DE102004043241A1

DE102004043241A1 - Transimpedanzverstärker mit veränderbarer Ausgangsamplitude und weitem Eingangsdynamikbereich

Info

Publication number: DE102004043241A1
Application number: DE102004043241A
Authority: DE
Inventors: Lothar Schmidt; Karlheinz Muth; Martin Braier
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 2003-09-08
Filing date: 2004-09-07
Publication date: 2005-06-09
Anticipated expiration: 2024-09-08
Also published as: US20050052231A1; DE102004043241B4; US6864751B1

Abstract

Eine Transimpedanzverstärkerschaltung, die Trasistoren, eine konstante Stromquelle, einen Lastwiderstand und den Rückkopplungswiderstand mit einer Nebenschlussschaltung, die aus zusätzlichen Transistoren besteht, die zum Beispiel mit elektrisch veränderbaren Spannungsquellen angesteuert werden, umfasst. In einer biopolaren NPN-Implementierung besteht die Verstärkerstufe aus einem Emitterschaltungs-Eingangstransistor Q1, ein Transistor Q2, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, fungiert als Emitterfolger. Ein Widerstand RF, der zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die Basis des ersten Transistors geschaltet ist, liefert eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung vom Verstärker an dessen Eingang. Die Ausgangsspannung VOUT wird am Emitterknoten des zweiten Transistors erzeugt. Eine Nebenschlussschaltung besteht aus einem dritten und einem vierten Transistor Q3 und Q4, die parallel zum Widerstand RF geschaltet sind. In einem Ausführungsbeispiel werden die Basisknotenspannungen der Transistoren Q3 und Q4 durch Steuerspannungsquellen eingestellt. Durch eine entsprechende Implementierung dieser Spannungsquellen werden die maximale und die minimale Grenze der Ausgangsspannung VOUT festgesetzt, was leicht mit beliebiger Abhängigkeit von Temperatur oder Versorgungsspannung implementiert werden kann.

Description

Technisches Gebiet der Erfindung
Allgemein findet diese Erfindung bei analogen elektronischen Schaltungen Anwendung. Konkreter bezieht sie sich auf Transimpedanzverstärker.
Hintergrund der Erfindung

Transimpedanzverstärker werden dafür verwendet, Stromsignale zu verstärken und in Spannungssignale umzuwandeln. Die Eingangsstromquelle weist bei niedrigen Frequenzen normalerweise eine hohe Impedanz auf, die bei den meisten Anwendungen mit Parasitärkapazität nebengeschlossen ist. Diese Kapazitäten senken die Quellenimpedanz bei hohen Frequenzen. Als Folge dessen ist es für einen Transimpedanzverstärker vorteilhaft, wenn er eine niedrige Eingangsimpedanz über einen weiten Frequenzbereich bietet.

In Breitband-Lichtwellenleiter-Datenübertragungssystemen werden Transimpedanzverstärker zum Beispiel durch Photodioden angesteuert. In Abhängigkeit von der Lichtintensität am Fasereingang und in Abhängigkeit von der Länge und der Qualität der Faserverbindung kann der durch die Photodiode erzeugte Strom um mehrere Größenordnungen variieren.

Um ein gutes Rauschverhalten zu erreichen, muss die Transimpedanz des Verstärkers so weit wie möglich maximiert werden, was normalerweise durch die Bandbreitenanforderungen des Verstärkers begrenzt ist. Transimpedanzverstärker nach dem Stand der Technik in heutigen Datenübertragungssystemen benötigen niedrige Versorgungsspannungen, z.B. SV, 3,3V oder niedriger. Diese drei Anforderungen – weiter Eingangsstrom-Dynamikbereich, hohe Transimpedanz und niedrige Versorgungsspannung, führen zu Problemen mit Transimpedanzverstärkern nach dem Stand der Technik, die unter Bezugnahme auf die in den 1a, 1b und 1c gezeigten Transimpedanzverstärker ausführlich erörtert werden.

