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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine vollständig als
integrierte Schaltung ausgeführte
Integratorschaltung mit langer Zeitkonstante, die die Anwendung
in eine lange Zeitkonstante aufweisenden Rückführungsschleifen-Anordnungen
findet, wie z. B. in Steuerschaltungen in optischen Empfängern.
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Hintergrund
der Erfindung
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Die
immer ansteigenden Forderungen nach eine hohe Kapazität aufweisenden
Kommunikationssystemen haben zu dem weitverbreiteten Einsatz von
Lichtleitfaser-Netzwerken
in der ganzen Welt geführt.
Eine grundlegende Komponente derartiger Systeme ist eine Einrichtung
zur Umwandlung optischer Impulse, die einen digitalen Bitstrom bilden,
in elektrische Signale. Diese Komponente eines derartigen Systems
ist allgemein als ein optischer Empfänger bekannt.
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Die
Betriebsanforderungen eines derartigen Empfänger stellen eine große Herausforderung
dar. Der Empfänger
muss eine sehr niedrige Rauschcharakteristik aufweisen, derart,
dass er in der Lage ist, sehr niedrige Pegel des optischen Eingangssignals
in Systemen zu detektieren, die maximale Lichtleitfaser-Längen verwenden,
so dass eine hohe Verstärkung
für eine
maximale Empfindlichkeit erforderlich ist, doch muss der Verstärker umgekehrt
die hohen Pegel des optischen Eingangssignals in Systemen vertragen
können,
die kurze Lichtleitfaser-Längen
verwenden und somit eine niedrige Verstärkung erfordern. Als solcher
muss der optische Empfänger
einen großen
dynamischen Bereich haben, der in der Praxis lediglich mit irgendeiner
Form einer automatischen Verstärkungsregelung
(AGC) erzielt werden kann. Ein typischer optischer Empfänger 10 in Form
einer integrierten Schaltung (IC) ist in Blockschaltbild-Form in 1 gezeigt.
Dieser Empfänger
umfasst eine (durch eine gestrichelte Linie 12 markierte)
integrierte Schaltung, die eine Transimpedanzverstärkerstufe (die
durch eine gestrichelte Linie 14 markiert ist) mit einem
Integrator in einer Regelschleife einschließt, der die AGC bereitstellt.
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Wie
dies in 1 gezeigt ist, wird die optische
Eingangsleistung OPIN durch einen PIN-Dioden-Fotodetektor 16 in
einen elektrischen Strom IIN umgewandelt.
Dieser Strom IIN wird als ein Eingang dem
optischen IC-Verstärker 10 zugeführt. Der
Eingangsstrom IIN wird durch einen Transimpedanzverstärker (Tz
Amp) 18 verstärkt,
der den Eingangsstrom IIN in ein verstärktes Spannungs-Ausgangssignal
VOUT umwandelt. Um die Forderung nach einem
großen
dynamischen Bereich zu erfüllen,
wird die Ausgangsspannung VOUT des Tz-Amp 18,
die die Form eines Breitband-Datensignals hat und als ein Mehrfrequenz-Wechselspannungssignal
betrachtet werden kann, durch einen Gleichrichter/Spitzenwertdetektor 20 gleichgerichtet
oder Spitzenwert-demoduliert, um einen Gleichspannungs-Signalpegel VREC zum Vergleich mit einer vorgegebenen
Bezugs-Gleichspannung VREF zu schaffen.
Die Differenz zwischen der gleichgerichteten/Spitzenwertdemodulierten
Ausgangsspannung VREC und der Bezugsspannung
VREF wird als ein Fehlersignal betrachtet,
das durch einen Miller-Integrator 22 verstärkt und
integriert wird, um ein Regelsignal VCONTROL zu
schaffen. Ein Miller-Integrator ist eine gut bekannte Form eines
Integrators, der ein aktives Bauteil, wie z. B. einen Transistor-Verstärker beinhaltet.
