DE3032661C2 - - Google Patents
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 47
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 27
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 238000013475 authorization Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
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- G10L25/78—Detection of presence or absence of voice signals
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- Health & Medical Sciences (AREA)
- Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
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Description
Die Erfindung betrifft einen Stereo-Demodulator gemäß
dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Das zusammengesetzte FM-Stereosignal des Pilottonsystems
besteht im allgemeinen aus einem Hauptkanalsignal,
einem Nebenkanalsignal, einem Pilotsignal und
einem SCA-Signal (Subsidiary Communication Authorization).
Das Hauptkanalsignal ist ein Summensignal (L + R)
des linken und rechten Audiosignals und das Nebenkanalsignal
enthält das Differenzsignal (L - R)
in der Form eines Hilfsträgersignals (38 kHz), das durch das Differenzsignal
amplitudenmoduliert ist. Das Pilotsignal ist ein 19-kHz-
Signal und dient als Bezugssignal, das zur Auftrennung
von linkem und rechtem Audiosignal benutzt wird. Das
SCA-Signal wird für Hilfskommunikationszwecke verwendet.
Dieses Signal ist eine Signalkomponente, die
nicht für die Stereo-Demodulation notwendig ist und im
allgemeinen aus dem zusammengesetzten Stereosignal
entfernt wird, bevor das zusammengesetzte Signal an
den Stereodemodulator angelegt wird. Deshalb ist im
folgenden unter "zusammengesetztem Stereosignal" das
Signal zu verstehen, das aus Hauptkanalsignal, Nebenkanalsignal
und Pilotsignal zusammengesetzt ist.
Als Schaltung zum Abtrennen des rechten
und des linken Signals aus dem zusammengesetzten Signal
gibt es hauptsächlich zwei Systeme, wovon eines vom
Abtasttyp und das andere vom Matrixtyp ist.
Beim Matrixdekoder wird, nachdem das zusammengesetzte
Signal mit Hilfe von Filtern in ein Hauptkanalsignal und
ein Nebenkanalsignal getrennt worden ist, das Nebenkanalsignal
durch den Hilfsträger von 38 kHz demoduliert und
liefert das Differenzsignal (L - R). Die Signale
(L + R) und (L - R) werden summiert bzw. subtrahiert, um
die Signale L und R zu erhalten. Matrixdekoder werden
aber nicht so häufig benutzt, da der Schaltungsaufbau
kompliziert und die Betriebsstabilität
dieses Typs beeinträchtigt ist.
Beim Abtastdekoder andererseits wird das zusammengesetzte
Signal so hin- und hergeschaltet, daß es in
zwei Signale L und R getrennt wird. Da der Schaltungsaufbau
des Abtastdekoders einfach ist und da
der Betrieb relativ stabil ist, wurden in letzter Zeit nahezu
ausschließlich Abtastdekoder verwendet.
Es gibt verschiedene Vorschläge für den Aufbau von
Abtastdekodern, wobei Demodulatoren, die einen Differenzverstärker
aufweisen,
allgemein benutzt werden, da sie einfach
auf integrierten Halbleiterschaltkreisen ausgestaltet
werden können. Dabei wird das zusammengesetzte
Signal dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt zweier
Transistoren, die einen Differenzverstärker bilden,
zugeführt und die Einzelsignale werden dadurch getrennt,
daß der Basis des einen Transistors die Hilfsträgerfrequenz
von 38 kHz und der Basis des anderen
Transistors die Hilfsträgerfrequenz mit entgegengesetzter
Phase zugeführt wird. In diesem Falle wird, da die getrennten
linken bzw. rechten Signale jeweils das entgegengesetzte
Signal als Übersprechsignalkomponenten mehr
oder weniger überlagert enthalten, eine Löschschaltung
zum Löschen dieser Übersprechsignalkomponenten hinzugefügt.
Diese Löschschaltung ist so gestaltet, daß
die zusammengesetzten Signale so abgeschwächt werden, daß sie
im wesentlichen den gleichen Signalpegel wie die Übersprechkomponenten
haben, die abgeschwächten zusammengesetzten Signale in linke und rechte Signale
getrennt werden und daß die abgeschwächten linken und rechten
Signale den oben erwähnten abgetrennten linken und rechten
Signalen hinzuaddiert werden, um die Übersprechsignalkomponenten
zu löschen bzw. zu neutralisieren.
Die Abschwächung des zusammengesetzten Signals wird
normalerweise mit Hilfe einer T-Widerstandsschaltung
durchgeführt. In einem Stereodekoder vom Abtasttyp, der
eine solche Übersprech-Löschschaltung aufweist, werden
aber die Abschwächung des zusammengesetzten Signals und
Trennung des abgeschwächten zusammengesetzten Signales
durch eine Kaskadeschaltung von einer T-Widerstandsschaltung,
zwei Differenzverstärkerschaltern und einem
Lastwiderstand durchgeführt. Dabei wird die T-Widerstandsschaltung
zwischen die Emitter der zwei Transistoren
des tiefer liegenden Differenzverstärkers eingefügt.
