DE3507788C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Stereodemodulator von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art. Ein solcher Stereodemodulator ist aus US-PS 43 00 020 bekannt.

Der moderne Trend geht dahin, daß ein solcher Demodulator in vielen verschiedenen Empfangsgeräten, wie z. B. Hi-Fi­ Empfängern, tragbaren Radiogeräten, Autoradiogeräten u. dgl. eingebaut wird. Üblicherweise wird der Indikator in jedem dieser Radioempfänger von der Indikatortreiberschaltung mittels eines Signals gesteuert, dessen Pegel oder Ampli­ tude in den verschiedenen Empfängertypen verschieden sein kann. Da es bei dem üblichen Demodulator keine Möglichkeit gibt, das Treibersignal zu verändern, müssen für die ver­ schiedenen Empfangsgeräte verschiedene Demodulatoren mit entsprechend unterschiedlicher Treiberschaltung verwendet werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Stereo­ demodulator der angegebenen Art so weiterzubilden, daß er bei einfachem Aufbau und Eignung zur Herstellung als integrierte Schaltung eine Anpassung des Umschaltpegels mit einfachen Mitteln ermöglicht.

Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben. Die Unteransprüche beziehen sich auf weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Durch die Ausbildung der negativen Rückkopplungsschleife wird nicht nur der Aufbau der Schaltung wesentlich ver­ einfacht, sondern auch eine Möglichkeit zur einfachen An­ passung des Umschaltpegels an Geräte verschiedenen Typs oder an veränderte Störpegel geschaffen, da lediglich ein im Rückkopplungszweig des Kompensationssignals liegendes äußeres Schaltelement, z. B. ein Kondensator, ausgetauscht zu werden braucht, ohne daß hiervon die sonstige Wirkungs­ weise der Schaltung beeinflußt wird.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 das Blockdiagramm eines bekannten Demodulators;

Fig. 2 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Teils der bekannten Demodulatorschaltung nach Anspruch 1;

Fig. 3 das Blockdiagramm des Demodulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 4 ein Schaltbild der Indikatorstufe des Demodula­ tors von Fig. 3;

Fig. 5 Kennlinien für eine Lösch- oder Unter­ drückungsschaltung zur Verwendung in dem Demo­ dulator nach Fig. 3;

Fig. 6 zeigt die Kennlinie für die Leuchtintensität einer Leuchtdiode zur Verwendung in dem Demo­ dulator nach Fig. 3 und 4.

Anhand von Fig. 1 und 2 wird ein üblicher Demodulator zum besseren Verständnis der Erfindung beschrieben. Gemäß Fig. 1 wird dem Demodulator als Systemeingangssignal IN entweder ein stereophones Signal, welches von einem Pilotsignal von 19 kHz begleitet ist, oder ein monophones Signal ohne Pilot­ signal zugeführt. Das stereophone Signal umfaßt ein Hauptkanalsignal und ein Hilfskanalsignal, die in bekannter Weise die Signalkomponenten für den rechten und linken Kanal tragen.

Das Systemeingangssignal IN wird über einen Puffer­ verstärker 10 als Schaltungseingangssignal CIN einer phasen­ verriegelten Schleife 11 (üblicherweise mit PLL abgekürzt) zu­ geführt. Die phasenverriegelte Schleife 11 umfaßt einen ersten Phasendetektor 14, ein erstes Tiefpaßfilter (LPF) 16, einen Gleichstromverstärker 17 und einen spannungsgesteuer­ ten Oszillator (VCO) 18 zum Erzeugen eines Oszillations­ signals von 76 kHz, welches durch das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers 17 gesteuert wird. Ein erster Fre­ quenzteiler 21 teilt das Oszillatorsignal durch den Faktor 2 , um als ein erstes Bezugssignal ein erstes frequenzgeteiltes Signal FD von 38 kHz zu erzeugen, welches von einem zweiten Frequenzteiler 22 mit einem Teilungsfaktor 2 zu einem zweiten frequenzge­ teilten Signal SD von 19 kHz geteilt wird. Dieses dient als zweites Bezugssignal und wird zum ersten Phasendetektor 14 zurückgeführt. Der erste Phasendetektor 14 detektiert die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal IN und dem zweiten frequenz­ geteilten Signal SD und erzeugt ein entsprechendes Phasen­ differenzsignal. Dieses wird über das erste Tiefpaßfilter 16 und den Gleichstromverstärker 17 dem spannungsgesteuerten Oszilla­ tor 18 zugeführt. Somit ist das zweite frequenzgeteilte Signal SD mit dem Eingangssignal IN phasengekoppelt und es tritt in Abhängigkeit vom Systemeingangssignal IN auf.