Der Miller-Integrator 22 muss eine hohe Verstärkung aufweisen,
um sicherzustellen, dass sich das Fehlersignal dem Wert Null nähert (das
heißt
damit sichergestellt ist, dass der Unterschied zwischen der gleichgerichteten
Spitzenwert-demodulierten Ausgangsspannung VREC und
der Bezugsspannung VREF zu Null wird), indem
die Verstärkung
des Tz Amp dadurch geregelt wird, dass die Impedanz eines Rückführungswiderstandes 24 geändert wird.
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Wenn
die gleichgerichtete/Spitzenwert-demodulierte Ausgangsspannung VREC kleiner als die Bezugs-Gleichspannung
VREF ist, so muss der Tz Amp 18 mit
einer hohen Verstärkung
arbeiten, um eine hohe Empfindlichkeit des optischen Empfängers sicherzustellen.
Wenn die gleichgerichtete/Spitzenwert-demodulierte Ausgangsspannung
VREC gerade größer als die Bezugs-Gleichspannung
VREF wird, so erfolgt der Einsatz der AGC
und setzt sich fort, während
das Signal IIN des Eingangskanals ansteigt.
Wenn der Rückführungswiderstand 24 auf
einem Minimum ist, arbeitet der Tz Amp mit einer sehr niedrigen
Verstärkung
und nähert
sich einem Überlastzustand.
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Zusätzlich muss
der Miller-Integrator eine lange Zeitkonstante (Tp) haben, so dass
die Wirkung des AGC-Vorganges der Regelschleife nicht Daten beeinträchtigt,
die in das Ausgangsspannungssignal VOUT des Tz
Amp eingebettet sind.
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Die
Anforderungen an die Zeitkonstante Tp des Miller-Integrators werden
besser unter Bezugnahme auf 2 verständlich,
die die grundlegenden Verstärkungsstufen
des typischen optischen Empfängers
nach 1 identifiziert.
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Um
die Wirkungen der Miller-Integrator-Zeitkonstante Tp zu verstehen,
muss jeder Verstärkungsblock des
optischen Empfängers 10 betrachtet
werden. Für
eine Annäherung
erster Ordnung ist die Verstärkung
des Tz Amp des optischen Empfängers 10 proportional
zu VOUT/IIN und
kann als der Wert Rf des Rückführungswiderstandes 24 betrachtet
werden. Dies setzt voraus, dass die Verstärkung des Tz Amp für alle Frequenzen
bis zu einem oberen -3 dB-Punkt konstant ist. Diese Annahme trifft
lediglich zu, wenn die AGC nicht arbeitet, was in vielen Fällen bei
niedrigen optischen Eingangspegeln der Fall ist. Sobald die AGC
zu arbeiten beginnt, um zu verhindern, dass das Ausgangssignal VOUT weiter ansteigt, hat dies eine erhebliche
Auswirkung auf die Verstärkung
des Tz Amp. Unter Verwendung einer üblichen Rückführungs-Regeltheorie stellt
das Vorhandensein eines Pols in dem Regelschleifen-Rückführungspfad
(das heißt,
Tp des Miller-Integrators) eine Null in dem Vorwärts-Verstärkungspfad von Tz Amp dar,
verringert um einen Faktor der Schleifenverstärkung. Um das Vorstehende zu
erläutern,
soll die Schleifenverstärkung
des optischen Empfängers
wie folgt betrachtet werden: Schleifenverstärkung =
Tzo·Ar·Ao/Rfworin
- Tzo
- = Verstärkung des
Tz Amp in offener Schleife
- Rf
- = Wert des Rückführungswiderstandes
- Ar
- = Gleichrichter-Verstärkung
- Ao
- = Verstärkung des
Miller-Integrators in offener Schleife
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Die
Vorwärts-Transimpedanzverstärkung in
geschlossener Schleife des Tz Amp ergibt sich aus: TzCL = (1 + sTz)·Rfworin S
= Laplace-Operatorund Tz = Tp/(Schleifenverstärkung) Tz = Tp·Rf/(Tzo·Ar·Ao)ist.
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Entsprechend
wird die Zeitkonstante Tz in dem Vorwärts-Tz Amp-Verstärkungspfad
sehr stark durch die Schleifenverstärkung der Regelschaltung verringert.