Als Folge haben die Emitter dieser Transistoren eine
Gleich-Vorspannung, die durch das T-Widerstandsnetzwerk
bestimmt ist. Folglich müssen die Vorspannpotentiale
der in Reihe geschalteten Differenzverstärker so gewählt
werden, daß sie das Gleichstrom-Potential berücksichtigen
und daß die aktiven Elemente, wie z. B. die jeweiligen
Transistoren, im linearen Bereich arbeiten. Auch wenn
die oben beschriebenen Punkte berücksichtigt sind, um
die Vorspannpotentiale zusammen mit den elektrischen
Kennlinien, wie z. B. dem Verzerrungsfaktor, zu bestimmen,
kann ein Demodulator mit einer herkömmlichen Übersprech-
Löschschaltung im Falle des Absinkens der Versorgungsspannung
nicht mit guter Kennlinie arbeiten.
Es wird nun der Fall betrachtet, in dem die Versorgungsspannung
reduziert ist. Da ein Gleichspannungsverlust,
der durch das T-Widerstandsnetzwerk bestimmt ist,
unvermeidlich ist, werden die Vorspannungen an den
aktiven Elementen, wie den Transistoren, entsprechend
abgesenkt. Deshalb arbeiten die aktiven Elemente in
ihrem nichtlinearen Bereich. Im schlimmsten Falle geraten
die Transistoren in den Sättigungsbereich, was
zur Folge hat, daß die Signaleinführung zum Löschen
der Übersprechkomponenten nicht durchgeführt wird, so
daß der Trennungsfaktor des produzierten Demodulationssignals
erheblich verschlechtert ist. Auch wenn die
aktiven Elemente bei einer um so viel höheren Versorgungsspannung
betrieben werden, daß sie frei von einer
Reduktion des Trennfaktors sind, ist der Spielraum der
Spannungen, die an die aktiven Elemente angelegt werden
können, durch den Gleichstrompotentialverlust der
T-Widerstandsschaltung herabgesetzt, so daß die
Klirrfaktorkennlinie der getrennten Stereosignale verschlechtert
ist.
Ein Stereo-Demodulator gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruches
ist bekannt aus der DE-OS 26 45 774. Einen ähnlichen
Demodulator zeigt auch die US-PS 40 74 075.
Bei diesen Demodulatoren sind die Emitter des ersten und
des zweiten Transistors gemeinsam an einer durch einen
weiteren Transistor gebildeten Stromquelle angeschlossen.
Aufgrund dessen vermindert ein Absinken der Versorgungsspannung
die Emitter-Kollektorspannung, was dazu führt,
daß der Transistor inaktiv wird. Bei niedriger Versorgungsspannung
ist deshalb die Kanaltrennung verschlechtert.
Aus der DE-OS 26 45 774 ist ferner eine Schaltung zum Erzeugen
von Kompensationssignalen bekannt.
Ferner ist aus der US-PS 40 74 075 bekannt, Stromspiegelschaltungen
zum Abgreifen des rechten bzw. linken Signals
vorzusehen.
Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, den
bekannten Stereosignal-Demodulator so zu verbessern, daß
auch bei herabgesetzter Versorgungsspannung gute Trenneigenschaften
sichergestellt sind.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch die im Patentanspruch
angegebenen Merkmale.
Da die Emitter erfindungsgemäß getrennt voneinander an
einen Bezugspotentialpunkt angeschlossen sind, sind bei
niedriger Versorgungsspannung im Vergleich zu den bekannten
Demodulatoren eine verbesserte Kanaltrennung und
ein verbesserter Klirrfaktor sichergestellt. Die Anzahl
der Bauteile wird nicht erhöht, so daß der erfindungsgemäße
Stereosignal-Demodulator in einfacher Weise als
integrierte Schaltung ausgeführt werden kann.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen
genauer erläutert. Es zeigt
Fig. 1 einen Schaltplan eines bekannten
Stereosignal-Demodulators vom Abtastdekodertyp mit
einem Differenzverstärker,
Fig. 2 einen Schaltplan des erfindungsgemäßen
Stereosignal-Demodulators und
Fig. 3 ein Kennlinien-Diagramm der Versorgungsspannung
gegen den Trennfaktor eines bekannten und des erfindungsgemäßen
Stereosignal-Demodulators.