Wie man aus der vorstehenden Beschreibung erkennt, stimmt das zweite frequenzgeteilte Signal SD in Frequenz und Phase mit dem im stereophonen Signal enthaltenen Pilotsignal überein. Das Pilotsignal soll bei der Demodulation des stereophonen Signals unterdrückt werden. Zu diesem Zweck wird ein Pilotsignalunterdrücker 23 mit dem zweiten frequenzgeteilten Signal SD beauf­ schlagt und erzeugt ein Löschsignal, welches mit dem Pilotsignal synchronisiert ist und im wesentlichen eine Reproduktion des Pilotsignals darstellen kann.

Das Eingangssignal IN wird ferner über einen Puffer­ verstärker 10 einer Addierstufe 25 zugeführt, die auch das von dem Pilotsignalunterdrücker 23 zugeführte Lösch­ signal empfängt und dieses Löschsignal von dem Eingangs­ signal subtrahiert, um ein Zwischensignal INT zu erzeugen. Die Subtraktion des Löschsignals von dem Eingangssignal ergibt eine ausreichende Unterdrückung des Pilotsignals in dem Zwi­ schensignal INT. Das Zwischensignal INT wird von der Addierstufe 25 einem Multiplexdekoder 27zuge­ führt und von diesem unter Verwendung des ersten fre­ quenzgeteilten Signals FD in eine rechte Signalkomponente R und eine linke Signal­ komponente L dekodiert.

In Fig. 1 und 2 wird das Schaltungseingangssignal CIN von dem Pufferverstärker 10 einer Indikatorschaltung 30 zum Antreiben eines Indikators zugeführt, der eine Leucht­ diode 31 sein kann. Die Indikatorschaltung 30 arbeitet in Abhängigkeit von dem Schaltungseingangssignal CIN und ist mit einem dritten Frequenzteiler 33 mit dem Faktor 2 verbunden. Dieser erzeugt aus dem ersten frequenzge­ teilten Signal FD von 38 kHz ein drittes frequenzge­ teiltes Signal TD als drittes Bezugssignal welches somit eine Frequenz von 19 kHz hat und gegenüber dem zweiten frequenzgeteilten Signal SD um π/2 phasenverschoben ist. Das dritte frequenzgeteil­ te Signal TD wird von dem dritten Frequenzteiler 33 der Indikatortreiberschaltung 30 in Form eines Paars von Pulsfolgen zugeführt, die zueinander gegenphasig sind.

Wie in Fig. 2 dargestellt hat die Indikatorschal­ tung 30 fünf Außenanschlüsse T₁, T₂, T₃, T₄ und T₅. Der dritte Außenanschluß T₃ ist mit einer nicht dargestellten Stromversorgung verbunden, die eine Versorgungsspannung Vcc liefert, während der fünfte Außenanschluß T₄ geerdet ist. Die Leuchtdiode 31 ist über einen Widerstand 34 zwischen den dritten und vierten Außenanschluß T₃, T₄ geschaltet.

Die in Fig. 1 und 2 dargestellte Indikatorschaltung 30 umfaßt einen zweiten Phasendetektor 35, der das Schaltungs­ eingangssignal CIN und das dritte frequenzgeteilte Signal TD empfängt, sowie ein zweites Tiefpaßfilter 36, welches zu­ sammen mit dem zweiten Phasendetektor 35 in einem einzigen Block 37 in Fig. 2 dargestellt ist. Gemäß Fig. 2 besteht der zweite Phasendetektor 35 aus einem ersten Kondensator C₁ fünf Transistoren Q₁ bis Q₅, und drei Widerständen R₁ bis R₃, während das zweite Tiefpaßfilter 36 den vierten und fünften Widerstand R₄ und R₅ und den zweiten Kondensa­ tor C₂ der zwischen den ersten und zweiten Außenanschluß T₁ und T₂ geschaltet ist, umfaßt. Der erste und zweite Transistor Q₁ und Q₂ werden wechselweise ein- und ausgeschaltet in Ab­ hängigkeit von dem Paar von Impulsfolgen, die von dem dritten Frequenzteiler 33 als drittes frequenzgeteiltes Signal TD den Basen des ersten und zweiten Transistors Q₁ und Q₂ zugeführt werden.