Bei der typischen Anordnung ist die Position des Miller-Integrator-Pols
(das heißt,
Tp des Miller-Integrators) derart, dass er zu einer Übertragungs-Null
im MHz-Bereich führt.
Dies kann die unerwünschte
Wirkung der Erzeugung von musterabhängigen Phasenschwankungen in
dem Breitband-Datenstrom haben.
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In
einem typischen Szenarium sollte für einen 155 Mbit/sec-Datenstrom
die Übertragungs-Null
bei 25 kHz oder niedriger liegen, um Phasenschwankungen in dem Breitband-Datenstrom
zu verhindern, was eine Zeitkonstante Tz = 6,36 μs darstellt. Typischerweise
ist Tzo = 4 M, Ar = 2, Ao =
100 und Rf = 50 K. Entsprechend ist die Schleifenverstärkung 16000
(oder 84,1 dB). Dies erfordert eine sehr lange, relativ gesprochen,
Miller-Integrator-Zeitkonstante Tp von ungefähr 0,1 Sekunden.
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Unter
Verwendung heutiger bipolarer IC-Technologie ist die maximale praktisch
ausführbare
Größe von Widerständen, die „auf dem
Chip" hergestellt
werden können,
im MΩ-Bereich.
Wenn beispielsweise ein 1,5 MΩ-Widerstand
auf dem Chip hergestellt wird, so würde der erforderliche Wert
des Kondensators zur Bereitstellung einer 25 kHz-Hochpass-Grenzfrequenz
in der Größenordnung
von 67 nF sein. Die heutige bipolare IC-Technologie ermöglicht jedoch
die Ausbildung eines maximal praktischen Wertes von Kondensatoren
in dem Bereich von 10-100 pF auf dem Chip. Es ist daher zu erkennen,
dass es zur Erzielung der erforderlichen Hochpass-Grenzfrequenz
von 25 kHz erforderlich sein würde,
einen große
Abmessungen aufweisenden diskreten Kondensator an die integrierte
Schaltung des optischen Empfängers
anzuschließen.
Dieser umfasst normalerweise ein konzentriertes Silizium-Bauteil,
das auf Anschlusskissen auf dem Silizium-Substrat befestigt ist, das die Integrator-IC
enthält.
Die integrierte Schaltung des optischen Empfängers ist normalerweise in einer
DIL-Packung enthalten, die hermetisch abgedichtet ist. Erfahrungen
haben gezeigt, dass es die Verbindungen mit dem ein diskretes Bauteil
darstellenden Kondensators sind, die die wahrscheinlichsten Ausfallpunkte
des Bauteils im Test darstellen. Fehlerhafte Bauteile werden normalerweise
fortgeworfen, weil es extrem schwierig und aufwändig ist, irgendwelche der
Bestandteile des Bauteils für
eine erneute Verwendung zurückzugewinnen.
Eine bekannte Alternative besteht in der Verbindung einer Kombination
von diskreten Widerstands- und Kondensator-Bauteilen mit der integrierten Schaltung
des optischen Empfängers,
doch ist dies in gleicher Weise aus den gleichen Gründen wie
vorstehend genannt, unerwünscht.
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Es
ist weiterhin bekannt, integrierte Transimpedanz-Verstärker unter
Verwendung der BiCMOS-Technologie herzustellen. In einem derartigen
Fall kann ein Feldeffekt-Transistor
(FET) verwendet werden, um einen sehr niedrigen Leckstrom eines
auf dem Chip angeordneten Kondensators bereitzustellen, der von
der Spitzendetektorschaltung geladen wurde, wodurch sich die erforderliche
lange Zeitkonstante ergibt. Diese Technologie ermöglicht die
Bereitstellung eines vollständig
integrierten optischen Empfängers,
jedoch mit höheren
Kosten als ein Empfänger,
der unter Verwendung der bipolaren Technologie hergestellt wird.
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Die
EP-A-0 110 555 offenbart ein veränderbares
Filter mit programmierbarem Zustand, das eine Dämpfungsstufe, eine Verstärkerstufe,
ein Widerstandselement R, das einen Ausgang der Dämpfungsstufe
an einen Eingang der Verstärkerstufe
koppelt, und ein kapazitives Element C in der Rückführungsschleife einschließt, das
den Ausgang der Verstärkerstufe
mit deren Eingang koppelt, wobei die kapazitiven und Widerstandselemente
zwischen diesen eine grundlegende Zeitkonstante CR definieren.