Der Transimpedanzverstärker nach dem Stand der Technik in 1a besteht aus einem Eingangstransistor Q1, einem Lastwiderstand RL, einem Ausgangstransistor Q2, einer konstanten Stromquelle I1 und einem Rückkopplungswiderstand RF. Der Eingangsstrom wird an die Basis des Emitterschaltungstransistors Q1 angelegt. Der Kollektor dieses Transistors ist unter Verwendung eines Lastwiderstands RL mit der positiven Versorgungsspannung VCC verbunden. Die Basis des Emitterfolger-Transistors Q2 ist mit dem Kollektor von Q1 verbunden. Der Kollektor von Q2 ist mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Emitter dieses Transistors wird durch die konstante Stromquelle I1 angesteuert. Eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung wird durch einen Rückkopplungswiderstand geliefert, der zwischen den Emitter von Q2 und die Basis von Q1 geschaltet ist. Die Ausgangsspannung VOUT ist am Emitter von Q2 verfügbar.

Unter Annahme eines Basis-Emitter-Spannungsabfalls von circa 900mV, was einen typischen Wert für bipolare Schaltungstechnologien nach dem Stand der Technik darstellt, beträgt die Spannung am Basisknoten von Q1 900mV in Bezug auf Masse. Ohne ein Eingangsstromsignal IIN und unter Vernachlässigung der endlichen Stromverstärkung von Q1 (d.h. angenommen IBQ1 = 0) beträgt die Ausgangsspannung VOUT ebenfalls 900mV. In einem typischen Lichtwellenleiter-Übertragungssystem, das im Gbps-Bereich betrieben wird, weisen die Eingangsstromwerte einen breiten Dynamikbereich von z.B. 10μA bis 2mA auf. Um eine ausreichende Empfindlichkeit und Verstärkung zu liefern, sollte der Rückkopplungswiderstand RF circa 5k betragen. Folglich würde beim maximalen Eingangsstrom IIN = 2mA der Spannungsabfall am Rückkopplungswiderstand RF 10V betragen. Die entsprechende theoretische Ausgangsspannung wäre –9,1V, was offensichtlich mit einer einzelnen positiven 5,0 oder 3,3V Stromversorgung unmöglich ist.

Jegliche Begrenzungen des Dynamikbereichs sind für die meisten Anwendungen unerwünscht. Auch ist die Bereitstellung von doppelten Spannungsquellen, um den Dynamikbereich auszuweiten, teuer und nicht praktisch. Daher verwenden andere Transimpedanzverstärker nach dem Stand der Technik MOSFET-Bauelemente in nachgebenden Rückkopplungsschleifen, um dieses Problem zu überwinden. Diese MOSFET-Bauelemente sind an Widerstände gekoppelt und begrenzen oder kappen somit die Ausgangsspannung des Transimpedanzverstärkers. Ein Beispiel einer solchen Art Transimpedanzverstärker wird im United States Patent 5,532,471: „Optical Transimpedance Amplifier With High Dynamic Range" von H. Khorramabadi u.a. offenbart. 1 der genannten Patentschrift ist hierin als 1b (Stand der Technik) abgedruckt. Derartige Lösungen haben zahlreiche Nachteile. Für eine monolithische Integration erfordern sie ein BiCMOS-Verfahren, bei dem sowohl bipolare als auch CMOS-Bauelemente auf einem einzelnen Substrat implementiert werden, was eine teure Lösung darstellt. Außerdem erfordert diese Lösung eine Niederfrequenz-Anpassungsschleife, die zu einer unzulänglichen Leistungsfähigkeit führen kann, wenn der Pegel des Eingangsstroms wie bei Stoßbetriebsanwendungen schnell variiert.

Dieselben Nachteile gelten für das Verfahren, das im United States Patent 6,583,671 B2: „Stable AGC Transimpedance Amplifier With Expanded Dynamic Range" von J.G. Chatwin offenbart wird. Welches ebenfalls MOSFET-Bauelemente parallel zum Transimpedanz-Rückkopplungswiderstand verwendet.