Bei einem herkömmlichen Stereosignal-Demodulator
wird, wie in Fig. 1 gezeigt, das zusammengesetzte
Signal an eine Eigangsklemme 18 gelegt, die mit der
Basis eines Transistors 16 verbunden ist, dessen Emitter
mit einem Signalabschwächer 29 verbunden ist, der
aus einem T-Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen 21
und 22 und einem Regelwiderstand 23 besteht. Der Kollektor
des Transistors 16 ist mit dem gemeinsamen Emitterverbindungspunkt
der Transistoren 11 und 12
zum Trennen des linken und rechten Kanalsignals aus dem
zusammengesetzten Signal verbunden. An die jeweilige
Basis der Umschalttransistoren 12 und 11 wird das Hilfsträgersignal
von 38 kHz als Umschaltsignal über die Anschlußklemmen
24 und 25 angelegt, um die rechten und
linken Signale aus dem zusammengesetzten Signal abzutrennen.
Die Phasen der Hilfsträgersignale, die an die
Eingangsklemmen 24 und 25 als Umschaltsignal gelegt
werden, sind einander entgegengesetzt. Die Kollektoren
der Transistoren 11 bzw. 12 sind jeweils mit einer rechten
bzw. einer linken Signalausgangsschaltung 40 und 50 verbunden,
die als Stromspiegelschaltungen aus
den Transistoren 7, 8 und 27 bzw. den Transistoren 5, 6
und 26 gebildet sind. Die Ausgangssignale der rechten
und der linken Signalausgangsschaltung 40, 50, werden
an eine rechte bzw. eine linke Signalausgangsklemme 2 bzw.
3 weitergeführt. Die Ausgangsschaltungen
40 und 50 werden jeweils über eine Versorgungsklemme 1
mit einer Versorgungsspannung versorgt.
Um die Übersprechkomponenten
in den jeweiligen Signalen an den Signalausgangsklemmen
2 und 3 zu löschen, ist eine Übersprechlöschschaltung
28 aus den Transistoren 9, 10
und 13 vorgesehen. Die Emitter der Transistoren 9 und 10
sind miteinander verbunden, die Kollektoren sind jeweils
mit den entsprechenden Kollektoren der Transistoren
11 und 12 verbunden und die Basis der Transistoren
9 bzw. 10 ist jeweils mit der Basis der Transistoren
12 bzw. 11 verbunden. An den Verbindungspunkt der Emitter
der Transistoren 9 und 10 ist der Kollektor eines
Transistors 13 angeschlossen, dessen Emitter mit dem Signalabschwächer
29 und dessen Basis mit einer
Masseklemme 4 über eine Bezugsspannungsquelle 14 verbunden
ist.
Im folgenden soll die Betriebsweise des bekannten
Demodulators beschrieben werden. Das zusammengesetzte
Signal, das an die Eingangsklemme 18 angelegt wird, wird
durch den Transistor 16 verstärkt, und das verstärkte
Signal wird an die gemeinsame Emitterverbindung der
Transistoren 11 und 12 über den Kollektor des Transistors
16 angelegt. Dabei werden abhängig vom Hilfsträgersignal
von 38 kHz, das an die Hilfsträgeranschlüsse
24 und 25 angelegt wird, die Transistoren 11
bzw. 12 alternierend leitend bzw. nichtleitend geschaltet.
Auf diese Weise wird das zusammengesetzte, durch den
Transistor 16 verstärkte Signal durch die Transistoren
11 und 12 einer Zeitteilung unterworfen. Als Folge
wird das rechte Kanalsignal abhängig vom Leitungszustand
des Transistors 12 an die rechte Signalausgangsschaltung
50 geführt und als Stromausgangssignal
an der rechten Signalausgangsklemme 3 abgenommen,
während das linke Kanalsignal in Abhängigkeit
vom Leitungszustand des Transistors 11 an die linke
Signalausgangsschaltung 40 geführt wird und als Stromausgangssignal
an der linken Ausgangssignalklemme 2 abgenommen
wird. Da die Transistoren 5 und 6 und die
Transistoren 7 und 8, die die Stromspiegelschaltungen
der Signalausgangsschaltungen 40 und 50 bilden, vom
PNP-Typ sind, ist ihre Stromverstärkung gering und kann
durch Herstellungsbedingungen schwanken. Da aber der
Basisstrom dieser Transistoren durch die Transistoren
26 und 27 vergrößert wird, kann die Symmetrie zwischen
den erzeugten linken und rechten Ausgangssignalen beibehalten
werden. Auf die Weise sind die zusammengesetzten
Signale zu einem Stereosignal demoduliert.