Andererseits werden den Emittern des ersten und zwei­ ten Transistors Q₁ und Q₂ das Eingangssignal CIN über einen ersten Kondensator C₁ und den ersten bzw. zweiten Widerstand R₁ bzw. R₂ zugeführt. Demzufolge detektieren der erste und zweite Transistor Q₁ und Q₂ die Phasendiffe­ renz zwischen dem Schaltungseingangssignal CIN und dem dritten frequenzgeteilten Signal TD, die an den Basen des dritten und vierten Transistors Q₃ und Q₄ über das Tief­ paßfilter 36 erscheint, und zwar bei Empfang des Pilot­ signals in der im folgenden beschriebenen Weise. Der dritte und vierte Transistor Q₃ und Q₄ arbeiten als Diffe­ renzverstärker und erzeugen ein der Phasendifferenz ent­ sprechendes Verstärkerausgangssignal.

Das Verstärkerausgangssignal wird einem Schmitt- Trigger 38 zugeführt, der Transistoren Q₇ bis Q₁₀, Widerstände R₆ bis R₉ und eine Diode D umfaßt und in bekannter Weise eine Schwellenspannung aufweist. Wenn das Verstärkerausgangssignal über der Schwellenspannung liegt, gibt der Schmitt-Trigger 38 ein Ausgangssignal an eine Treiberschaltung 39, die aus Transistoren Q₁₁ bis Q₁₃ und Widerständen R₁₀ bis R₁₂ besteht.

Es sei angenommen, daß im Schaltungseingangssignal CIN Pilotsignal nicht vorhanden ist, entweder weil ein monophones Signal empfangen wird oder weil es trotz Empfangs eines stereophonen Signals nicht detektiert wird, da die Phasensynchronität noch nicht hergestellt wurde. In diesem Fall ist der dritte Transistor Q₃ ständig ein­ geschaltet, während der vierte Transistor Q₄ ausgeschal­ tet ist. Somit bleiben der Schmitt-Trigger 38 und die Treiberschaltung 39 inaktiv und die Leuchtdiode 31 bleibt dunkel und zeigt Monoempfang an. Auch wenn trotz Herstel­ lung der Phasensynchronität das Pilotsignal sehr schwach ist und deshalb das Verstärkerausgangssignal nicht über der Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 38 liegt, bleibt der Schmitt-Trigger 38 inaktiv, d. h. sein Aus­ gangssignal springt nicht um, und die Leuchtdiode 31 bleibt wie im Fall des Mono-Empfangs dunkel.

Wenn bei Empfang eines stereophonen Signals das Verstärkerausgangssignal höher als die Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 38 ist, wird das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 38 invertiert und treibt die Leuchtdiode 31 in den Einschaltzustand. Wenn das Ausgangssignal die Leucht­ schwelle der Diode 31 übersteigt, wird die Diode 31 in den Leuchtzustand geschaltet und zeigt Stereoempfang an.

Die beschriebene Indikatorschaltung 30 wird als inte­ grierte Schaltung auf einem Halbleiterchip ausgebildet. Jeder Transistor nimmt eine bestimmte Fläche auf dem Halb­ leiterchip ein. Dann ist der Betrieb, und zwar ins­ besondere die Schaltschwelle für die Photodiode 31, fest vorgegeben durch das Flächenverhältnis zwischen dem dritten und dem vierten Transistor Q₃ und Q₄ und der Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 38. Diese Werte können nicht mehr geändert werden, nachdem die Indikator­ schaltung 13 fertig ausgelegt und auf dem Halbleiterchip ausgebildet worden ist.

Es ist denkbar, den Schaltpegel der Photodiode 31 zu ändern durch äußere Schaltungselemente, die durch zu­ sätzliche Außenanschlüsse, außer den Außenanschlüssen T₁ bis T₅, angeschlossen werden. Es ist jedoch unerwünscht, an einem Halbleiterchip weitere zusätzliche Außenanschlüsse vorzusehen.

Bei den in Fig. 3 und 4 dargestellte Demodulator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sind den Fig. 1 und 2 entsprechende Teile, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Bei Fig. 3 ist zu beachten, daß die Indikatorschaltung 30 nicht von der Multiplexschaltung 27 getrennt, sondern mit ihr gekoppelt ist. Mit anderen Worten, die Indikatorschaltung 30 dient sowohl zum Treiben des durch die Leuchtdiode 31 symbolisierten Indikators als auch zum Unterdrücken des Pilotsignals bei Empfang des stereo­ phonen Signals, wie im folgenden beschrieben wird.