Ein unterschiedliches Verfahren wird im United States Patent 5,708,292:
„Method And Apparatus For Providing Limiting Transimpedance Amplification" von W.A. Gross verwendet. 2 der genannten Patentschrift ist hierin als 1c (Stand der Technik) abgedruckt. Der Spannungsabfall am Rückkopplungswiderstand RF wird durch Dioden bzw. vorzugsweise Schottky- Dioden begrenzt. Im Vergleich zur oben beschriebenen MOSFET-Lösung bestehen die Vorteile dieses Verfahrens in der Einfachheit, der Billigkeit und der Eignung für Eingangssignale mit sich schnell ändernden Amplitudenpegeln. Diese Lösung leidet jedoch unter mehreren Nachteilen: Während Dioden immer in bipolaren Technologien verfügbar sind, sind die bevorzugten Schottky-Dioden in modernen bipolaren Technologien nicht vorhanden, da in den heutigen Technologien für die Verbindung der Bauelemente Polysilizium unter der Metallisierung verwendet wird. Der Spannungsabfall an Dioden entspricht jedoch dem Basis-Emitter-Spannungsabfall von bipolaren Transistoren, wodurch sich Arbeitspunktprobleme im in 1c eingezeichneten Schaltkreis ergeben. Außerdem ist der Spannungsabfall an der Diode in hohem Maße abhängig von der Temperatur. Folglich nimmt die Ausgangsspannung des in 1c eingezeichneten Schaltkreises bei zunehmender Temperatur stark ab, wodurch der Betrieb eingeschränkt wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Es wird ein verbesserter Transimpedanzverstärker geboten, um die oben unter Bezugnahme auf den Stand der Technik beschriebenen Beschränkungen zu überwinden. In Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine verbesserte Transimpedanzverstärkerschaltung geliefert, die den Spannungsabfall am Rückkopplungswiderstand begrenzt. Die Schaltung enthält einen Transimpedanzverstärker, der aus Transistoren, einer konstanten Stromquelle, einem Lastwiderstand und einem Rückkopplungswiderstand mit einer Nebenschlussschaltung besteht, die aus zwei zusätzlichen Transistoren besteht, die zum Beispiel von elektrisch veränderbaren Spannungsquellen angesteuert werden. Die elektrisch veränderbaren Spannungsquellen könnten auch dynamisch eingestellt werden.

In einer bipolaren Voll-NPN-Implementierung besteht die Verstärkerstufe aus einem Emitterschaltungs-Eingangstransistor, wobei das Eingangsstromsignal IIN mit dem Basisknoten verbunden ist, und der Kollektor des Transistors durch einen Lastwiderstand mit der positiven Versorgungsspannung verbunden ist. Ein zweiter Transistor, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, fungiert als Emitterfolger. Der Kollektor des zweiten Transistors ist mit der positiven Versorgungsspannung verbunden, während der Emitter von einer mit Masse verbundenen Stromquelle angesteuert wird. Ein zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die Basis des ersten Transistors geschalteter Widerstand liefert eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung vom Verstärkerausgang an dessen Eingang. Die Ausgangsspannung VOUT wird am Emitterknoten des zweiten Transistors erzeugt.

Die Nebenschlussschaltung besteht aus einem dritten und einem vierten Transistor, wobei der Emitter des dritten Transistors und der Kollektor des vierten Transistors jeweils mit dem Emitter des zweiten Transistors verbunden sind, und der Kollektor des dritten Transistors und der Emitter des vierten Transistors jeweils mit dem Basisknoten des ersten Transistors verbunden sind. Die Basisknotenspannungen des dritten und vierten Transistors können durch zwei Steuerspannungsquellen eingestellt werden.

Ein Vorteil von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass sie auf so gut wie jedes Schaltungsintegrationsverfahren, einschließlich Nicht-Silizium-Technologien, übertragen werden kann.

Ein weiterer Vorteil von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die begrenzte Ausgangsamplitude für beliebige Abhängigkeiten von Parametern, wie zum Beispiel Temperatur und Versorgungsspannung, ausgelegt werden kann.