Das rechte Kanalsignal enthält aber die Übersprechkomponente
des linken Kanalsignals und umgekehrt, wenn
sie so belassen werden, wie sie sind, so daß die Trennung
zwischen linkem und rechtem Kanalsignal verschlechtert
ist. Um solche Übersprechkomponenten zu
löschen, werden deshalb die zusätzliche Übersprechlöschschaltung
28 und der Signalabschwächer 29 vorgesehen.
Das zusammengesetzte Signal von der Eingangsklemme
18 wird am Emitter des Transistors 16
durch das T-Widerstandsnetzwerk, nämlich den Signalabschwächer
29, der aus den Widerständen 21, 22 und 23
besteht, geschwächt. Das abgeschwächte Signal wird
über den Transistor 13 an die Transistoren 9 und 10 geführt,
und es werden Übersprechlöschsignale in den
Signalausgangsschaltungen 50 und 40 überlagert,
nachdem sie entsprechend den Leitungszuständen
der Transistoren 9 und 10 getrennt
worden sind. Entsprechend können durch geeignetes Einstellen
der Widerstandswerte der Widerstände 21, 22 und
23 zum Abschwächen des zusammengesetzten Signals, die
Übersprechkomponenten des linken Kanals im rechten Kanalsignal
und die Übersprechkomponente des rechten Kanals
im linken Kanalsignal gelöscht werden. Auf diese
Weise wird die Trennung zwischen linkem und rechtem
Kanalsignal verbessert.
Beim bisher beschriebenen Schaltungsaufbau wird
aber, wenn der Pegel des zusammengesetzten Signals und
die Verstärkung der Stereodemodulation erhöht werden, die
Trennung zwischen linkem und rechtem Kanal abrupt verschlechtert,
wenn die Versorgungsspannung an der Versorgungsklemme
1 klein wird. Speziell fließt, wenn der
Pegel des zusammengesetzten Signals bzw. die Demodulationsverstärkung
auf 1 V eff bzw. -1 dB gesetzt wird,
ein Strom von ungefähr 1 mA durch die Kollektoren der
Transistoren 6 und 7, und der gleiche Strom fließt durch
die Lastwiderstände oder Filterschaltkreise, die mit den
Signalausgangsklemmen 2 und 3 verbunden sind. In diesem
Fall tritt ein Potentialverlust im T-Widerstandsnetzwerk
aus den Widerständen 21, 22 und 23 auf, so daß das Gleichstrompotential
an den Verbindungspunkten der Widerstände
21 und 22 ansteigt. Da dieses Gleichstrompotential durch
den Abschwächfaktor des Signalabschwächers 29 bestimmt ist,
wird das Potentialniveau auf ungefähr 0,4 V durch Auswahl
der Widerstandswerte der Widerstände 21, 22 und 23 gesetzt,
um den Abschwächungsfaktor zu erhalten, bei dem die beste
Trennung erreicht wird. Folglich hat, wenn der Eingangsspannungspegel
des zusammengesetzten Signals, wie oben angenommen,
1 V eff ist, das zusammengesetzte Signal die
Maximalamplitude von 1,4 V, so daß die Basisvorspannung
des Transistors 16 größer als 2,6 V sein muß, wenn ein
gewisser Spielraum (0,1 V) gehalten wird. Dann schwingt,
wenn das zusammengesetzte Signal die Maximalamplitude
von 1,4 V hat, die Basisvorspannung des Transistors 16
um 2,6 V als Mittelpunkt, und deshalb müssen die Basispotentiale
der Transistoren 19, 11 und 12 mindestens
4,8 V haben, wenn die Kollektor-Emitterspannung des
Transistors 16 bei Sättigung und die Klirrkennlinie
des Demodulators berücksichtigt werden. Als Folge wird,
wenn die Versorgungsspannung geringer als 6 V wird,
die Kollektor-Emitterspannung der Transistoren 9, 10,
11 und 12 reduziert, so daß sie in den Sättigungsbereich
geraten. Dann werden die Transistoren 9 und 10
der Übersprechlöschschaltung 28 unwirksam, so daß
die Übersprechlöschung vermindert wird und der Trennfaktor
zwischen linkem und rechtem Kanal abrupt verschlechtert
wird.
Diese spezielle Bedingung ist in Fig. 3 erläutert.
In Fig. 3 zeigt Kurve 100 die Kennlinie der Versorgungsspannung
V CC gegen den Trennfaktor des bekannten Stereosignal-
Demodulators. Wie aus der Kennlinienkurve
100 zu ersehen ist, ist für Versorgungsspannungen
V CC größer als 6 V der Trennfaktor 55 dB, nimmt
aber für Versorgungsspannungen V CC kleiner als 6 V
abrupt ab. Das liegt daran, daß der Löscheffekt aufgrund
der Spannungsreduzierung vermindert wird. Ferner
ist, auch wenn der Trennfaktor zwischen rechtem und
linkem Kanal bei einer Versorgungsspannung von nahe 6 V
nicht verschlechtert ist, die Kollektor-Emitterspannung
der Transistoren 9, 10, 11 und 12 klein, da sie ungefähr
0,5 V ist, so daß der Klirrfaktor durch diese
Transistoren verschlechtert wird.