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Ziele der
Erfindung
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Die
Erfindung ist auf die Schaffung eines in integrierter Schaltung
ausgeführten
Integrators mit langer Zeitkonstante gerichtet, ohne dass externe,
einen großen
Wert aufweisende Kondensator- und/oder Widerstands-Bauteile erforderlich
sind.
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Die
Erfindung ist weiterhin auf die Bereitstellung eines in einer bipolaren
integrierten Schaltung ausgeführten
Integrators mit langer Zeitkonstante gerichtet.
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Die
Erfindung ist weiterhin auf die Schaffung eines vollständig in
einer integrierten Schaltung ausgebildeten Transimpedanzverstärkers für einen
optischen Empfänger
gerichtet.
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Die
Erfindung ist weiterhin auf die Schaffung eines Transimpedanzverstärkers für einen
optischen Verstärker
gerichtet, der einige der Probleme vermeidet, die bei bekannten
Transimpedanzverstärkern
in integrierter Schaltung auftreten.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung ergibt einen in integrierter Schaltung (IC)
ausgeführten
Integrator, der Folgendes umfasst: eine Dämpfungsstufe; eine Verstärkerstufe;
ein Widerstandselement (R3), das einen Ausgang der Dämpfungsstufe
mit einem Eingang der Verstärkerstufe
koppelt; und ein kapazitives Element C in einer Rückführungsschleife,
die den Ausgang der Verstärkerstufe
mit deren Eingang koppelt, wobei die kapazitiven und Widerstandselemente
zwischen diesen eine grundlegende Zeitkonstante CR definieren, dadurch gekennzeichnet,
dass die Dämpfungsstufe
ein Widerstandsteilernetzwerk mit einem ersten Widerstandselement
(R1), das den Ausgang der Dämpfungsstufe
mit dem Widerstandselement (R3) koppelt, und ein zweites Widerstandselement
(R2) einschließt,
das das Widerstandselement (R3) mit Erde koppelt, wobei das erste
Widerstandselement (R1) einen Widerstandswert in der Größenordnung
von um das Zwanzigfache mehr als der des zweiten Widerstandselementes
(R2) hat, wobei die Dämpfungsstufe
so angeordnet ist, dass sie ein Eingangssignal dämpft, wodurch die effektive
Zeitkonstante der Schaltung verbessert wird. Die Wirkung der Dämpfungsstufe
besteht jedoch in der Multiplikation der Wirkung des Widerstandselementes,
wodurch die Zeitkonstante der Schaltung vergrößert wird. Der in integrierter
Schaltung ausgeführte
Integrator wird unter Verwendung eines bipolaren Prozesses unter
Verwendung von lediglich npn-Bauteilen gebildet, obwohl auch andere
bipolare Technologien anwendbar sind. Die Integratorschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung hat die Möglichkeit,
eine verbesserte Schaltungs-Zeitkonstante
zu schaffen, die in der Größenordnung
des Tausendfachen größer als
die Grund-Zeitkonstante ist. Dies ist die Folge von zwei Effekten.
Die grundlegende Zeitkonstante wird einerseits durch die von der
Operationsverstärkerstufe
gelieferte Verstärkung
vergrößert und
andererseits als Ergebnis der Dämpfung
erhöht,
die in der Dämpfungsstufe
erzielt wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Dämpfungsstufe
eine Transkonduktanzstufe.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Zum
besseren Verständnis
der Erfindung und um zu zeigen, wie diese praktisch ausgeführt werden kann,
wird nunmehr lediglich in Form eines Beispiels eine bevorzugte Ausführungsform
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 ein
schematisches Blockschaltbild eines typischen, in einer integrierten
Schaltung ausgebildeten optischen Empfängers mit automatischer Verstärkungsregelung
(AGC) ist;
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2 ein
schematisches Blockschaltbild ist, das die grundlegenden Verstärkungsstufen
des optischen Empfängers
nach 1 identifiziert;
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3 ein
schematisches Blockschaltbild eines mit diskreten Bauteilen aufgebauten
Integrators ist, wie er in der anhängigen US-Anmeldung Nr. US
08/729 099 des Anmelders offenbart ist, wobei dessen Beziehung zu
einem vollständig
als integrierte Schaltung ausgeführten
Integrator gemäß der Erfindung
gezeigt ist;
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4 ein
schematisches Blockschaltbild eines vollständig als integrierte Schaltung
ausgeführten
Integrators gemäß der Erfindung
ist; und
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5 ein
Schaltbild für
einen vollständig
in integrierter Schaltung ausgeführten
Integrator gemäß der Erfindung
ist.
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Beschreibung
der Erfindung
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Die
anhängige
US-Patentanmeldung Nr. 08/729 0998 (Visocchi) der Anmelderin, deren
Inhalt hier mit aufgenommen wird, offenbart eine „modifizierte" Miller-Integratorschaltung,
wie sie schematisch in 3 gezeigt ist, die die Möglichkeit
gibt, eine vergrößerte Zeitkonstante
zu schaffen. Die Miller-Integratorschaltung 30, wie sie
in der US-Patentanmeldung 08/729 099 offenbart ist, ist in Form
von diskreten Bauteilen und umfasst eine Kombination von Operationsverstärkern (opamps)
und anderen diskreten Schaltungsbauteilen. Bauteile, wie z. B. Operationsverstärker stehen
ohne weiteres als übliche „einsteckbare" Bauteile zur Verfügung.
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Die
Schaltung umfasst erste und zweite Operationsverstärker A1,
A2. Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers A1 ist über erste
und zweite Widerstände
R1, R2 mit Erde und über
den ersten und einen dritten Widerstand R1, R3 mit einem invertierenden
Eingang des zweiten Operationsverstärkers A2 verbunden. Der erste
Operationsverstärker
A1 weist eine Rückführungsverbindung
zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang auf. Der
zweite Operationsverstärker
A2 ist als ein Miller-Integrator konfiguriert. Die Schaltung ist
mit einer Rückführung von
dem Ausgang versehen, der auf den invertierenden Eingang des zweiten
Operationsverstärkers
A2 wirkt. Die Rückführung schließt einen
Kondensator C ein. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers A2
ist über
einen vierten Widerstand R4 mit dem nicht invertierenden Eingang
des ersten Operationsverstärkers
A1 verbunden. Die Schaltung schließt einen fünften Widerstand R5 als einen
Eingangswiderstand ein.
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In
dieser Schaltung gilt:
und
und
Ao
= R4/R5 sind. -
Die
Wirkung der Anordnung eines Dämpfungsnetzwerkes,
das durch R1 und R2 gebildet ist, in dem Rückführungspfad der zwei Operationsverstärker, multipliziert
die Wirkung des Quellenwiderstandes, der durch R modelliert ist.
Wenn die Parallel kombination von R1 und R2 im Vergleich zu R3 klein
ist, so ist R ~ R3. Die Wirkung auf R wird mit (1 + Ao) multipliziert,
doch wird durch die Hinzufügung
von lediglich zwei Widerständen,
die ein gedämpftes
Signal liefern, die Multiplikation auf (1 + Ao)/A vergrößert. Dies
ermöglicht
es, dass die Größe der diskreten
Bauteile auf einer praktikablen Größe gehalten wird, während dennoch
eine relativ lange Zeitkonstante erzielt wird.
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Dieser
Effekt ist auch in einer Anwendung, wie z. B. einer Regelschleife
nützlich,
weil die Regelschleifen-Null durch die Verstärkung des Integrators dividiert
wird, wobei die modifizierte Miller-Integrator-Verstärkung die
Zeitkonstante mit (1 + Ao) multipliziert, so dass die Null Tz zu
Folgendem wird:
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Dies
kann weiterhin auf:
reduziert werden.
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Weil
die Wirkung der hohen Verstärkung
(das heißt
~ 40 dB) des Miller-Integrators effektiv aus der Definition der Übertragungs-Null
Tz beseitigt wurde, wurde hierdurch der erforderliche Wert der benötigten grundlegenden
CR-Zeitkonstante stark verringert. Wenn somit das vorstehend beschriebene
IC-Beispiel verwendet wird, bei dem Tzo =
4 M, Ar = 2 und Rf = 50 K ist, und wenn A so ausgelegt ist, dass
sich eine Dämpfung
von 0,086 (das heißt
~ –21,34
dB) ergibt, so würde,
wenn ein 1,5 M Widerstand auf dem Chip hergestellt wird, der erforderliche
minimale Kondensator zur Erzielung einer Hochpass-Grenzfrequenz
von 25 kHz gleich 58 pF. Dies stellt eine Verringerung der Größe des erforderlichen
Kondensators um einen Faktor von 1172 dar. Entsprechend besteht
keine Notwendigkeit für
irgendwelche externen kapazitiven oder resistiven Bauteile.
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Die
Konstruktion eines derartigen Integrators mit langer Zeitkonstante
(LTI) in Form einer integrierten Schaltung unter Verwendung einer
bipolaren Technologie würde
keinen Operationsverstärker
verwenden, der als Verstärker
mit einer Verstärkung
von Eins konfiguriert wäre
oder eine Dämpfungsstufe
mit einem Widerstandsteiler bilden würde. Zusätzlich würde zur Sicherstellung einer
maximalen Leistungsversorgungs-Unterdrückung und Verringerung des
Gleichtaktrauschens der LTI vollständig in Differenzbauweise konfiguriert.
Die Beziehung zwischen der diskreten Bauteilform des LTI und einer
vollständig
integrierten Schaltungsform des LTI ist mit Hilfe von gestrichelten
Linien 32, 34 in 3 gezeigt.
Die gestrichelte Linie 32 bezeichnet den Teil der diskreten
Schaltung, der effektiver als eine Transkonduktanz-Stufe in integrierter
Schaltungsform erzielt werden kann. Die gestrichelte Linie 34 bezeichnet
den Teil der diskreten Schaltung, der in einer üblichen integrierten Operationsverstärker-Konfiguration
erzielt werden kann. Die Transformation auf die vollständig integrierte
Schaltungsform ist weiterhin in 4 gezeigt,
in der zu erkennen ist, dass die Schaltung 40 eine Transkonduktanz-Eingangsstufe 42 umfasst,
die eine Verstärkerstufe 44 speist
und eine Rückführung in
geschlossener Schleife einschließt. Die Verstärkerstufe
weist eine Rückführung auf,
die einen Kondensator zwischen dessen Eingang und Ausgang einschließt. Weitere
Schaltungselemente, die in ihrer Betriebsweise äquivalent zu denen der diskreten
Schaltung sind, sind mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet.
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5 ist
ein Schaltbild für
eine bevorzugte Ausführungsform
des LTI. Die in 5 angegebene Schaltungswerte
sind lediglich als Beispiel gegeben und sollten nicht als beschränkend für den Schutzumfang
der Erfindung angesehen werden.
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Wie
dies in 5 gezeigt ist, ist der LTI 50 durch
zwei Hauptteile gebildet, eine Transkonduktanz-Eingangsstufe 52 gefolgt
von einer Operationsverstärker-
(opamp-) Stufe 54. Die Spannungsverstärkung des LTI in geschlossener
Schleife ist durch die Rückführungswiderstände R4A,
R4B und die Eingangswiderstände R5A,
R5B bestimmt. Die grundlegende Zeitkonstante wird durch die Widerstände R3A, R3B,
die zwischen dem Ausgang der Transkonduktanz-Stufe und dem Eingang
der Operationsverstärker-Stufe
eingeschaltet sind, und die Kondensatoren CA, CB gebildet, die zwischen
dem Ausgang und dem Eingang des Operationsverstärkers eingeschaltet sind. Das
für die
Zeitkonstanten-Multiplikation verwendete Dämpfungsnetzwerk ist durch die (niedrige)
Spannungsverstärkung
der Transkonduktanz-Stufe gebildet, die durch R2A, R2B und R1 gebildet
ist (A ≈ 2R2/R1 ≈ 0,086). Die
Transkonduktanz-Stufe wird durch QE, QF, R1, R2A und R2B gebildet.
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Die
Operationsverstärker-Stufe
weist eine aktive Verstärkungsstufe
auf, die durch QA, QB,
QC, QD, RA und RB gebildet
ist, und sie weist in der erforderlichen Weise eine hohe Eingangsimpedanz
auf, damit der Zeitkonstanten-Widerstand, der durch R3A, R3B gebildet
ist, nicht verringert wird. Zusätzlich
muss ein niedriger Eingangsstrom (Basisströme) aufrecht erhalten werden,
um einen geringen Spannungsabfall längs R3A, R3B sicherzustellen,
deren Wert jeweils auf 1,5 M festgelegt wurde. Der Operationsverstärker muss
weiterhin eine hohe Verstärkung
in offener Schleife aufweisen, damit genügend Verstärkung nach der Dämpfungsstufe
verbleibt, damit eine Verstärkung
in geschlossener Schleife von ungefähr 40 dB aufrecht erhalten
werden kann. Dies kann durch die Verwendung von PNP-Transistoren
oder im Fall der Schaltung nach 5 durch
die Verwendung einer aktiven positiven Rückführung zur Vergrößerung der
Verstärkung
in offener Schleife erreicht werden. Die aktive positive Rückführung wird
durch das Netzwerk von Q1, Q2 und R6, R7 gebildet. Auf den Ausgang
der aktiven Verstärkungsstufe
folgt eine sekundäre
Verstärkungsstufe,
die als ein gepuffertes Emitter-gekoppeltes Paar mit Q3, Q4, Q5,
Q6, R8 und R9 konfiguriert ist. Das Widerstands-Kondensatornetzwerk, das
durch R10, C2 und R11, C3 gebildet ist, wird aus Stabilitätsgründen verwendet.
Die Ausgangsansteuerung des Operationsverstärkers ist eine Emitterfolger-Stufe,
die durch Q7, Q8 gebildet ist. Die durch Q9, Q10 gebildeten Dioden
stellen sicher, dass die maximale Ausgangsspannung auf ± vbe beschränkt ist.
Die durch Q11, Q12 gebildeten Dioden liefern die erforderliche Gleichtaktspannung
zur Vorspannung der nächsten
Stufe. Es ist wichtig, festzustellen, dass die Konstruktion der Operationsverstärker-Stufe
des LTI wichtig für
den korrekten Betrieb der Schaltung ist, jedoch nicht als solche
den neuartigen Aspekt der vorliegenden Erfindung bildet. Andere
Operationsverstärker-Konstruktionen
würden
in gleicher Weise anwendbar, wie dies für den Fachmann ersichtlich
ist.
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Der
LTI nach 5 ergibt eine Spannungsverstärkung von
40 dB und eine effektive Zeitkonstante von 99,5 ms (das heißt eine
Tiefpass-Grenzfrequenz von 1,6 Hz), wobei lediglich ein maximaler
Widerstand von 1,5 MΩ und
ein maximaler auf dem Chip angeordnete Kondensator von 58 pF verwendet
wird, was üblicherweise
eine grundlegende Zeitkonstante von 87 μs ergeben würde. Entsprechend ist die Schaltungskonstruktion
der vorliegenden Erfindung derart, dass sich eine 1144-fache Vergrößerung der
effektiven Zeitkonstante gegenüber
dem ergibt, was mit einer vollständig
integrierten, auf einem Chip angeordneten Schaltung unter Verwendung
der heutigen bipolaren Technik als möglich erscheinen würde. Unter
Verwendung der Hochleistungs-Bipolar-Technologie und durch die Bereitstellung
eines Integrators mit einer sehr langen Zeitkonstante können optische
Empfänger
sowohl mit hoher Betriebsleistung und niedrigen Kosten erzielt werden.
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Es
ist für
den Fachmann verständlich,
dass die Techniken der Verwendung von Miller-Integratorstufen und
Dämpfungsstufen
zur Erzielung von vergrößerten Zeitkonstanten
in anderen IC-Technologien, wie z. B. BiCMOS, GaAsFET, verwendet
werden können.
und