Ein zusätzlicher Vorteil von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass Parasitäreffekte, wie zum Beispiel Pulsbreitenverzerrungen bei Überlastungszuständen, die durch unterschiedliche Anstiegs- und Abfallzeiten verursacht werden, kompensiert werden können.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1a ist ein Schaltplan eines Transimpedanzverstärkers nach dem Stand der Technik.
1b ist ein Schaltplan eines Transimpedanzverstärkers nach dem Stand der Technik mit automatischer Verstärkungsregelung unter Verwendung eines MOSFET-Bauelements.
1c ist ein Schaltplan eines Transimpedanzverstärker nach dem Stand der Technik unter Verwendung einer Dioden-Begrenzerkonfiguration.
2 ist der Grundschaltplan, der ein Verfahren zur Implementierung eines Transimpedanzverstärkers mit veränderbarer begrenzter Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
3 ist ein Schaltplan eines alternativen Ausführungsbeispiels eines Transimpedanzverstärkers mit veränderbarer begrenzter Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Schaltplan eines alternativen verbesserten Ausführungsbeispiels eines Transimpedanzverstärkers mit veränderbarer begrenzter Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein Schaltplan eines alternativen verbesserten Ausführungsbeispiels eines Transimpedanzverstärkers mit veränderbarer weich begrenzter Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
6 ist ein Schaltplan eines alternativen verbesserten Ausführungsbeispiels eines Transimpedanzverstärkers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, der eine verbesserte Steuerspannungserzeugung beinhaltet.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Ein integrierbarer Transimpedanzverstärker mit veränderbarer begrenzter Ausgangsspannung und weitem Eingangsstrom-Dynamikbereich gemäß eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung wird in 2 gezeigt. Der Schaltungsaufbau enthält einen Transimpedanzverstärker, der aus Transistoren, einer konstanten Stromquelle, einem Lastwiderstand und dem Rückkopplungswiderstand mit einer Nebenschlussschaltung besteht, die aus den zusätzlichen Transistoren besteht, die zum Beispiel mit elektrisch veränderbaren Spannungsquellen angesteuert werden.
Das in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel bietet eine bipolare Voll-NPN-Implementierung der vorliegenden Erfindung. Die Verstärkerstufe besteht aus einem Emitterschaltungs-Eingangstransistor Q1, wobei das Eingangsstromsignal IIN mit dem Basisknoten verbunden ist, und der Kollektor des Transistors durch einen Lastwiderstand RL mit der positiven Versorgungsspannung VCC verbunden ist. Ein zweiter Transistor Q2, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, fungiert als Emitterfolger. Der Kollektor des zweiten Transistors Q2 ist mit der positiven Versorgungsspannung verbunden, während der Emitter von einer mit Masse verbundenen Stromquelle I1 angesteuert wird. Ein zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die Basis des ersten Transistors geschalteter Widerstand RF liefert eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung vom Verstärkerausgang an dessen Eingang. Die Ausgangsspannung VOUT wird am Emitterknoten des zweiten Transistors erzeugt.
Eine Nebenschlussschaltung besteht aus einem dritten und einem vierten Transistor Q3 bzw. Q4, wobei der Emitter von Q3 und der Kollektor von Q4 jeweils mit dem Emitter des zweiten Transistors Q2 verbunden sind, und der Kollektor von Q3 und der Emitter von Q4 jeweils mit dem Basisknoten des ersten Transistors Q1 verbunden sind. Die Basisknotenspannungen der Transistoren Q3 und Q4 können durch die Steuerspannungsquellen VC1 bzw. VC2 eingestellt werden. Wobei VC1 zwischen die Basis des dritten Transistors Q3 und Masse (GND) geschaltet ist, und VC2 zwischen die Basis des vierten Transistors Q4 und den Emitter des zweiten Transistors Q2 geschaltet ist.