So verschlechtert sich also beim bekannten Stereosignal-
Demodulator gemäß Fig. 1, wenn
der Eingangspegel des zusammengesetzten Signals
und die Demodulationsverstärkung hochgesetzt sind,
die Trennung abrupt mit dem Abfall der Versorgungsspannung.
Es ist also beim herkömmlichen
Demodulator unmöglich, den Eingangspegel des
zusammengesetzten Signales und die Demodulationsverstärkung
heraufzusetzen, während die Spannungsabfallkennlinie
verbessert wird. Zusätzlich ist der Klirrfaktor
bei Betrieb mit geringer Versorgungsspannung
verschlechtert. Beim herkömmlichen
Demodulator ist es somit extrem schwierig, die Basisvorspannungen
der Transistoren 9, 10, 11, 12 und 16 so einzustellen,
daß sie die oben erwähnten Bedingungen erfüllen,
während die Spannungsreduktionskennlinie verbessert
wird.
Im folgenden wird ein Demodulator in einer bevorzugten
erfindungsgemäßen Ausführungsform gezeigt. In
diesem Stereosignal-Demodulator ist eine Übersprech-
Löschschaltung 35 parallel zur Eingangsklemme 18
geschaltet, an die das zusammengesetzte Signal oder
das Hauptkanalsignal und das Nebenkanalsignal des zusammengesetzten
Signales angelegt wird. Deshalb kann der
Abschwächer, der mit den Transistoren 13 und 16 im herkömmlichen
Demodulator verbunden war, weggelassen werden,
so daß die jeweiligen Emitter der Transistoren 16 bzw. 13
über die Widerstände 17 bzw. 15 an Masse gelegt werden
können. Die Ausgänge der Übersprechlöschschaltung 35
werden direkt mit der linken bzw. der rechten Kanalsignalausgangsklemme
2 bzw. 3 verbunden. In diesem Aufbau
wird das zusammengesetzte Signal, das an der Eingangsklemme
18 anliegt, sowohl an die Basis des Transistors
16 als auch an die jeweilige Basis der Transistoren
19 bzw. 20, die die Übersprech-Löschschaltung 35
bilden, gelegt. Zwischen die Emitter der Transistoren 19
und 20 ist ein T-Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen
30 und 31 und dem Regelwiderstand 32 geschaltet, und die
jeweiligen Kollektoren der Transistoren 19 und 20 sind
mit der linken bzw. der rechten Kanalsignalausgangsklemme 2
bzw. 3 verbunden. Bei dieser Schaltungsanordnung bilden
deshalb die Transistoren 9, 10 und 13, der Widerstand 15
und die Konstantspannungsquelle 14 eine Gleichstrom
ausgangskompensationsschaltung und bewirken im Gegensatz
zum herkömmlichen Demodulator gemäß Fig. 1 keinen
Übersprech-Löscheffekt.
Im folgenden wird die Arbeitsweise des bevorzugten
erfindungsgemäßen Stereosignal-Demodulators beschrieben.
Das zusammengesetzte Signal des Pilottonsystems,
das an die Eingangsklemme 18 angelegt wird,
wird durch den Emitterverstärker
aus dem Transistor 16 und dem Widerstand 17
verstärkt, und das verstärkte Signal wird an den
gemeinsamen Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren
11 und 12 gelegt. Diese Transistoren 11 und
12 werden in Abhängigkeit vom Umschaltsignal von
38 kHz, das aus dem Pilotton von 19 kHz erzeugt
wird und an die Hilfsträgeranschlüsse 24 und 25
gelegt wird, auf- und zugeschaltet, so daß das verstärkte
zusammengesetzte Signal einer Zeitteilung
durch die Leitung bzw. Nichtleitung der
Transistoren 11 und 12 unterworfen und so in ein
rechtes und ein linkes Kanalsignal aufgeteilt wird.
Speziell tritt bei Leitung des Transistors 12
das rechte Kanalsignal an der rechten Kanalsignalausgangsklemme
3 als Ausgangsstrom auf, der durch
die Ausgangsschaltung 50 aus den
Transistoren 7, 8 und 27 fließt. Andererseits
tritt bei Leitung des Transistors 11 das linke
Kanalsignal an der linken Kanalsignalausgangsklemme 2
durch die Ausgangsschaltung 40 aus den Transistoren
5, 6 und 26 auf. Die Kanalsignale,
die an den beiden Kanalsignalausgangsklemmen 2 bzw. 3
auftreten, enthalten, wie vorher beschrieben, die Übersprechkomponenten
des jeweils anderen Kanals. An die
Kanalsignalausgangsklemmen 2 bzw. 3 wird aber das zusammengesetzte
Signal der Übersprech-Löschschaltung
35 in einem solchen Maße angelegt, daß die oben erwähnten
Übersprechkomponenten gelöscht werden.