Die Indikatorschaltung 30 umfaßt gemäß Fig. 4 sechs Außenanschlüsse t₁ bis t₆. Die Leuchtdiode 31 liegt zwischen dem vierten und fünften Außenanschluß t₄ und t₅, wobei der vierte Außenanschluß t₄ mit der Versorgungsspannung V _cc beaufschlagt ist. Der sechste Außenanschluß t₆ ist geerdet. Die restlichen Außenanschlüsse werden im Verlauf der Beschrei­ bung erläutert. Einer Addierstufe 41 wird das Schaltungs­ eingangssignal CIN vom Pufferverstärker 10 sowie ein Kompensationssignal LIN zugeführt. Dies wird noch näher beschrieben, wobei hier lediglich angemerkt wird, daß es nur bei Empfang des stereophonen oder zusammengesetzten Signals erscheint und eine Frequenz von 19 kHz gleich dem im stereophonen Signal enthaltenen Pilot­ signal hat. Das Schaltungseingangssignal CIN und das Kompen­ sationssignal LIN werden einem positiven und einem nega­ tiven Anschluß der Addierstufe 41 zugeführt, die somit als Subtraktionsstufe arbeitet und ein Zwischensignal INT erzeugt, in welchem bei Empfang des stereophonen Signals das Pilotsignal unterdrückt ist. In dieser Hinsicht ent­ spricht die Addierstufe 41 der Addierstufe 25 von Fig. 1.

Das Zwischensignal INT wird dem Multiplexdekoder 27 zugeführt und in der anhand von Fig. 1 beschriebenen Weise verarbeitet, um in eine rechte Signalkomponente R und eine linke Signalkomponente L bzw. in ein monaurales Signal dekodiert zu werden.

In Fig. 3 und 4 ist ein zweiter Phasendetektor 43 über eine Pufferschaltung 58 (Fig. 4) mit der Addier­ stufe 41 gekoppelt und arbeitet in Abhängigkeit vom Zwi­ schensignal INT. Gemäß Fig. 4 umfaßt der zweite Phasen­ detektor 43 zehn Transistoren Q₁ bis Q₁₀, zehn Widerstände R₁ bis R₁₀, einen Filterkondensator C _f, der zwischen dem ersten und zweiten Außenanschluß t₁ und t₂ geschaltet ist, und eine Konstantstromquelle 44. Der erste und zweite Transistor Q₁ und Q₂ sind mit ihren Kollektoren verbunden, an ihren Basen über den Widerstand R₁ bzw. R₅ mit dem dritten Frequenzgeteilten Signal TD beaufschlagt und an ihren Emittern über den dritten bzw. siebten Widerstand R₃ und R₇ mit dem Zwischensignal INT beaufschlagt. Das dritte frequenzgeteilte Signal TD dient wie oben als drittes Bezugsignal und besteht aus Pulsfolgen.

Der sechste und siebte Transistor Q₆ und Q₇ sind mit ihren Basen an dem zweiten bzw. ersten Außenanschluß t₂ bzw. t₁ angeschlossen, mit ihren Emittern über die Konstant­ stromquelle 44 mit dem sechsten Außenanschluß t₆ verbunden und mit ihren Kollektoren an eine erste Stromspiegelschal­ tung angeschlossen, die den dritten, vierten und fünften Transistor Q₃ bis Q₅ enthält. Der Kollektor des vierten Transistors Q₄ ist über den achten und neunten Transistor Q₈ und Q₉ sowie über den zehnten Widerstand R₁₀ mit dem als Diode geschalteten zehnten Transistor Q₁₀ verbunden.

Eine Löschschaltung 45 ist gemäß Fig. 3 mit dem zweiten Phasendetektor 43 verbunden und umfaßt einen Wellen­ generator 46 und eine Pegeleinstellschaltung. Die Pegel­ einstellschaltung umfaßt einen Rückkopplungskondensator 50, der über einen Rückkopplungswiderstand 51 mit dem negativen Eingang der Addierstufe 41 verbunden ist. Der Rückkopplungs­ kondensator 50 ist mit dem dritten Außenanschluß t₃ ver­ bunden und hat die Kapazität Ca, während der Rückkopplungs­ widerstand 51 den Widerstandswert R hat. Die Löschschal­ tung 45 umfaßt gemäß Fig. 4 die Transistoren Q₁₁ bis Q₁₈, wobei der Transistor Q₁₁ mit dem Transistor Q₁₀ zur Bildung einer zweiten Stromspiegelschaltung verbunden ist, während der als Diode geschaltete Transistor Q₁₂ mit dem Transistor Q₁₃ zur Bildung einer dritten Stromspiegelschaltung ver­ bunden ist. Der Transistor Q₁₂ ist mit dem Transisotor Q₁₁ verbunden.