Durch eine entsprechende Implementierung dieser Spannungsquellen VC1 und VC2 werden die maximale und die minimale Grenze der Ausgangsspannung VOUT festgesetzt, was leicht mit beliebiger Abhängigkeit von Temperatur oder Versorgungsspannung implementiert werden kann.
Unter Annahme eines konstanten Basis-Emitter-Spannungsabfalls VBE bei normalem Betrieb von Q1 und Q4 im Falle von hohen Eingangsströmen IIN, kann die maximale Ausgangsspannung VOUT,MAX des Schaltkreises in 2 folgendermaßen approximiert werden:
Unter Annahme eines konstanten Basis-Emitter-Spannungsabfalls VBE bei normalem Betrieb von Q3 im Falle von hohen negativen Eingansströmen IIN kann die minimale Ausgangsspannung durch die folgende Gleichung approximiert werden:
Bei Vernachlässigung des Basisstroms von Q1 tritt eine Begrenzung der Ausgangsspannung für positive Werte IIN, die folgendermaßen berechnet werden, auf
Die Bedingung für eine begrenzte Ausgangsspannung bei Anlegen eines negativen Stroms ist in (4) gegeben:
In Abhängigkeit von den Temperaturkoeffizienten der Steuerspannungen VC1 und VC2 können die minimale und die maximale Grenze der Ausgangsspannung VOUT beliebig mit positiver, negativer oder ohne Temperaturabhängigkeit realisiert werden. Des Weiteren kann eine Abhängigkeit von irgendeiner anderen elektrischen Variablen, wie zum Beispiel der Versorgungsspannung, leicht implementiert werden.
Da die Begrenzung der Ausgangsspannung keine langsame Regelschleife erfordert, ist die Schaltung gemäß dieser Erfindung geeignet für Anwendungen, bei denen der Pegel des Eingangsstroms schnell variiert, so wie bei Impulsbetrieb-Systemen.
Die minimale und die maximale Grenze der Ausgangsspannung VOUT können unabhängig voneinander eingestellt werden. Des Weiteren können die beliebigen Abhängigkeiten von Temperatur, Versorgungsspannung oder irgendeinem anderen elektrischen Parameter bei beiden Steuerspannungen VC1 und VC2 unterschiedlich sein.
Als Folge dessen können Parasitäreffekte, einschließlich aber nicht ausschließlich Pulsbreitenverzerrungen, die durch unterschiedliche Anstiegs- und Abfallzeiten der Ausgangsspannung verursacht werden, durch die Verwendung unterschiedlicher Spannungspegel für die Steuerspannungen VC1 und VC2, sowie bei Bedarf durch unterschiedliche Abhängigkeiten dieser Spannungen von anderen Parametern, kompensiert werden.
Ein anderes Ausführungsbeispiel gemäß dieser Erfindung wird in 3 gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel basiert auf der unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen Konfiguration, jedoch werden die Spannungsquellen VC1 und VC2 aus 2 hier durch die Widerstände RC1 bzw. RC2 ersetzt. Der Spannungsabfall an diesen Widerständen wird durch die veränderbaren Stromquellen IC1 und IC2 festgesetzt. Zur Filterung können die Kondensatoren CC1 und CC2 parallel zu RC1 bzw. RC2 enthalten sein.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines integrierbaren Transimpedanzverstärkers mit veränderbarer begrenzter Ausgangsspannung und weitem Eingangsstrom-Dynamikbereich gemäß dieser Erfindung wird in 4 gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel ähnelt der Konfiguration in 3. Dieses Ausführungsbeispiel enthält Emitter-Rückkopplungsvorwiderstände in der Nebenschlussschaltung. Ein Widerstand RE1 ist zwischen den Emitter von Q3 und den Emitter von Q2 geschaltet. Ein zweiter Widerstand RE2 ist zwischen den Emitter von Q4 und die Basis von Q1 geschaltet. Dieses Ausführungsbeispiel ist dann vorteilhaft, wenn eine weiche Begrenzung der Ausgangsspannung in den beabsichtigten Anwendungen benötigt wird. Bei Eingangsströmen jenseits der in (3) und (4) festgelegten Grenzen wird der Transimpedanzwiderstand, wie unten in (5) gegeben, verringert:
In (5) stellt VT die Temperaturspannung dar und RE ist entweder gleich RE1 oder RE2, je nach der Polarität des Eingangsstroms IIN.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das auf der Schaltung in 4 basiert, wird in 5 gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel ist für Anwendungen mit hohen Bandbreitenanforderungen vorteilhaft. Der Emitter eines zusätzlichen Basisschaltungstransistors Q5 ist mit dem Kollektor von Q1 verbunden. Der Kollektor des zusätzlichen Transistors Q5 ist über den Lastwiderstand RL mit der positiven Versorgung VCC verbunden. Das Basispotential des Transistors Q5 ist mit einer Referenzspannung VRCB verbunden. Um einen genügenden Aussteuerungsbereich für Q5 zu garantieren, wird eine zusätzliche Spannungsquelle VLS in Reihe mit dem Emitterfolger Q2 benötigt. Die Spannungsquelle VLS ist zwischen den Emitter von Q2 und die Stromquelle I1 geschaltet.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in 6 gegeben. Dieses Ausführungsbeispiel ist für Anwendungen vorteilhaft, bei denen der Ausgang des Transimpedanzverstärkers dafür verwendet wird, einen Differenzeingang der Folgeschaltung anzusteuern. Als Referenz für das Ausgangssignal wird eine Dummystufe implementiert. Der Kollektor eines Emitterschaltungstransistors Q1' ist mit dem Emitter eines Basisschaltungstransistors Q5' verbunden. Der Basisknoten von Q5' wird von einer Referenzspannung VRCB angesteuert. Der Kollektor des Basisschaltungstransistors Q5' ist über einen Lastwiderstand RL' mit VCC verbunden. Die Basis eines Emitterfolgers Q2' ist mit dem Kollektor des Basisschaltungstransistors Q5' verbunden. Der Kollektor des Emitterfolgers Q2' ist mit einer positiven Versorgung VCC verbunden. Eine Spannungsquelle VLS' wird in Reihe mit dem Emitter von Q2' verwendet. Die Reihenschaltung von Q2' und VLS' wird von einer mit Masse (GND) verbundenen konstanten Stromquelle I1' versorgt. Ein Rückkopplungswiderstand RF' liefert eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung von I1' an den Basisknoten von Q1'. Die Ausgangsspannung dieses Transimpedanzverstärkers ist zwischen den Emitterknoten von Q2 und Q2' verfügbar.
Andere Ausführungsbeispiele
Obwohl die vorliegende Erfindung ausführlich beschrieben wurde, sollte es verstanden werden, dass verschiedene Umänderungen, Ersetzungen und Abänderungen hierzu gemacht werden könnten, ohne vom Erfindungsgedanken und vom Erfindungsumfang, wie in den beigefügten Ansprüchen festgelegt, abzuweichen.
Der Transimpedanzverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ist nicht auf bestimmte Technologien beschränkt. Er kann in allen bipolaren oder BiCMOS-Technologien implementiert werden. Ferner ist er nicht auf bipolare Silizium-Technologien beschränkt, sondern er kann auch in SiGE, GaAs, InP oder irgendeiner anderen Halbleitertechnologie verwendet werden. Außerdem kann er für eine umgekehrte Polarität unter Verwendung von PNP- an Stelle von NPN- Bauelementen entsprechend implementiert werden. Schließlich kann das Schaltungskonzept identisch in MOSFET- oder MESFET-Technologien verwendet werden, indem NPN mit N-Kanal-Bauelementen und PNP mit P-Kanal-Bauelementen ersetzt werden. Es wird ein theoretischer Transistor verwendet, um all diese Transistorarten zu verallgemeinern. Dieser theoretische Transistor hat einen Steuereingang, der das Gate/die Basis darstellen würde, und einen zweiten und einen dritten Anschluss, die jeweils die Source und den Drain oder den Emitter und den Kollektor darstellen würden.
Die begrenzte Ausgangsspannung dieses Schaltungsaufbaus kann mit den zwei Steuerspannungsquellen leicht eingestellt werden. Beliebige Abhängigkeiten von Temperatur, Versorgungsspannung oder irgendeinem anderen elektrischen Parameter können je nach beabsichtigter Anwendung realisiert werden. Des Weiteren können Pulsbreitenverzerrungen, die durch unterschiedliche Anstiegs- und Abfallzeiten der Ausgangsspannung verursacht werden, durch die Verwendung unterschiedlicher Spannungspegel für die Steuerspannungen, die die minimale und die maximale Ausgangsspannung festsetzen, kompensiert werden.