Speziell wird das zusammengesetzte Signal, das an
der Klemme 18 anliegt, an die Basis der Transistoren
19 und 20 angelegt. Das zusammengesetzte Signal, das
an den Transistor 16 angelegt wird, wird abgeschwächt,
um so den normalen Stereoschaltbetrieb durchzuführen,
während das an die Transistoren 19 und 20 angelegte
Signal durch die Widerstände 30, 31 und 32 zwischen
den Emittern der Transistoren abgeschwächt wird, um
so die Signale für die Übersprechlöschung zu erzeugen.
Das abgeschwächte zusammengesetzte Signal zur Übersprechlöschung
wird über die Kollektoren der Transistoren
19 bzw. 20 an die linke Kanalsignalausgangsklemme 2
bzw. die rechte Kanalsignalausgangsklemme 3 gelegt.
Durch geeignetes Einstellen der Widerstandswerte der
Widerstände 30, 31, 32 und 17 werden deshalb die Übersprechkomponenten
im jeweils anderen Kanal, die im linken
bzw. rechten Kanalsignal enthalten sind, gelöscht.
Im erfindungsgemäßen Demodulator betragen die Widerstandswerte
der Widerstände 17, 30 und 31 vorzugsweise
1,2 kΩ, 5,1 kΩ bzw. 5,1 kΩ und es ist deshalb ausreichend,
daß der Widerstandswert des Regelwiderstands 32
so eingestellt wird, daß der Trennfaktor optimal wird.
Der Abschwächwert zur Optimierung des Trennfaktors, d. h.
das optimale Verhältnis der Basis/Kollektor-Signalpegel
der Transistoren 19 und 20 beträgt, wenn das optimale Verhältnis
mit k₁ bezeichnet wird, k₁ = 0,1817. Der Widerstandswert
des Widerstandes 32 zum Erreichen dieses Wertes von
k₁ ist ungefähr 752 Ω, und dabei kann der optimale
Trennfaktor erreicht werden. Ferner liegt der Bereich von
k, der nötig ist um Trennfaktoren größer als 50 dB zu
erhalten, bei 0,1768 bis 0,1868. Wenn in diesem Falle die
Widerstandswerte der Widerstände 17, 30 und 31 beibehalten
werden, ist es ausreichend, daß der Widerstandswert
des Widerstandes 32 so eingestellt wird, daß er zwischen
653 Ω und 876 Ω liegt. Auf diese Weise ist der Trennfaktor
zwischen rechtem und linkem Kanal vergrößert.
Gegebenenfalls können andere Zusammenstellungen
der Widerstände 17, 30 und 31 verwendet werden, und
es reicht aus, daß der Widerstandswert des Widerstandes
32 passend zur ausgewählten Zusammenstellung eingestellt
wird. Wenn der Trennfaktor
größer als 40 dB sein soll, muß k zwischen 0,1654 und 0,1986
liegen, so daß der Bereich der Widerstandswerte des
Widerstands 32 breiter ist.
Das T-Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen 30, 31 und
32 muß nicht notwendigerweise zwischen den Emittern der Transistoren
19 und 20 angeschlossen sein, sondern die
jeweiligen Emitter können alternativ durch einzelne Widerstände
an Masse gelegt sein, die solche Widerstandswerte aufweisen,
daß die Übersprechkomponenten gelöscht werden.
In dieser Ausführungsform sind aber zwei Anschlüsse für
die jeweiligen Emitterwiderstände notwendig, so daß die
erstgenannte Ausführungsform vorteilhafter ist.