Die Transistoren Q₁₄ und Q₁₅ sind mit ihren Emittern gemeinsam mit dem Transistor Q₁₃ verbunden und an ihren Basen mit dem zweiten frequenzgeteilten Signal beaufschlagt, d. h. mit dem zweiten Bezugssignal SD, dessen Phase um π/2 von der des dritten frequenzgeteilten Signals TD abweicht. Das zweite frequenzgeteilte Signal SD liegt in Form eines Paares von Pulsfolgen vor, welche zueinander gegenphasig sind. Somit werden die Tran­ sistoren Q₁₄ und Q₁₅ wechselsweise ein- und ausgeschaltet.

Eine fünfte Stromspiegelschaltung umfaßt die Tran­ sistoren Q₁₆ und Q₁₇, die mit den Transistoren Q₁₄ bzw. Q₁₅ verbunden sind, sowie den Transistor Q₁₈, der in der dargestellten Weise geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors Q₁₇ ist mit dem drit­ ten Außenanschluß t₃ verbunden und über den Rückkopplungs­ widerstand 51 mit dem negativen Eingang der Addierstufe 41 verbunden.

Der Wellengenerator 45 ist mit einer Treiberschal­ tung 53 zum Treiben der Leuchtdiode 31 verbunden. Diese um­ faßt gemäß Fig. 4 die Transistoren Q₁₉ bis bis Q₂₅ sowie die Widerstände R₁₁ bis R₁₇. Der Transistor Q₂₀ ist mit dem Transistor Q₁₂ zur Bildung einer fünften Stromspiegel­ schaltung verbunden und ferner über den Widerstand R₁₁ mit dem als Diode geschalteten Transistor Q₁₉ verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor Q₂₀ und dem Widerstand R₁₁ ist mit einer Hystereseschaltung verbunden, die die Transistoren Q₂₁ bis Q₂₃ und die Wider­ stände R₁₃ bis R₁₅ umfaßt und dessen Schwellenspannung durch diese Transistoren und Widerstände festgelegt ist.

Die Kombination der Transistoren Q₂₄ und Q₂₅ und des Widerstandes R₁₆ dient als Treiber zum Antreiben der Leucht­ diode 31. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R₁₆ und dem Transistor Q₂₃ ist mit einer Schaltstufe 55 ver­ bunden, die die Umschaltung zwischen den Betriebszuständen für Stereoempfang oder Monoempfang bewirkt. Im Stereo­ empfangsbetrieb liefert die Schaltstufe 55 das zweite frequenzgeteilte Signal SD (38 kHz) zum Dekoder 27, der hierdurch die Signale für den rechten und linken Kanal erzeugt. Im Monoempfangsbetrieb verhindert die Schalt­ stufe 55 die Zuführung des Signals SD zum Dekoder 27, von dem somit das monophone Signal abgegeben wird.

Bei Empfang des monophonen Signals wird kein Pilot­ signal von der Addierstufe 41 dem zweiten Phasendetektor 43 zugeführt. In diesem Fall wird der Transistor Q₆ eingeschal­ tet gehalten, während der Transistor Q₇ ausgeschaltet ist. Infolge dessen bleiben der zweite Phasendetektor 43, die Löschschaltung und die Treiberschaltung 53 inaktiv und die Leuchtdiode 31 bleibt dunkel.

Bei Empfang des stereophonen Signals wird das Pilot­ signal von 19 kHz von der Addierstufe 41 den Emittern der Transistoren Q₁ und Q₂ über die Widerstände R₃ bzw. R₇ zugeführt. Da die Transistoren Q₁ und Q₂ wechselweise ein- und ausgeschaltet werden durch die Impulsfolgen, die als drittes frequenzgeteiltes Signal TD vorliegen, wird der Filterkondensator C _f aufgeladen in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen dem dritten frequenzgeteilten Signal und dem Pilotsignal und wird auf einer dieser Phasendifferenz entsprechenden Spannung gehalten. Die Spannung am Filterkondensator C _f erscheint ständig während des Empfangs des stereophonen Signals.

Die Transistoren Q₆ und Q₇ werden aufgrund der am Filterkondensator C _f liegenden Spannung leitend gehal­ ten und empfangen Ströme von der ersten Stromspiegel­ schaltung aus den Transistoren Q₃ bis Q₅. Die Ströme fließen durch die Transistoren Q₆ und Q₇ in einem Ver­ hältnis, welches von der am Kondensator C _f erzeugten Spannung bestimmt wird.

Wenn der Transistor Q₇ in der beschriebenen Weise leitend wird, werden die Transistoren Q₈ und Q₉ einge­ schaltet, und der dann fließende elektrische Strom wird dem Transistor Q₁₀ der zweiten Stromspiegelschaltung zugeführt. Der sich ergebende Strom ist ein Gleichstrom.

Der Transistor Q₁₁ der zweiten Stromspiegelschaltung ist Teil des Wellengenerators 46 und bewirkt einen Strom­ fluß durch diesen. Dieser elektrische Strom ist proportional zu dem Strom durch den Transistor Q₁₀ und wird im folgen­ den als Bezugsstrom bezeichnet. Dieser Bezugsstrom fließt durch den Transistor Q₁₂, der Teil der dritten und fünften Stromspiegelschaltung ist. Infolgedessen fließen durch die Transistoren Q₁₂ bzw. Q₂₀ ein erster und ein zweiter Strom I₁ und I₂, die proportional dem Bezugsstrom sind.

Der erste Strom I₁ wird einem Differenzverstärker zu­ geführt, der aus den Transistoren Q₁₄ und Q₁₅ besteht, die im Gegentakt ein- und ausgeschaltet werden in Abhängigkeit von dem Paar von Impulsfolgen des zweiten frequenzgeteilten Signals SD von dem zweiten Frequenzteiler 22. Infolgedessen fließt der erste Strom I₁ abwechselnd durch den Transistor Q₁₄ und den Transistor Q₁₅ und wird der vierten Stromspiegel­ schaltung aus den Transistoren Q₁₆ und Q₁₇ zugeführt.

Wenn der Transistor Q₁₅ eingeschaltet wird, wird der Rückkopplungskondensator 50 mit einer Geschwindigkeit auf­ geladen, die von dem ersten Strom I₁ durch den Kollektor des Transistors Q₁₇ bestimmt wird. Wenn andererseits der Transistor Q₁₄ eingeschaltet ist, wird der Rückkopplungs­ kondensator 50 durch die vierte Stromspiegelschaltung ent­ laden mit einer Geschwindigkeit, die von dem ersten Strom I₁ bestimmt wird. Somit erfolgen die Aufladung und Entladung mit gleicher Geschwindigkeit. Infolgedessen hat die am Kondensator 50 erzeugte Spannung V _C einen Dreiecks- oder Sägezahnverlauf und eine Amplitude, die von dem ersten Strom I₁ abhängt. Die Spannung V _C wird erzeugt als Lösch­ signal zum Unterdrücken des Pilotsignals.

Der Kondensatorstrom I _c, der durch den Rückkopplungskondensator 50 fließt, ist gegeben durch:

I _c = k · 2 f · C _a · V _c,

wobei k eine Proportionalitätskonstante und f die Frequenz von 19 kHz bedeuten. Die Amplitude der Spannung V _c bleibt unverändert, solange sich die Amplitude des Pilotsignals in dem stereophonen Signal nicht ändert. Somit hat der Kon­ densatorstrom I _c eine Amplitude, die durch die Kapazität C _a des Rückkopplungskondensators 50 bestimmt wird. Dies bedeutet, daß der Kondensatorstrom I _c durch Verändern der Kapazität C _a verändert werden kann.

Das Löschsignal, welches am Rückkopplungskondensator 50 erscheint, wird als Kompensationssignal LIN zum negativen Eingang der Addierstufe 41 rückgekoppelt. Hieraus erkennt man leicht, daß die Addierstufe 41, der zweite Phasendetektor 43 und die Löschschaltung 45 eine negative Rückkopplungsschleife bilden, wodurch die mittlere Differenz zwischen dem Pilotsignal und dem Kompensationssignal LIN minimiert wird. Zu diesem Zweck wird der erste Strom I₁ in der Rückkopplungsschleife so gesteuert, daß das Kompensationssignal LIN im Durchschnitt dem Pilotsignal angenähert ist. Da das Pilotsignal als Sinuswelle vorliegt, leuchtet ein, daß die Rückkopplungsschleife eine Drei­ eckswelle als Näherung für die Sinuswelle benutzt. Hierbei ist zu bemerken, daß der erste Strom I₁ durch Verändern der Kapazität C _a verändert werden kann.

Andererseits liefert der Wellengenerator 46 (Fig. 3) den zweiten Strom I₂ zur Treiberschaltung 53 über den Transistor Q₂₀ (Fig. 4), der mit dem Transistor Q₁₂ zu­ sammenwirkt. Der zweite Strom I₂ ist deshalb proportional zu dem durch den Transistor Q₂ fließenden Bezugsstrom und auch zu dem ersten Strom I₁.

Da, wie erwähnt, die Ladung und Entladung des Rück­ kopplungskondensators 50 mit einer vom ersten Strom I₁ bestimmten Geschwindigkeit erfolgen, besteht eine feste Beziehung zwischen dem zweiten Strom I₂ und der am Rück­ kopplungskondensator 50 erzeugten Spannung V _c.

Gemäß Fig. 4 wird der zweite Strom I₂ durch den Widerstand R₁ und den Transistor Q₁₉ in eine Treiber­ spannung V _O umgewandelt, die der Hystereseschaltung zugeführt wird, welche eine Schwellenspannung hat. Wenn die Treiberspannung V _O die Schwellenspannung der Hyste­ reseschaltung übersteigt, werden die Transistoren Q₂₂ bis Q₂₅ leitend, so daß die zwischen den vierten und fünften Außenanschluß t₄ und t₅ geschaltete Leuchtdiode 31 aufleuchtet. Ferner wird eine am Widerstand R₁₆ erzeugte Spannung der Schaltstufe 55 zugeführt, um den Demodulator in den Stereoempfangsbetrieb zu schalten.

Das in dem Systemeingangssignal IN enthaltene Pilot­ signal hat eine unveränderliche Amplitude bei normalem Stereoempfangsbetrieb. Der Kondensatorstrom I _c kann ge­ ändert werden durch Verändern der Kapazität C _a, und dies bedeutet auch eine entsprechende Veränderung des ersten und zweiten Stromes I₁ und I₂. Somit können der erste und zweite Strom I₁ und I₂ über die Kapazität C _a des Rückkopplungskondensators 50 gesteuert werden.

Es ist somit möglich, den Schaltpegel der Schalt­ stufe 55 zu variieren, und zwar auch dann, wenn die Hystereseschaltung aus den Transistoren Q₂₁ bis Q₂₃ und den Widerständen R₁₄ und R₁₅ eine konstante Schwellen­ spannung hat.

Gemäß Fig. 5 wird bei Änderung der Kapazität C des Rückkopplungskondensators 50 der Pegel des zweiten Stromes I₂ fortschreitend geändert. Bei kleiner Kapa­ zität C _a verändert sich der Pegel des zweiten Stromes I₂ relativ zum Pilotsignal entsprechend der Linie 61. Bei mittlerer bzw. großer Kapazität C _a ist die Abhängigkeit des zweiten Stromes I₂ vom Pilotsignal durch die Linien 62 bzw. 63 angegeben. Wenn die Amplitude des Pilotsignals bei V _c₁ ge­ halten wird, kann die Kapazität C _a so gewählt werden, daß der zweite Strom I₂ die Werte I₂₁, I₂₂ oder I₂₃ an­ nimmt.

In Fig. 6 ist durch die Linie 65 die Beziehung zwi­ schen der Leuchtintensität der Leuchtdiode 31 und der Kapazität C _a angegeben. Bei Zunahme der Kapazität C _a nimmt die Leuchtintensität ab. Somit ist der Betrieb der Leuchtdiode 31 und der Schaltstufe 55 durch Verändern der Kapazität C _a steuerbar.

Falls bei schwacher Empfangsfeldstärke die Amplitude des Pilotsignals abnimmt, hat dies eine Abnahme der Spannung V _C am Rückkopplungskondensator 55 und eine Ab­ nahme des zweiten Stroms I _c zur Folge. Infolgedessen wird die Treiberspannung V _O erniedrigt, wodurch die Leuchtdiode 31 dunkel wird und die Schaltstufe 55 eine Umschaltung vom Stereobetrieb in den Monobetrieb vornimmt.

Die in Fig. 4 dargestellte Indikatorschaltung wird als integrierte Halbleiterschaltung hergestellt. Die fünf Außenanschlüsse t₁ bis t₅ sind dann Außen­ anschlüsse des Chips zur Verbindung mit äußerden Schal­ tungselementen. Insbesondere der Filterkonden­ sator C _f, der Rückkopplungskondensator 50, die Leucht­ diode 31 und der Widerstand R₁₇ werden als solche äußeren Schaltungselemente angeschlossen.

Da die Löschschaltung 45 in der Indikatorschaltung 30 enthalten ist, kann die Anzahl der Schaltungselemente des Demodulators verringert werden. Der Demodulator kann somit kostengünstig in integrierter Halbleitertechnik hergestellt werden.

Änderungen und Ausgestaltung der beschriebenen Aus­ führungsform sind im Rahmen der Erfindung möglich. Beispiels­ weise kann das Schaltungseingangssignal CIN direkt dem zweiten Phasendetektor 43 zugeführt werden, wobei allein das Zwischensignal INT dem Multiplexdekoder 27 zugeführt wird. Das heißt, der Löschschaltung 45 kann ein beliebiges Signal zugeführt werden, solange es in Beziehung zu dem Schaltungseingangssignal steht.

Claims (5)

1. Stereodemodulator mit Pilotsignalunterdrückung und Stereo/Mono-Umschaltung,
mit einer vom zugeführten Multiplexsignal beaufschlagten phasenverriegelten Schaltung (11), die einen ersten Phasen­ detektor (14), einen steuerbaren Oszillator (18) und Fre­ quenzteiler (21, 22, 23) aufweist und ein zu dem im Multi­ plexsignal enthaltenen Trägersignal frequenzgleiches erstes Bezugssignal (FD), ein zum Pilotsignal phasen- und fre­ quenzgleiches zweites Bezugssignal (SD), das zum ersten Phasendetektor (14) rückgekoppelt wird, und ein zu dem zweiten Bezugssignal (SD) frequenzgleiches, aber phasen­ verschobenes drittes Bezugssignal (TD) erzeugt, einem zweiten Phasendetektor (43), der mit dem Multiplex­ signal und dem dritten Bezugssignal (TD) beaufschlagt ist und einen nachgeschalteten Kompensationssignalerzeuger (46) steuert, der ein zum Pilotsignal frequenzgleiches, gleich- oder gegenphasiges Kompensationssignal (LIN) er­ zeugt, einer mit dem Multiplexsignal und dem Kompensations­ signal beaufschlagten Signalverknüpfungsstufe (41), die als Ausgangssignal ein im wesentlichen pilotsignalfreies Multiplexsignal (INT) erzeugt,
einer Steuerschaltung (55), die mit dem ersten Bezugs­ signal (FD) beaufschlagt ist und es in Abhängigkeit von einem Steuersignal als Ausgangssignal weitergibt, und einem Dekoder (27), der mit den Ausgangssignalen der Signalverknüpfungsstufe (41) und der Steuerschaltung (55) beaufschlagt ist und zwei Kanalsignale (L und R) erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasendetektor (43) der Signalverknüpfungs­ stufe (41) nachgeschaltet ist, wobei die Signalverknüpfungs­ stufe (41), der zweite Phasendetektor (43) und der Kompen­ sationssignalerzeuger (46) eine über das Kompensations­ signal (LIN) rückgekoppelte negative Rückkopplungs­ schleife bilden, und daß der Kompensationssignalerzeuger (46) das Steuer­ signal als zweites Ausgangsssignal erzeugt.

2. Stereodemodulator nach Anspruch 1 , dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Kompensationssignal­ erzeuger (46) eine mit dem zweiten Phasendetektor (43) gekoppelte Einrichtung (Q 11) zum Erzeugen eines vom Aus­ gangssignal des zweiten Phasendetektors (43) bestimmten Referenzsignals und Signalerzeugungsmittel (Q 12-Q 18) auf­ weist, die in Abhängigkeit von dem Referenzsignal und dem zweiten Bezugssignal (SD) das Kompensationssignal (LIN) und das Steuersignal proportional zu dem Referenzsignal erzeugen.

3. Stereodemodulator nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß das von dem Kompensations­ signalerzeuger (46) erzeugte Steuersignal eine Stereo­ empfangsanzeige (53) steuert.

4. Stereodemodulator nach Anspruch 3 , dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Stereoempfangsan­ zeige (53) ein optisches Anzeigeelement (31) und eine Signalzuführschaltung (Q 21-Q 25, R 13-R 15) aufweist, die mit dem Kompensationssignalerzeuger (46), dem Anzeige­ element (31) und der Steuerschaltung (55) verbunden ist, um das Steuersignal dem Anzeigeelement und der Steuer­ schaltung zuzuführen, so daß diese den Stereoempfang an­ zeigt.

5. Stereodemodulator nach Anspruch 4 , dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Signalzuführschaltung einen Widerstand (R 11), der einen dem Steuersignal ent­ sprechenden Spannungsabfall als Treiberspannung erzeugt, und eine Treiberschaltung (Q 21-Q 25, R 13-R 15) aufweist, die eine Schwellenspannung aufweist und das Anzeige­ element ansteuert, wenn die Treiberspannung die Schwellen­ spannung übersteigt.