Claims

Transimpedanzverstärkerschaltung mit begrenzter Ausgangsspannung und weitem Eingangsstrom-Dynamikbereich, die Folgendes umfasst: a. einen ersten Transistor mit einem Eingangsstromsignal, das mit einem Steueranschluss verbunden ist, und einem zweiten und dritten Anschluss; b. einen zweiten Transistor mit einem Steueranschluss, der mit dem zweiten Anschluss des ersten Transistors verbunden ist und eine Ausgangsspannung an einem zweiten Anschluss liefert, und wobei ein dritter Anschluss des zweiten Transistors mit einer positiven Versorgungsspannung verbunden ist, c. einen Widerstand, der zwischen den zweiten Anschluss des zweiten Transistors und den Steueranschluss des ersten Transistors geschaltet ist und eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung vom Verstärkerausgang an dessen Eingang liefert, und d. eine Nebenschlussschaltung parallel zum Rückkopplungswiderstand, die einen dritten und einen vierten Transistor umfasst, von denen jeder einen Steueranschluss hat, wobei ein zweiter Anschluss sowohl des dritten als auch des vierten Transistors mit dem zweiten Anschluss des zweiten Transistors verbunden ist, und wobei der dritte Anschluss sowohl des dritten als auch des vierten Transistors mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Anschluss des zweiten Transistors durch eine erste mit Masse verbundene Stromquelle angesteuert wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Steueranschlüsse des dritten und des vierten Transistors durch eine erste und eine zweite Steuerspannungsquelle eingestellt werden.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 3, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Steuerspannungsquelle dynamisch eingestellt werden.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 3, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die erste Steuerspannungsquelle zwischen den ersten Anschluss des dritten Transistors und Masse (GND) geschaltet ist, und die zweite Steuerspannungsquelle zwischen den Steueranschluss des vierten Transistors und den zweiten Anschluss des zweiten Transistors geschaltet ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Steueranschlüsse des dritten und des vierten Transistors durch einen zweiten bzw. einen dritten Widerstand eingestellt werden, wobei der benötigte Spannungsabfall an diesen Widerständen durch eine erste und eine zweite einstellbare Stromquelle festgesetzt werden.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 6, die ferner einen ersten und einen zweiten Filterkondensator, die parallel zum zweiten bzw. dritten Widerstand geschaltet sind, umfasst.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster und ein zweiter Emitter-Rückkopplungsvorwiderstand in der Nebenschlusskonfiguration mit dem dritten bzw. dem vierten Transistor verwendet werden, und die mit dem dritten und dem vierten Transistor in Reihe geschaltet sind.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, die ferner einen fünften Transistor umfasst, der zwischen den Lastwiderstand RL, der mit der positiven Versorgung verbunden ist, und den ersten Anschluss des ersten Transistors geschaltet ist, wobei der Steueranschluss des fünften Transistors durch eine erste Referenzspannung festgelegt ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine dritte Spannungsquelle zwischen den zweiten Anschluss des zweiten Transistors und die erste Stromquelle geschaltet ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Dummystufe als Referenz für das Ausgangssignal implementiert wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 11, bei der die Dummystufe ferner einen Kollektor eines Emitterschaltungstransistors umfasst, der mit dem Emitter eines Basisschaltungstransistors verbunden ist, und wobei der Basisknoten des Basisschaltungstransistors durch eine Referenzspannung angesteuert wird, während der Kollektor des Basisschaltungstransistors über einen Lastwiderstand mit VCC verbunden ist, und einen Emitterfolger-Transistor, dessen Basis mit dem Kollektor des Basisschaltungstransistors verbunden ist, und wobei ein Kollektor des Emitterfolger-Transistors mit der positiven Versorgung VCC verbunden ist, und eine Spannungsquelle, die in Reihe mit dem Emitterfolger-Transistor verwendet wird, und wobei die Reihenschaltung des Emitterfolgertransistors und der Spannungsquelle von einer konstanten mit Masse verbundenen Stromquelle versorgt wird, und mit einem Rückkopplungswiderstand, der eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung von der Stromquelle an den Emitterschaltungstransistor liefert.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente NPN-Transistorbauelemente sind.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente PNP-Transistorbauelemente sind, und dass eine negative Versorgungsspannung für den Betrieb der Schaltung verwendet wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente N-Kanal-MOSFET-Bauelemente sind.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente N-Kanal-MESFET-Bauelemente sind.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente P-Kanal-MOSFET-Bauelemente sind, und dass eine negative Versorgungsspannung für den Betrieb der Schaltung verwendet wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass alle Transistorbauelemente P-Kanal-MESFET-Bauelemente sind, und dass eine negative Versorgungsspannung für den Betrieb der Schaltung verwendet wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung mit begrenzter Ausgangsspannung und weitem Eingangsstrom-Dynamikbereich, der Folgendes umfasst: a. einen Emitterschaltungs-Eingangstransistor Q1, bei dem das Eingangsstromsignal mit dem Basisknoten verbunden ist; b. einen Lasttransistor RL, der den Kollektor des Emitterschaltungs-Eingangstransistors mit der positiven Spannungsversorgung VCC verbindet; c. einen zweiten Transistor Q2, der als Emitterfolger fungiert und die Ausgangsspannung VOUT an seinem Emitter liefert, und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors Q1 verbunden ist, und wobei der Kollektor des zweiten Transistors mit der positiven Versorgungsspannung verbunden ist, während der Emitter durch eine mit Masse verbundene Stromquelle I1 angesteuert wird; d. einen Widerstand RF, der zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die Basis des ersten Transistors geschaltet ist und eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung vom Verstärkerausgang an dessen Eingang liefert, und e. eine Nebenschlussschaltung parallel zum Rückkopplungswiderstand RF, die einen dritten und einen vierten Transistor Q3 bzw. Q4 umfasst, wobei der Emitter von Q3 und der Kollektor von Q4 jeweils mit dem Emitter des zweiten Transistors Q2 verbunden ist, und der Kollektor von Q3 und der Emitter von Q4 jeweils mit dem Basisknoten des ersten Transistors Q1 verbunden ist, und die Basisknotenspannungen der Transistoren Q3 und Q4 durch Steuerspannungsquellen VC1 bzw. VC2 eingestellt werden, wobei VC1 zwischen die Basis des dritten Transistors Q3 und Masse (GND) geschaltet ist, und VC2 zwischen die Basis des vierten Transistors Q4 und den Emitter des zweiten Transistors Q2 geschaltet ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 19, ferner dadurch gekennzeichnet, dass VC1 und VC2 durch Widerstände RC1 bzw. RC2 ersetzt werden, wobei der benötigte Spannungsabfall an diesen Widerständen durch die veränderbaren Stromquellen IC1 und IC2 festgesetzt wird.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 20, die ferner zusätzliche Filterkondensatoren CC1 und CC2 parallel zu RC1 bzw. RC2 umfasst.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass Emitter-Rückkopplungsvorwiderstände RE1 und RE2 in der Nebenschlusskonfiguration verwendet werden, wobei RE1 zwischen den Emitter von Q3 und den Emitter von Q2 geschaltet ist, und RE2 zwischen den Emitter von Q4 und die Basis von Q1 geschaltet ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Basisschaltungstransistor Q5 mit dem Kollektor von Q1 verbunden ist, wobei der Kollektor des zusätzlichen Transistors Q5 über den Lastwiderstand RL mit der positiven Versorgung VCC verbunden ist, und das Basispotential des Transistors Q5 durch eine Referenzspannung VRCB festgesetzt ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine zusätzliche Spannungsquelle VLS in Reihe mit dem Emitterfolger Q2 enthalten ist, wobei die Spannungsquelle VLS zwischen den Emitter von Q2 und die Stromquelle I1 geschaltet ist.
Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine Dummystufe als Referenz für das Ausgangssignal VOUT implementiert ist, wobei der Kollektor eines Emitterschaltungstransistors Q1' mit dem Emitter eines Basisschaltungstransistors Q5' verbunden ist, und der Basisknoten des Transistors Q5' von einer Referenzspannung VRCB angesteuert wird, während der Kollektor des Basisschaltungstransistors Q5' über einen Lastwiderstand RL' mit VCC verbunden ist, und die Basis eines Emitterfolgers Q2' mit dem Kollektor des Basisschaltungstransistors Q5' verbunden ist, wobei der Kollektor des Emitterfolgers Q2' mit der positiven Versorgung VCC verbunden ist, und eine Spannungsquelle VLS' in Reihe mit dem Emitter von Q2' verwendet wird, und die Reihenschaltung von Q2' und VLS' von einer mit Masse (GND) verbundenen konstanten Stromquelle I1' versorgt wird, und mit einem Rückkopplungswiderstand RF', der eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung von I1' an den Basisknoten von Q1' liefert, und wobei die Ausgangsspannung dieses Transimpedanzverstärkers zwischen den Emitterknoten von Q2 und Q2' verfügbar ist.