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Die
Erfindung betrifft eine Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung, vorzugsweise
für einen
Infrarotempfänger,
bestehend aus einer mehrstufigen Transimpedanzstufe, welche zwei
Eingänge mit
jeweils vorgeschalteten ersten Koppelkapazitäten und zwei Ausgänge aufweist,
wobei die Ausgänge der
Transimpedanzstufe mit den Eingängen
einer Anordnung zur Verstärkungsregelung
und der Ausgang der Anordnung zur Verstärkungsregelung mit dem Verstärkungsregeleingang
der Transimpedanzstufe verbunden sind, wobei die Ausgänge der
Transimpedanzstufe jeweils mit einem zugehörigen Eingang eines Komparators
verbunden sind.
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Die
Weiterentwicklung und vor allem die fortschreitende Miniaturisierung
beispielsweise von IrDA-Modulen (Infrared Data Association) führt zu immer
weiter steigenden Anforderungen an die darin integrierten IrDA-Tranceiver-Chips
sowie die Empfangs- und Sendedioden. So erfordert dieser Trend höhere Empfindlichkeiten,
kleinere Chipflächen
und geringere Betriebsströme
bzw. kleiner werdende Betriebsspannungen.
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Durch
Fertigungstoleranzen im Herstellungsprozess kommt es zu Unsymmetrien
in allen symmetrischen Schaltungsteilen beider Verstärkerstufen und
der Transimpedanz-Widerstände.
Diese führen dazu,
dass trotz einer Eingangsspannung Ue von
Ue = 0V an der Eingangsstufe eine Ausgangsspannung Ua ≠ 0V
erzeugt wird. Diese als statischer Offset bezeichnete Ausgangsspannung
kann von Chip zu Chip verschieden groß sowie positiv oder negativ sein.
Da die Empfänger
nach dem Stand der Technik aus zwei Stufen bestehen, aus einer ersten
als Transimpedanzverstärkerstufe
beschalteten und einer zweiten als Spannungsverstärker beschalteten,
wird der durch die erste Stufe erzeugte statische Offset durch die
der ersten Stufe nachgeschaltete zweite Stufe noch verstärkt. Durch
diesen Offset wird eine impulsgetreue Signalerzeugung durch einen
der Transimpedanzstufe nachgeschalteten Komparator gestört.
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Aus
dem Stand der Technik sind mehrere Verfahren zur Kompensation des
statischen Offset bekannt.
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Ein
erstes Verfahren besteht in der Messung des statischen Offsets und
dessen Kompensation im laufenden Betrieb nach dem Chopper-Prinzip.
Die Nachteile dieses Verfahrens liegen in der Notwendigkeit einer
aktiven Zusatzschaltung zur Messung und Kompensation, einem großen Ladekondensator,
einem durch diese Anordnung bedingten erhöhten Strom- und Flächenbedarf
sowie möglicher
Störabstrahlungen
durch den Taktgenerator der Zusatzschaltung. Die Messung und Kompensation
des Offsets muss in den Impuls- oder Übertragungspausen erfolgen,
somit ist dieses Verfahren für
ein zeitkontinuierliches Eingangssignal ungeeignet, da beispielsweise
bei einem Infrarotempfänger
nicht bekannt ist, zu welchem Zeitpunkt Lichtimpulse eintreffen.
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Ein
zweites Verfahren besteht in der Abtrennung des statischen Offset
durch Koppelkapazitäten. Diese
werden zwischen den Ausgängen
der Transimpedanzstufe und den Eingängen eines nachfolgenden Komparators
eingefügt.
Da für
eine originalgetreue Signalübertragung
eine tiefe untere Grenzfrequenz notwendig ist, müssen die Koppelkondensatoren
entsprechend groß dimensioniert
sein. Somit besteht ein Nachteil dieser Lösung im erhöhten Flächenbedarf für die Koppelkondensatoren.
Ein weiterer Nachteil besteht in der Erzeugung von zusätzlichen
Polstellen in der Übertragungsfunktion
der Gesamtanordnung durch die Koppelkapazitäten im Zusammenspiel mit weiteren
Schaltungskomponenten. Somit sind umfangreiche Maßnahmen
zur Realisierung einer standardgerechten Übertragung nach dem IrDA-Protokoll notwendig,
da neben den Impulsen des Eingangspatterns keine weiteren Impulse durch
die Eigendynamik der Anordnung generiert werden dürfen.
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Eine
dritte Möglichkeit
besteht in der Kalibrierung der Transimpedanzstufe während des
Produktionsprozesses. Zur Durchführung
dieser Kalibrierung müssen
auf dem Chip kalibrierbare Zusatzelemente mit einer entsprechenden
Beschaltung vorgesehen sein. Diese Zusatzelemente werden dann beispielsweise
durch einen Laser abgeglichen, wobei dieser Vorgang meist aus mehreren
zu wiederholenden Kalibrier- und Messvorgängen besteht, ehe der Chip
abgeglichen ist. Die Nachteile dieser Lösung bestehen somit im erhöhten Platzbedarf
durch die Zusatzelemente sowie in der zeitintensiven und aufwändigen Kalibrierung
selbst.
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Diese
Kompensationsverfahren sind für
kleine preiswerte Chips, welche für differenzierende Protokolle,
wie beispielsweise die Spezifikationen SIR (Serial Infrared) oder
MIR (Medium Infrared), eingesetzt werden, wegen der beschriebenen
Nachteile ungeeignet.
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Der
Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung,
vorzugsweise für
einen Infrarot- empfänger
anzugeben, mit welcher der statische Offset, welcher bei der Strom-Spannungs-Wandlung
der empfangenen Eingangsimpulse bzgl. Empfindlichkeit oder Fehlfunktionen
störend
wirkt, verringert wird.
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Gemäß der Erfindung
wird die Aufgabe bei einer Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung der
eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die Ausgänge der
zweiten Stufe auf die Eingänge
der ersten Stufe der mehrstufigen Transimpedanzstufe rückgekoppelt
sind.
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Während im
Stand der Technik jede Teilstufe einer mehrstufigen Transimpedanzstufe über einen eigenen
Rückkoppelungszweig verfügt, ist
gemäß der Erfindung
nur ein Rückkoppelungszweig
für beide
Stufen vorgesehen. Dieser ist derart ausgeführt, dass die Elemente der
Rückkoppelung
zwischen einem ersten Ausgang („outn") der zweiten Stufe und einem ersten
Eingang („inp") der ersten Stufe,
sowie zwischen einem zweiten Ausgang („outp") der zweiten Stufe und einem zweiten
Eingang („inn") der ersten Stufe
der mehrstufigen Transimpedanzstufe angeordnet sind.
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Die
Strom-Spannungs-Wandlung wird somit über beide Stufen der mehrstufigen
Transimpedanzstufe ausgeführt.
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Durch
diese Art der Rückkoppelung
wird erreicht, dass der statische Offset des Gesamtverstärkers durch
Verwendung einer Transimpedanz in der Rückkoppelung der mehrstufigen
Transimpedanzstufe nur mit einem Verstärkungsfaktor von „Eins" an den Ausgang der
Transimpedanzstufe transformiert wird.
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Die
Größe des verbleibenden
statischen Offsets ist beispielsweise durch Verwendung von Bipolartransistoren
in den beiden Differenzstufen so gering, dass sie in der Toleranz
der Komparatorschaltschwelle eines nachgeschalteten Komparators
untergeht.
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In
einer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Ausgänge der
mehrstufigen Transimpedanzstufe direkt mit den Eingängen des
nachgeschalteten Komparators verbunden sind.
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Im
Stand der Technik erfolgt die Koppelung der Ausgänge der Transimpedanzstufe
an die Eingänge
eines nachfolgenden Komparators über
Koppelkapazitäten.
Da durch die erfindungsgemäße Lösung der
statische Offset sehr klein ist, werden die Ausgänge der Transimpedanzstufe
direkt mit den Eingängen
des Komparators verbunden. Somit wird zum einen die für Koppelkondensatoren
notwendige Chipfläche
eingespart und zum anderen eine zusätzliche Polstelle in der Übertragungsfunktion
der Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung vermieden.
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In
einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass
zwischen den Ausgängen der
Transimpedanzstufe eine das Ausgangssignal auf einen Schwellwert
begrenzende Stufe angeordnet ist.
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Zur
Sicherung einer fehlerfreien und impulsgetreuen Signalverarbeitung
durch einen der Transimpedanzstufe nachgeschalteten Komparator ist
es vorteilhaft, die Ausgangsspannung und somit die Komparatoreingangsspannung
in der Signalamplitude des Differenzausgangssignals, beispielsweise
auf einen Spannungswert von U ≤ 400
mV zu begrenzen.
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Die
Erfindung soll nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele näher erläutert werden.
In den zugehörigen\Zeichnungen
zeigt
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1 eine Übersichtsdarstellung
eines IrDA-Empfängers
nach dem Stand der Technik,
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2 eine
erfindungsgemäße Transimpedanzstufe
und
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3 eine
erfindungsgemäße Transimpedanzstufe
für die
IrDA-Protokolle SIR und MIR.
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik. Diese besteht
aus einer mit einer Vorspannungserzeugung 2 verschalteten
Fotodiode 1, welche über
erste Koppelkapazitäten 3 mit einer
mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 verbunden ist. Die Ausgänge der
mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 sind mit den Eingängen einer
automatischen Verstärkungsregelung 5 verbunden.
Der Ausgang der automatischen Verstärkungsregelung 5 ist
mit dem Verstärkungsregelungseingang
der mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 zur Verstärkungsregelung der
Stufe verbunden. Die Ausgänge
der mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 sind weiterhin über zweite Koppelkapazitäten 6 mit
den Eingängen
eines Komparators 7 verbunden. Dem Komparator 7 kann
zur Aufbereitung des Komparatorausgangssignals für eine nachfolgende Verarbeitung
eine digitale Nachbehandlungsstufe 8 nachgeschaltet sein,
welche dann das Ausgangssignal des IrDA-Empfängers am Ausgang RxD 9 bereitstellt.
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In
der 2 ist eine Realisierungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung
zur Strom-Spannungs-Wandlung in einem IrDA-Empfänger
dargestellt. In dieser Darstellung ist die zweistufige Transimpedanzstufe
mit der über
beide Stufen geführten Rückkoppelung
dargestellt.
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Die
Anordnung weist neben den zwei Eingängen „inp" und „inn", den zwei Ausgängen „outn" und „outp" einen Anschluss für eine Betriebsspannung „Vcc", einen Anschluss
für das
Masse-Potential und einen Verstärkungsregelungseingang „V_AGC" auf.
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Die
Eingänge
der Transimpedanzstufe „inp" und „inn" sind jeweils mit
einem Basisanschluss des bipolaren Eingangsdifferenzverstärkers, welcher
aus den Transistoren Q0 und Q1 besteht und die erste Stufe der mehrstufigen
Transimpedanzstufe darstellt, verbunden. Die Kollektoren der Transistoren
Q0 und Q1 sind über
die Widerstände
R0 und R1 mit der Betriebsspannung „Vcc" verbunden. Die Emitter der Transistoren
Q0 und Q1 sind gemeinsam mit der Stromquelle I0 verbunden, wobei
der zweite Anschluss der Stromquelle I0 mit dem Masse-Potential verbunden
ist.
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Zur
Verbesserung der Großsignalfestigkeit der
ersten Stufe sind zwischen den Kollektoren der Transistoren Q0 und
Q1 die Transistoren Q5 und Q6, welche als Dioden geschaltet sind,
angeordnet, mittels derer eine Differenzsignalbegrenzung realisiert wird.
Diese Begrenzung ist beispielsweise für den Fall notwendig, dass
ein Infrarotsender seine Lichtimpulse in unmittelbarer Nähe der Empfängerdiode
aussendet und somit ein großer
Fotostrom in der Empfängerdiode
erzeugt wird.
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Die
Ausgänge
des bipolaren Eingangsdifferenzverstärkers der erste Stufe, welche
an den Kollektoren der Transistoren Q0 und Q1 angeschlossen sind,
sind mit den Basisanschlüssen
der Transistoren Q3 und Q4 der nachfolgenden, geregelten Differenzverstärkeranordnung,
welche die zweite Stufe der mehrstufigen Transimpedanzstufe darstellt,
verbunden.
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Die
Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind über die Widerstände R3 und
R2 mit der Betriebsspannung „Vcc" verbunden. Die Emitter
der Transistoren Q3 und Q4 sind gemeinsam mit der Stromquelle I1
verbunden, wobei der zweite Anschluss der Stromquelle I1 mit dem
Masse-Potential verbunden ist.
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Die
Verstärkungsregelung
der zweiten Stufe erfolgt durch die n-Depletiontransistoren I2 und
I3, welche als regelbare Rückkoppelungswiderstände der
zweiten Stufe zugeschaltet sind.
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Die
Gate-Anschlüsse
der n-Depletiontransistoren I2 und I3 sind mit dem Verstärkungsregelungseingang „V_AGC" der Transimpedanzstufe
verbunden und werden somit durch die außerhalb dieser Anordnung erzeugte
Verstärkungsregelungsspannung
angesteuert. Der Drain-Anschluss des Transistors I2 ist mit dem
Kollektor des Transistors Q3, der Source-Anschluss mit der Basis
von Q3 und der Bulk-Anschluss mit dem Masse-Potential verbunden. Der
Drain-Anschluss des Transistors I3 ist mit dem Kollektor des Transistors
Q4, der Source-Anschluss mit der Basis von Q4 und der Bulk-Anschluss
mit dem Masse-Potential verbunden.
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Durch
das Signal „V_AGC" wird somit zwischen
den Endlagen „hochohmig" und „niederohmig", bezogen auf die
regelbaren Rückkoppelungswiderstände, geregelt.
Im Zustand „hochohmig" erfolgt somit fast
keine Rückkoppelung
der geregelten Differenzverstärkeranordnung,
was einer maximalen Verstärkung
der Eingangsspannung der zweiten Stufe entspricht. Im Zustand „niederohmig" erfolgt durch eine
maximale Rückkoppelung
innerhalb der geregelten Differenzverstärkeranordnung eine Verringerung
der Verstärkung
der Stufe. Diese Verstärkungs regelung
erfolgt unter Nutzung des internen Ausgangswiderstands der ersten
Stufe und gewährleistet,
dass die Transistoren Q3 und Q4 nicht in den Sättigungsbereich gelangen.
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Die
Ausgänge
der Transimpedanzstufe „outp" und „outn" sind mit den Kollektoren
der Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Erfindungsgemäß erfolgt
die Rückkoppelung über beide
Stufen derart, dass der Ausgang „outn" über
die Rückkoppelelemente
C2 und R5 auf den Eingang „inp" und der Ausgang „outp" über die Rückkoppelelemente C3 und R4 auf
den Eingang „inn" geschaltet ist.
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Durch
diese Beschaltung wird erreicht, dass der statische Offset der Transimpedanzstufe
nur mit einem Verstärkungsfaktor
von 1 an den Ausgang der Stufe transformiert wird.
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Somit
ergibt sich die vorteilhafte Möglichkeit, die
Ausgänge
der Transimpedanzstufe „outn" und „outp" direkt, also ohne
zweite Koppelkapazitäten 6, mit
den Eingängen
des nachgeschalteten Komparators zu verbinden und somit eine durch
eine kapazitive Offsetabtrennung entstehende zusätzliche Polstelle zu vermeiden.
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Die
Ausführung
des Rückkoppelelemente der
Transimpedanzstufe zum Zwecke der Strom-Spannungs-Wandlung erfolgt
zweckmäßigerweise
mit einem linearen und in integrierter Form kapazitätsarmen
Element, um entsprechend dem kritischeren Phasengang des mehrstufigen
Verstärkers gegenüber einer
einstufigen Ausführung
mit gleicher Technologie, ein stabiles Phasenverhalten zu realisieren.
Dazu gehört
weiterhin die Kompensation der durch die integrierten Transimpedanzwiderstände R4 und
R5 verursachten Tiefpassanteile in der Rückkoppelung mittels ebenfalls
in die Rückkoppelung
geschalteter Hochpasskapazitäten
C2 und C3.
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Zur
Vermeidung einer zu großen
Differenzausgangsspannung an den Ausgängen „outn" und „outp" der Transimpedanzstufe ist gemäß der Darstellung
in der 2 zwischen den Ausgängen eine aus den Elementen
M0, M1, R6 und R7 bestehende Ausgangssignalbegrenzungsschaltung
angeordnet. Mittels dieser wird die Differenzausgangsspannung auf
eine Größe kleiner
gleich 400 mV begrenzt.
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Ein
zweites Ausführungsbeispiel
ist in der 3 dargestellt. Diesem Beispiel
ist die bereits erläuterte
Transimpedanzstufe aus dem ersten Ausführungsbeispiel zugrunde gelegt.
Zur Realisierung einer Umschaltung zwischen den IrDA-Protokollen
SIR und MIR weist die Transimpedanzstufe einen Mode-Eingang auf.
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Die
schaltungstechnische Realisierung der Stromquellen I0 und I1 erfolgt
derart, dass von der Betriebsspannung ausgehend die Widerstände R8, R9,
der Transistor Q7 und ein den Eingangstransistor M3 der Strombank
realisierendes Element in Reihe gegen das Masse-Potential geschaltet
sind. Die Stromquelle I0 wird durch den MOSFET-Transistor M4 und
die Stromquelle I1 durch den MOSFET-Transistor M5 realisiert. Dabei
ist dem Widerstand R8 eine Drain-Source-Strecke eines MOSFET-Transistors M2 parallel
geschaltet. Der Gate-Anschluss des MOSFET-Transistor M2 ist mit
dem Mode-Eingang der Anordnung verbunden. Somit kann der Widerstand
R8 durch das Steuersignal am Mode-Eingang je nach genutztem IrDA-Protokoll
(SIR oder MIR) bei gesperrtem M2 in der Reihenschaltung voll wirksam oder
bei durchgesteuertem M2 nicht wirksam sein und derart den Strom
in der Strombank ändern.
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Die
Kollektorwiderstände
R0, R1, R3 und R2 sind im zweiten Ausführungsbeispiel jeweils als
zwei in Reihe geschaltete Teilwiderstände ausgeführt. Dabei ist jeweils einer
der Teilwiderstände
von R0, R1, R3 und R2 durch einen MOSFET-Transistor M6, M7, M8 und M9 überbrückt. Die
Gate-Anschlüsse
der MOSFET-Transistoren M6, M7, M8 und M9 sind mit dem Mode-Eingang verbunden.
Somit kann der resultierende Widerstandswert der Kollektorwiderstände je nach
genutztem IrDA-Protokoll (SIR oder MIR) verändert werden.
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Auch
die wirksamen Elemente der erfindungsgemäßen Rückkoppelung werden durch das Mode-Signal
gesteuert an das jeweilige IrDA-Protokoll
angepasst. Zu diesem Zweck ist beispielsweise der Kapazität C2 aus
der 2 eine Reihenschaltung, bestehend aus einer Teilkapazität von C2
und einem durch das Mode-Signal gesteuerten MOSFET-Transistor M13,
parallel geschaltet. Somit ergibt sich bei einem gesperrten MOSFET-Transistor
M13 die wirksame Kapazität
der Rückkoppelung
nur aus einer Teilkapazität.
Bei durchgesteuertem MOSFET-Transistor M13 ergibt sich die wirksame
Kapazität
der Rückkoppelung
aus der Parallelschaltung beider Teilkapazitäten. Das zweite Element dieser
Rückkoppelung,
welches gemäß 2 aus
dem Widerstand R5 besteht, ist durch eine Reihenschaltung von zwei
Teilwiderständen
ausgeführt,
wobei wiederum ein Teilwiderstand durch die parallel zu diesem geschaltete
Drain-Source-Strecke eines MOSFET-Transistors M11 gesteuert durch
das Mode-Signal wirksam ist oder nicht.
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Diese
Umschaltmöglichkeiten
sind auch in dem zweiten Rückkoppelzweig äquivalent
ausgeführt.
Dabei sind der MOSFET-Transistor
M12 mit einer Teilkapazität
von C3 in Reihe und der MOSFET-Transistor M10 einem Teilwiderstand
von R4 parallel geschaltet.
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Zwischen
den Ausgängen „outn" und „oup" ist wiederum die
aus dem Elementen M0, M1, R6 und R7 bestehende Ausgangssignalbegrenzungsschaltung
angeordnet.
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- 1
- Fotodiode
- 2
- Vorspannungserzeugung
- 3
- erste
Koppelkapazitäten
- 4
- mehrstufige
Transimpedanzstufe
- 5
- automatische
Verstärkungsregelung
- 6
- zweite
Koppelkapazitäten
- 7
- Komparator
- 8
- digitale
Nachbehandlungsstufe
- 9
- Ausgang
RxD