Wenn nun der Spannungspegel des zusammengesetzten Eingangssignales
und die Demodulationsverstärkung 1 V eff
bzw. -1 dB sind, wie oben beschrieben, kann, da der
Emitter des Transistors 16 über den Widerstand 17 mit
der Masseklemme 4 verbunden ist, die Basisvorspannung
des Transistors 16 als 2,2 V mit einer geringen Toleranz
(0,1 V) gewählt werden. Deshalb kann die Spannung
der Bezugsspannungsquelle 14 2,2 V sein. Dann schwingt,
wenn das zusammengesetzte Signal eine
Amplitude von 1,4 V hat, die Basisspannung des Transistors
16 um die Basisvorspannung von 2,2 V. Wie vorgehend
beschrieben, kann das Basispotential der Transistoren
19, 11 und 12 auf 4,4 V gesetzt werden, wenn
die Kollektor-Emitterspannung des Transistors 16 bei Sättigung
und die Klirrkennlinie des Demodulators berücksichtigt
werden. Andererseits werden die Übersprechkomponenten,
die an der linken bzw. der rechten Kanalausgangssignalklemme
2 bzw. 3 auftreten, gelöscht,
da der Ausgang der Übersprech-Löschschaltung 35
direkt mit den Klemmen 2 bzw. 3 verbunden ist. Folglich
wächst, wenn die Versorgungsspannung an der Versorgungsklemme
1 kleiner als 6 V wird, das Übersprechen der Schaltung
aus den Transistoren 11 und 12.
Da aber die Versorgungsspannung, bei der die Transistoren
19 und 20 der Übersprech-Löschschaltung 35 gesättigt sind,
klein ist im Vergleich zur Spannung, bei der die Transistoren
11 und 12 gesättigt sind, wird das Übersprechlöschen
auch bei einer Reduktion der Versorgungsspannung beibehalten.
Folglich wird, auch wenn die Hauptspannung auf ungefähr
4 V absinkt, der Trennfaktor zwischen linkem und rechtem
Kanal nicht abrupt verschlechtert. Das kommt daher, daß
die Umschalttransistoren 11, 12 bzw. 9, 10 nicht in Reihe mit der Übersprech-Lösch
schaltung 35 liegen.
Diese Bedingung ist in Fig. 3 durch Kurve 200 gezeigt.
Bei Versorgungsspannungen größer als 6 V wird ein Trennfaktor
von 55 dB erhalten, und bei einem Absinken der
Versorgungsspannung auf 4 V kann immer noch ein Trennfaktor
von 50 dB erreicht werden. Ferner kann, wie vorgehend
beschrieben, da die Basisvorspannung der Transistoren 16,
11 und 12 niedrig ausgelegt werden kann, ihre Kollektor-
Emitter-Spannung bei gleicher Versorgungsspannung wie beim
herkömmlichen Demodulator vergrößert werden. Z. B. haben
bei einer Versorgungsspannung von 6 V die Kollektor-Emitter-
Spannungen der Transistoren 11 und 12 den Wert 0,9 V und
die des Transistors 16 den Wert 2,2 V, so daß der Klirrfaktor
weiter herabgesetzt werden kann.
Erfindungsgemäß ist die Übersprech-Löschschaltung
35 parallel zum Transistor 16 mit der Eingangsklemme
18 verbunden. Der Transistor 16 arbeitet
als gemeinsamer Emitterverstärker und der Signalabschwächer
29 ist nicht mit dem Emitter des Transistors
16 verbunden, wie beim herkömmlichen Demodulator. Durch
diesen Aufbau können die Basispotentiale der Transistoren
16, 11 und 12 leicht festgelegt werden, so daß die
Gestaltungsfreiheit für die Schaltung sehr vergrößert
ist. Demgegenüber muß beim herkömmlichen Demodulator die
Basisvorspannung des Transistors 16 in Übereinstimmung
mit sowohl dem zusammengesetzten Eingangsspannungspegel
als auch mit der Abschwächungskonstante des Signalabschwächers
29 ausgelegt werden, so daß der Gestaltungsfreiraum
für die Schaltung erheblich vermindert ist.
Zusätzlich hat der erfindungsgemäße Demodulator, da der
Transistor 16 als gemeinsamer Emitterverstärker verwendet
wird, den Vorteil, daß der dynamische Eingangsbereich vergrößert
werden kann.
Durch die Erfindung ist also ein Stereosignal-Demodulator
geschaffen, dessen Trennfaktor zwischen rechtem und
linkem Kanal bei einer Versorgungsspannung von ungefähr
4 V genügend groß ist, auch wenn das zusammengesetzte
Signal einen Pegel von 1 V eff und die Demodulatorverstärkung
einen Wert von -1 dB hat, und es wird
ein wesentlich geringerer Klirrfaktor für die
gleiche Versorgungsspannung erreicht. Ferner können
die Basispotentiale des Transistors 16 und der Umschalttransistoren
11 und 12 leicht festgelegt werden und außerdem
kann der dynamische Eingangsbereich vergrößert
werden.
Wie vorangehend beschrieben ist es möglich, auch wenn
der Pegel des zusammengesetzten Eingangssignales und
die Stereodemodulationsverstärkung groß sind, einen
Stereosignal-Demodulator zu schaffen, der einen großen
Trennfaktor, eine hervorragende Spannungsreduktionscharakteristik
und einen verbesserten Klirrfaktor hat.
