけ直列抵抗を接続することで、最少受信特性に影響なく、高光入力時の光電流を下げることができる。また直列抵抗による電圧降下量は光電流の値によって決まるため、電流量に応じた一定の比率の電圧降下を実現できるため、従来事例のようにＡＰＤの製品間のばらつきに合わせて、電圧設定値を変更する必要がなく、ある増倍率Ｍ値になる電圧を測定する必要がない。また直列抵抗及び簡単なスイッチ素子のみで回路構成できるため、比較的簡易な回路構成が可能である。さらにスイッチ素子による切り換えを行うため、高速での切り換えが可能である。
図４に図１の回路構成を適用して行った印加されるＡＰＤの電圧変化をシミュレーションした結果を示し、図５にシミュレーションに用いたパケット構成を示す。図４は横軸に時間、縦軸に電圧とした、ＡＰＤに印加される電圧ＡＰＤ、ピーク検波回路ＰＤＣの出力電圧ＰＤ、コンパレータＣＯの出力ＣＯの時間的変化を示す。また図５の(ａ)はＡＰＤでの光電流、(ｂ)はピーク検波回路ＰＤＣへのリセット信号Resetのタイミングを示す。
図５の時刻ｔ１(１１ｎｓ)で、リセット信号Resetと共にＡＰＤの電圧が直列抵抗により降下してほしい大きい光電流(２ｍＡ：高光入力時)のパケットＰ１がＡＰＤに発生すると、図４の時刻ｔ１において、リセット信号Resetにより電圧ＰＤは一度０にされてから上昇し始め、出力ＣＯは「Ｈ」レベルから電圧ＰＤが時刻ｔ２で閾値Ｖｔｈ以上になると「Ｌ」レベルとなり、同時に直列抵抗Ｒ１４が接続されたことにより電圧ＡＰＤも下げられる。そして時刻ｔ３(１０００ｎｓ)で図５に示すようにパケットＰ１が終了すると、図４の電圧ＡＰＤは時定数に従って徐々に上昇する。そして時刻ｔ４(１５１２ｎｓ)で、リセット信号Resetと共に、今度は、ＡＰＤの電圧が直列抵抗による電圧降下を必要としない小さい光電流(２.５μＡ：低光入力時)のパケットＰ２がＡＰＤに発生すると、電圧ＰＤは殆ど上昇せず、閾値Ｖｔｈ以上にはならず、これにより出力ＣＯは「Ｈ」レベルを維持し、直列抵抗Ｒ１４が接続されることはない。
図５の結果より明らかなように、直列抵抗による電圧降下を起こす必要がある最初のパケットＰ１の入力時は直列抵抗による電圧降下が起き、かつ数１００ｎｓの高速で応答が可能である。一方、低入力時はコンパレータＣＯの出力ＣＯが「Ｈ」レベルになり、直列抵抗による電圧降下が起きていないことが分かる。またピーク検波回路ＰＤＣにパケット入力時にリセット信号Resetを入れることで、カレントミラー回路ＣＭが電流を出力する前に必ずスイッチ素子ＴＳが「閉」状態になることが分かる。
この発明では、ピーク検波による判定のため、一度出力振幅が最大値に達すると、その後は一定の値を出力し続けるため、再判定によるＡＰＤ電流(光電流)の変動等が起き難い。
また外部からパケットが入力される前にホストボード側もしくは光受信器内部から出力されるリセット信号、または、動作速度の切り換えを行うレートセレクト信号等の、パケット入力時に同期して入力される信号を上述のリセット信号Resetとして、ピーク検波回路からの出力値を一度０に戻す動作を行うため、必ず光が入力される直後には直列抵抗が接続されていない状態で光電流が流れる動作を行う。このような動作を行うことで、低い光入力パワーの光が光受信器に入力された際に、直列抵抗を接続することで、応答速度が遅くなることを防ぐことが可能である。
また抵抗値の変更、すなわち直列抵抗を切り換える閾値はプリアンプのＡＧＣ飽和領域で切り換えを実施することで、抵抗切り換えによるプリアンプ出力変動も起きない。
なお、抵抗接続切換回路ＲＳＣのスイッチ素子ＴＳはＭＯＳＦＥＴに限定されることなく、バイポーラトランジスタ等のその他の半導体スイッチ素子等であってもよい。
また、コンパレータＣＯは、スイッチ素子ＴＳのチャタリングを防止するために、出力の「Ｈ」と「Ｌ」の切換方向で、閾値をずらしたヒステリシスコンパレータで構成してもよい。この場合、上述のプリアンプＰＡのＡＧＣが飽和する入力電流が流れた際に抵抗Ｒ１３が出力する電圧ＶR13以上の値をＶｔｈとすると、「Ｈ」から「Ｌ」への閾値Ｖｔｈ１、「Ｌ」から「Ｈ」への閾値Ｖｔｈ２は、Ｖｔｈの両側にそれぞれずらした値とするか、一方をＶｔｈと同じ値とし他方をＶｔｈからずらした値とする。
ＡＰＤ アバランシェフォトダイオード、ＣＤ 電流検出回路、ＣＭ カレントミラー回路、ＣＯ コンパレータ、ＰＡ プリアンプ、ＰＤＣ ピーク検波回路、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗、Ｒ１４ 直列抵抗、ＲＳＣ 抵抗接続切換回路、Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ、ＴＳ スイッチ素子、Ｖａｐｄ 電源。

Claims (6)

  1. 異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器であって、
    電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力された前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、
    前記電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、
    前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、
    前記ピーク検波回路の検波された電圧が所定の閾値以上の場合に、前記抵抗接続切換回路を前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータと、
    を備えたことを特徴とするバースト光受信器。
  2. 前記ピーク検波回路が、パケット入力時に同期して入力されるリセット信号によって、保持しているピークの出力電圧値をリセットすることを特徴とする請求項１に記載のバースト光受信器。
  3. 前記ＡＰＤのカソード側に前記抵抗接続切換回路が接続されると共にアノード側にプリアンプが接続され、前記コンパレータの前記所定の閾値が、前記プリアンプのＡＧＣが飽和する光電流が流れた際に前記ピーク検波回路が検波する電圧以上の値であることを特徴とする請求項１または２に記載のバースト光受信器。
  4. 前記抵抗接続切換回路が、前記直列抵抗とスイッチ素子の並列回路からなることを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のバースト光受信器。
  5. 前記コンパレータが前記切換信号の切換方向によって閾値が異なるヒステリシスコンパレータからなることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載のバースト光受信器。
  6. 異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたＡＰＤで受信するバースト光受信器において、
    電源と前記ＡＰＤの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力される前記ＡＰＤで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として検出し、
    検出した電圧値が所定の閾値以上の場合に、前記カレントミラー回路と前記ＡＰＤの間に挿入され、前記ＡＰＤに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路を、前記ＡＰＤに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える、
    ことを特徴とするバースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方法。
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