Die Erfindung ist nicht auf das vorbeschriebene Ausführungsbeispiel
begrenzt. Z. B. kann der Widerstand 32,
der in der vorbeschriebenen Ausführungsform als Regelwiderstand
ausgestaltet war, in Abhängigkeit von der
Abschwächung des zusammengesetzten Signales festgelegt
werden, da die Abschwächung zum Löschen der Übersprechkomponenten
leicht bestimmt werden kann. Zusätzlich sind
die zwei Ausgangsschaltungen 40 und 50 als Stromspiegelschaltungen
gestaltet, um die Stromausgangssignale zu erzeugen,
sie können aber auch andere Schaltungskonstruktionen
aufweisen, wie z. B. Lastwiderstände.
Ferner kann der erfindungsgemäße Demodulator natürlich
als integrierte Schaltung ausgebildet werden,
die auf einem einzigen Halbleitersubstrat ausgestaltet
sind, und es hat sich gezeigt, daß er geeignet ist für
solche Integration, da er keine Kondensatorelemente enthält.
Ferner kann die Einrichtung zum Demodulieren des
zusammengesetzten Signales nicht nur ein Differenzverstärker
sein, sondern auch eine Diodenschaltung.
Ferner bilden die Transistoren 9, 10 und 13, der Widerstand
15 und die Bezugsspannungsquelle 14 eine Gleichstromversorgung,
die eine Änderung im Ausgangsgleichstrom
aufgrund des Umschaltens der Transistoren
11 und 12 ausgleicht. Deshalb können, wenn die rechte
und die linke Kanalausgangsklemme 2 bzw. 3 über Koppelkondensatoren
mit Filterschaltungen od. dgl. der nächsten
Stufe verbunden sind, die Transistoren 9, 10 und 13 usw.
der Gleichstromversorgung weggelassen werden,
da, auch wenn die oben erwähnte Vorspannschaltung
weggelassen wird, die Ausgangssignale trotz
der Änderung im Ausgang zur nächsten Stufe übertragen
werden.
Claims (2)
1. Stereosignal-Demodulator mit einem Eingang (18)
für das zusammengesetzte Stereosignal, einem ersten Transistor
(16), dessen Basis mit dem Eingang (18) verbunden
ist, einem zweiten Transistor (13), an dessen Basis eine
Vorspannung anliegt, einem ersten und einem zweiten Hilfsträgeranschluß
(24, 25), zwischen denen ein Hilfsträgersignal
anliegt, einem dritten und einem vierten Transistor
(11, 12), deren Emitter gemeinsam mit dem Kollektor des
ersten Transistors (16) und deren Basen mit dem ersten bzw.
zweiten Hilfsträgeranschluß verbunden sind, einem fünften
und sechsten Transistor (9, 10), deren Emitter gemeinsam mit
dem Kollektor des zweiten Transistors (13) und deren Basen
mit dem zweiten bzw. ersten Hilfsträgeranschluß verbunden
sind, zwei Stromspiegelschaltungen (40 50), an deren Ausgängen
(2, 3) das rechte bzw. linke Signal abgreifbar ist,
wovon die erste (40) mit den Kollektoren des dritten und
fünften Transistors (11, 9) und die zweite (50) mit den
Kollektoren des vierten und sechsten Transistors (12, 10)
verbunden ist und mit einer mit den Stromspiegelschaltungen
(40, 50) zusammenwirkenden Schaltungsanordnung (35) zum Erzeugen
von Übersprechkompensationssignalen aus dem zusammengesetzten
Stereosignal, dadurch gekennzeichnet,
daß der Emitter des ersten Transistors (16) über einen
ersten Widerstand (17) und der Emitter des zweiten Transistors
(13) über einen zweiten Widerstand (15) mit einem
gemeinsamen Bezugspotentialpunkt (4) verbunden ist.
2. Stereosignal-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung
(35) zum Erzeugen von Übersprechkompensationssignalen
einen siebten (19) und einen achten Transistor (20) enthält,
deren Emitter jeweils über einen Serienwiderstand
(30, 31) mit einem Anschluß eines einstellbaren Widerstandes
(32) verbunden sind, dessen anderer Anschluß auf
dem Bezugspotential liegt, daß die beiden Basen dieser
Transistoren (19, 20) mit der Basis des ersten Transistors
(16) verbunden sind, an der das zusammengesetzte Stereosignal
anliegt, daß der Kollektor des siebten (19) bzw.
achten Transistors (20) mit dem Kollektor des Ausgangstransistors
(5, 8) der ersten (40) bzw. zweiten Stromspiegelschaltung
(50) verbunden ist und daß die Verbindungspunkte
der Kollektoren zugleich die Ausgänge (2, 3) für
das linke und das rechte Signal bilden.
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |