DE3014052A1

DE3014052A1 - Fm-fehlerkompensationsschaltung

Info

Publication number: DE3014052A1
Application number: DE19803014052
Authority: DE
Inventors: Yoshihiro Okuno
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1979-04-11
Filing date: 1980-04-11
Publication date: 1980-10-30
Also published as: FR2454230B1; FR2454230A1; JPS55143843A; JPS6210454B2; GB2047056B; US4221930A; GB2047056A

Description

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Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung betrifft allgemein Frequenzmodulationssysteme und bezieht sich insbesondere auf eine Kompensationsschaltung, welche korrigierend wirkt, wenn ein FM-Signal Ausfälle zeigt.

Beim Demodulationsvorgang in einem Frequenzmodulationssystem kann bei plötzlichen Abfällen der Eingangssignalamplitude entweder auf Null oder einen niedrigen Wert das Demodulationsausgangssignal gestört sein. Diese Art von Eingangssignalausfällen trifft man bei Systemen wie Videoplattensystemen, Videobandaufnahmesystemen und FM-Rundfunkempfängern an. Wenn sich beispielsweise Staub auf einer Videoplatte absetzt oder wenn die Platte selbst einen Fehler in der Informationsspur aufweist, dann führt dies zu einem gelegentlichen Verlust des mit dem Abnehmer von der Platte wiedergewonnenen FM-Signaüs. Ähnlich beobachtet man bei FM-Autoradios einen plötzlichen Signalabfall, wenn das Auto durch Bereiche fährt, wo die Signalstärke wegen Auslöschungserscheinungen zwischen direkter und reflektierter Übertragungswelle sehr niedrig ist. In beiden Fällen äußern sich solche Signalausfälle in störenden Geräuschen des Videosignalausgangs.

Nach einer bekannten Technik zur Beseitigung solcher störender Geräusche im demodulierten Ausgangssignal eines FM-Systems wird das ankommende FM-Signal hinsichtlich des Auftretens eines Signalabfalls, auch "dropout" genannt, analysiert. Der Dropout-Detektor liefert einen Impuls, dessen Dauer der Dauer des Signaldropouts entspricht. Dieser Fehlerimpuls durchläuft dann eine Impulsstreckungsschaltung, welche eine gestreckte Version des Dropout-Impulses liefert. Dieser gestreckte Impuls wird dann zur Betätigung einer Äbtast- und Halteschaltung benutzt, die gleich nach dem FM-Demodulator im Tonkanal liegt. Nach der Erzeugung eines gestreckten Fehlerimpulses wird das demodulierte Ausgangssignal auf dem Pegel gehalten, den es vor dem Auftreten des

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Signaldropouts hatte. Dieser Pegel wird für die Dauer des gestreckten Impulses festgehalten. Nach dem Auftreten des gestreckten Impulses kehrt das demodulierte Tonsignal auf seinen normalen Pegel zurück in einem Sinne, der sich durch den Wert des demodulierten Tonsignals beim Verschwinden des gestreckten Impulses ergibt.

Diese bekannte Lösung ist jedoch im Betrieb aus den folgenden Gründen nicht ganz zufriedenstellend. Wenn der Wert des demodulierten Tonsignals nach dem Auftreten des gestreckten Impulses auf seinen normalen Betriebswert zurückkehrt, dann können sehr gut plötzliche Übergänge zwischen dem festgehaltenen Tonsignalwert und dem dann vorliegenden Tonsignalwert auftreten. Außerdem besteht der Nachteil, daß ein einziger Tonsignalpegel für die ganze Dauer des gestreckten Impulses festgehalten wird.

Die hier zu beschreibende Erfindung überwindet die soeben erwähnten Nachteile der bekannten Lösung durch Anwendung einer Schaltungstechnik, die mit dem Betrieb einer Deemphasisschaltung zusammenhängt. Die erfindungsgemäße Anordnung hat die Tendenz, den Übergang von dem festgehaltenen Wert auf den neu anzunehmenden Wert des demodulierten Tonsignals in der Abtast- und Halteschaltung auszugleichen. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung besteht eine Tendenz den Signalwert während der Halteperiode, also während der Dauer des gestreckten Impulses, nachgeben zu lassen, so daß die demodulierte Tonsignalschwingung während der gesamten Dauer des gestreckten Impulses eine glatte kontinuierliche Signalschwingung zu bilden versucht.

Entsprechend der Erfindung ist bei einem System zur Verarbeitung einer modulierten Signalschwingung in mindestens einem Hauptsignalweg und zur Lieferung eines demodulierten Signals an eine Nutzschaltung die folgende Kombination vorgesehen. Ein .Detektor, dem die modulierte Signalschwingung zugeführt wird und der Zeitintervalle erheblich verringerten Pegels im modulierten Signal feststellt und beim Auftreten von solchen Zeitintervallen ein Ausgangssignal liefert. Eine mit dem Hauptsignalweg verbundene

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Impedanzeinrichtung, deren Impedanz sich unter Einfluß des vom Detektor gelieferten Ausgangssignals entsprechend dem Pegel des Detektorausgangssignals verändert. Eine zwischen die Impedanzeinrichtung und die Nutzschaltung geschaltete Deemphasisschaltung, deren Frequenzverhalten durch ein kapazitives und ein Widerstandselement bestimmt wird, wobei in das Widerstandselement der Deemphasisschaltung die veränderbare Impedanz eingeht. Die Wirkung der soeben beschriebenen Anordnung ergibt eine Deemphasisschaltung, deren Zeitkonstante sich in Beziehung zu der Feststellung von Signaldropouts verändert. Diese Anordnung sucht das demodulierte Tonsignal während der Signaldropoutfalle zu glätten und auf diese Weise zu beanstandende Geräusche im wesentlichen zu eliminieren.

Weiterhin kann es gemäß der Erfindung in einigen Fällen wünschenswert sein, dem Dropout-Detektor einen Impulsbreitendiskriminator nachzuschalten, so daß das Kompensationssystem nur dann aktiv wird, wenn die Dauer eines Signalausfalls eine vorbestimmte Zeitdauer überschreitet.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Bildplattensystems, bei welchem die Erfindung mit Vorteil angewendet werden kann;

Fig. 2 bis 5 Schwingungsformen zur Erläuterung der Funktionsweise der Erfindung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Kompensationsschaltung;

Fig. 7 ein detailliertes Diagramm zur Erläuterung eines praktischen Systems, welches von der Erfindung Gebrauch macht; und

Fig. 8 bis 11 Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 7.

Fig. 1 zeigt in Blockform ein typisches Videoplattensystem. Die Bildplatten-Abnehmerelektronik 10 entnimmt die Bild- und Ton-

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-Vorinformation von der Platte und liefert an die Bild- und die Tonverarbeitungsschaltung 12 bzw. 14 ein FM-Signal„ Das am Ausgang der Abnehmerelektronik 10 gelieferte Signal ist typischerweise ein PM-Signalgemisch, welches Leuchtdichte-, Färb- und Toninformation sowie Synchronkomponenten enthält.

Die Bildverarbeitungsschaltung 12 enthält typischerweise die Elektronik zur Aufbereitung des abgenommenen FM-Signals für die Modulation in einem HF-Modulator 16 zur Vorbereitung der Zuführung zum Fernsehsichtgerät 18. Die Bildverarbeitungsschaltung 12 enthält einen Bild-FM-Demodulator und typischerweise irgendeine Art von Fehler- oder Dropout-Detektor. Bei Systemen der in Fig.1 gezeigten Art bedeutet der Ausdruck Signal-Dropout mehr als nur Signale vom Pegel Null oder niedrigen Pegels. Er bezieht sich generell auf Zustände, wo die ankommende FM-Trägerfrequenz über oder unter den gewünschten Abweichungsbereich fällt. Die Fälle, bei denen der Dropout-Detektor in Systemen wie einem Bildplattenwiedergabesystem wirksam wird, können den Trägerausfall ebenso wie Abweichungen außerhalb des zulässigen Abweichungsbereiches des FM-Signals umfassen. Die hierzu benutzten Einheiten analysieren das ankommende FM-Signal und liefern einen Ausgangsimpuls immer dann, wenn es sich um einen Signalausfall oder einen erheblichen Signalabfall handelt. Die Dauer des Dropout-Detektorimpulses kann man mit der Dauer des Dropouts im ankommenden FM-Signal zusammenfallen lassen. In Fig. 1 stellt die Verbindung zwischen der Bildverarbeitungsschaltung 12 und der Tonverarbeitungsschaltung 14, welche als Leitung 20 bezeichnet ist, die Verbindung zwischen dem Dropout-Detektor in der Bildsignalverarbeitungsschaltung 12 und der Tonverarbeitungsschaltung 14 dar. Die Leitung 20 ist ein Leitungsweg, der Impulse führt, welche vom Fehlerdetektor erzeugt sind.

Die Tonverarbeitungsschaltung 14 erhält das ankommende FM-Signal und verarbeitet es längs eines Signalweges, der nach einer geeigneten Filterung typischerweise einen FM-Demodulator enthält, und das demodulierte Tonsignal wird dem HF-Modulator 16 zugeführt zur Vorbereitung der Zuführung eines geeigneten Signalgemisches,

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also Videosignal mit begleitendem Ton und Synchronkomponenten, zum Fernsehsichtgerät 18. Es gibt natürlich auch Anwendungsfälle, wo das Tonsystem für stereophone Signale eingerichtet ist. Das bedeutet, daß bei stereophonisch·=:: {oder sogar zweisprachigen) Anwendungen in der Tonverarbeicungsschaltung 14 Vorkehrungen für zwei Signalwege getroffen sind, deren jeder einen FM-Demodulator für die Lieferung von Links- und Rechtssignalen (bzw. ersten und zweiten Signalen) an die Nutzschaltung vorhanden sind.

In Fig. 2 ist ein idealer FM-Träger dargestellt. Zu irgendeiner Zeit während der Rückgewinnung des FM-Signals tritt eine Zeitperiode td auf, in welcher der FM-Träger vollständig verschwunden ist. Die Zeit td stellt die Dauer des Signalausfalls dar. Diese Signalausfallsdauer ist wesentlich kürzer als die Modulationsschwingungsperiode und viel länger als die Trägerwellenperiode. Dies trifft typischerweise auf die hier betrachteten Systeme zu.

Fig. 3 zeigt das Ergebnis des Signalausfalls, wie er in Fig. veranschaulicht ist, bezüglich des demodulierten Signals. Man sieht, daß ein Übergang im demodulierten Signal auftritt, der sich über einen Zeitraum tr über den Zeitraum td des Signaldropouts hinaus erstreckt. Genau dieses Übergangsphänomen läßt es wünschenswert erscheinen, die Dauer des Defektimpulses auszudehnen, so daß er den gesamten Zeitraum td plus tr überdeckt. Wie noch im einzelnen erläutert werden wird, erreicht man dies durch Verwendung einer Impulsstreckungsschaltung, welche dem Dropout-Detektor folgt.

Nimmt man ein Kompensationssystem an, welches auf der Abtast- und Haltetechnik basiert, dann sieht man anhand von Fig. 4, daß der demodulierte Tonsignalpegel für eine Zeitdauer td plus tr auf dem Amplitudenwert gerade vor Auftreten des Signalausfalls gehalten wird. Am Schluß der Streckimpulsdauer td plus tr wird die Abtast- und Halteschaltung freigegeben, und das demodulierte Tonsignal kehrt auf den Pegel zurück, wo es zu diesem Zeitpunkt wäre. Das aus Fig. 4 ersichtliche Resultat bei Verwendung der

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üblichen Abtast- und Haltetechnik zeigt ein demoduliertes Tonsignal, welches für die Haltezeit flach verläuft und dann einen scharfen Sprung vom Haltewert auf den dann vorliegenden Punkt der demodulierten Tonsignalschwingung macht.

Obgleich die Hauptursache für störende Geräusche im demodulierten Tonausgangssignal, also die übergänge gemäß Fig. 3, durch Verwendung der Abtast- und Haltetechnik gemäß Fig. 4 überwunden sind, befriedigt die Abtast- und Halteschaltung nicht vollständig wegen des Haltepegels und der plötzlichen Änderung vom Haltepegel auf den neuen Anfangspegel. Es wäre wesentlich erwünschter, ein demoduliertes Tonausgangssignal zu erhalten, wie es Fig. 5 zeigt, wobei der Haltepegel nicht wirklich festgehalten wird, sondern die Signalschwingung während der Periode td plus tr ausfüllt und wobei die plötzliche Pegelverschiebung am Ende dieser Periode im wesentlichen geglättet ist. Diese Anordnung ist in Fig. 6 dargestellt und zeigt im wesentlichen das Verhalten gemäß Fig. 5.

In Fig. 6 ist der Dropout-Detektor 30 gezeigt, der - wie bereits erwähnt - typischerweise in der Bildverarbeitungsschaltung 12 gemäß Fig. 1 enthalten ist. Der Dropout-Detektor 30 liefert eine Impulsanzeige des Auftretens bei verschwindendem oder verringertem Trägerpegel auf der Leitung 20. Dieser Dropout-Anzeigeimpuls auf der Leitung 20 wird einem Impulsbreitendiskriminator 32 zugeführt. Dieser Diskriminator 32 ist jedoch nicht unbedingt für den Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltung erforderlich. Es hat sich jedoch gezeigt, daß es bei bestimmten Systemen unerwünscht sein kann, beim Auftreten sehr kurzer Signaldropouts den Korrekturvorgang auszulösen. Der Impulsbreitendiskriminator 32 ist also zur Verhinderung einer Aktiviering des !CompensationsVorgangs vorgesehen, wenn die Impulsbreite des Dropout-Detektorimpulses auf der Leitung 20 eine Dauer unterhalb eines vorgegebenen Wertes hat. Das Ausgangsimpulssignal vom Diskriminator 30 wird dann (wenn die Dauer des Dropout-Detektorimpulses größer als der vorgegebene Wert ist) einer Impulsstreckungsschaltung 34 zugeführt, der dazu dient, den Dropout-Detektorimpuls nach dem Diskriminator auf eine genügende Länge zu strecken, damit er die in Fig. 3 dargestellte

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vorausgegangene Übergangserscheinung überdeckt. Dieser gestreckte Dropout-Impuls von der Impulsstreckungsschaltung 34 wird dann dem Eingang einer Integrationsschaltung 36 zugeführt.

Die Integrationsschaltung 36 liefert ein Ausgangssignal mit einer Gleichspannungskomponente, die sich ändert entsprechend der Fehlerzählung und der akkumulierten Dauer der Impulse, welche am Eingangsanschluß der Integrationsschaltung 36 anliegen. Die Integrationsschaltung 36 liefert somit ein Signal, dessen Pegel sich in Abhängigkeit von der Dauer der Fehlerimpulse ebenso wie von der Häufigkeit des Auftretens der Fehlerimpulse ändert.

Die Ausgangssignale der Integrationsschaltung 36 werden dann einer veränderbaren Impedanzeinrichtung 38 zugeführt, die mit einer Deemphasisschaltung 40 verbunden ist. Wie noch deutlicher wird, kann die veränderbare Impedanzeinrichtung 38 als Teil der Deemphasisschaltung 40 angesehen werden. Zum Zwecke der Erläuterung und weil die veränderbare Impedanzeinrichtung 38 bei der betrachteten Ausführungsform eine von der üblichen Deemphasisschaltung 40 physisch getrennte Einheit ist, sind die beiden Elemente in Fig. 6 getrennt dargestellt. Die Gesamtschaltung 42 liegt im Haupttonsignalweg, der das ankommende FM-Signal im Verlauf des Demodulationsvorgangs verarbeitet und das demodulierte Tonsignal an eine Nutzschaltung 44 liefert. Die in Fig. 6 dargestellte Anordnung ist so getroffen, daß der Wert des Ausgangssignals der Integrationsschaltung 36 bei längeren Fehlern oder häufig wiederkehrenden Fehlern ansteigt und damit die Impedanz der veränderbaren Impedanzeinrichtung ebenfalls ansteigt. Jedoch bildet die veränderbare Impedanzeinrichtung auch einen Teil der Deemphasisschaltung, welche ein Widerstandselement im Hauptsignalweg und ein zwischen den Hauptsignalweg und einem Bezugspotentialpunkt geschaltetes kapazitives Element enthält. Daher wirkt sich die veränderbare Impedanzeinrichtung auf die Zeitkonstante der Gesamtschaltung 42 aus. Diese Wirkung auf die Gesamt-Deemphasis-Zeitkonstante bewirkt, daß das demodulierte Tonsignal die anhand von Fig. 5 beschriebenen Eigenschaften annimmt.

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Fig. 7 zeigt die Anwendung der erfindungsgemäßen Prinzipien auf ein Bildplattensystem, und zwar insbesondere auf die Tonverarbeitungsschaltung eines Bildplattenspielers. Bei der Anordnung gemäß Fig. 7 sind zwei Hauptverarbeitungskanäle vorhanden, einer für den rechten Kanal und einer für den linken Kanal eines stereophonischen Systems. Bei anderen Systemen können die beiden Kanäle einen zweisprachigen Begleitton zur auf der Platte aufgezeichneten Bildinformation darstellen. Gemäß Fig. 7 wird also das von der Platte abgenommene FM-Signal auf der Leitung 60 angeliefert. Dieses Signal wird auf das Bandpaßfilter 62 des rechten Kanals gegeben, welches Frequenzen in der Größenordnung von 716 kHz passieren läßt. Ähnlich wird das FM-Signal auf der Leitung 60 einem zweiten Bandpaßfilter 64 für den linken Kanal zugeführt, und dieses Filter ist für Signale in einem Band um die Frequenzen 905 kHz durchlässig. Die Signale vom Bandpaßfilter 62 werden dann einem FM-Demodulator 66 zugeführt, welcher mit Phasenverriegelungsschleife arbeiten kann. Das demodulierte Tonsignal des rechten Kanals wird dann einer Pufferstufe mit einem Transistor Q1 zugeführt. Im linken Kanal werden die Signale vom Bandpaßfilter 64 auf einen FM-Demodulator 68 gegeben, der ebenfalls mit einer Phasenverriegelungsschleife arbeiten kann. Die vom Demodulator 68 kommenden Signale gelangen dann zu einer Pufferstufe mit dem Transistor Q3.

Ein Verstärker 70 ist mit einem Eingangsanschluß an einen Punkt zwischen dem Bandpaßfilter 64 und dem FM-Demodulator 68 angeschlossen. Die vom Verstärker 70 kommenden Signale werden über einen Transistor Q2 geführt, dessen Ausgangssignal von seinem Kollektor abgenommen und auf die Basis eines Transistors Q4 gegeben wird. Wenn das auf der Leitung 60 ankommende FM-Signal eine Komponente von 905 kHz hat, wie es der Fall bei einer Stereoaufnahme wäre, dann wird der Transistor Q2 eingeschaltet und der Transistor Q4 gesperrt. Bei gesperrtem Transistor Q4 wird die Diode D1 eingeschaltet und liefert Rechts- und Linksausgangssignale an die entsprechenden Anschlüsse R-Ausg. und L-Ausg. Wenn andererseits keine Komponente von 905 kHz im ankommenden

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PM-Träger vorhanden ist, wie bei monauralen Aufzeichnungen, dann ist der Transistor Q2 gesperrt und der Transistor Q4 ist eingeschaltet. In diesem Falle ist die Diode D1 gesperrt, und das demodulierte Ausgangssignal am Emitter des Transistors QI erscheint sowohl am Anschluß R-Ausg. und L-Ausg.

Der Transistor Q5, der ein Feldeffekttransistor oder ein MOS-Transistor sein kann, liegt mit seinen Hauptelektroden im rechten Signalweg. Entsprechend liegen die Hauptelektroden des Transistors Q6, der vom gleichen Typ wie der Transistor Q5 sein kann, im linken Tonsignalweg, ausgehend vom Emitter des Transistors Q3. Die Transistoren Q5 und Q6 werden so betrieben, daß die zwischen ihren Hauptelektroden herrschende Impedanz von der ihren jeweiligen Gateelektroden zugeführten Vorspannung abhängt. Somit bildet also der Transistor Q5 ein veränderbares Impedanzelement für den rechten Kanal, und der Transistor Q6 bildet ein veränderbares Impedanzelement für den linken Kanal.

Eine Deemphasisschaltung mit dem Widerstand 72 und dem Kondensator 7 4 ist an eine Hauptelektrode des Transistors Q5 im rechten Signalweg angeschaltet. Ähnlich bilden der Widerstand 76 und der Kondensator 78 im linken Kanal eine übliche Deemphasisschaltung, die an die eine Hauptelektrode des Transistors Q6 angeschlossen ist. Das Gate des Transistors Q7 im rechten Kanal ist mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 72 und Kondensator 74 verbunden. Der Transistor Q7 ist ein Teil einer Pufferstufe mit hoher Eingangsimpedanz. Entsprechend ist der Transistor Q8 im linken Kanal mit seinem Gate an den Verbindungspunkt zwischen Widerstand 76 und Kondensator 78 angeschlossen und bildet ebenfalls einen Teil einer Pufferstufe hoher Eingangsimpedanz.

Beim Abspielen von stereophonen oder zweisprachigen Aufnahmen würden Signale am Anschluß R-Ausg. und am Anschluß L-Ausg. auftreten. Im Falle monauraler Aufzeichnungen würden die Signale, wie erwähnt, zu einem einzigen Ausgangssignal an dem mit L + R bezeichneten Anschluß zusammengefaßt.

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Die Schaltung zur Erzeugung des Regelsignals zur Veränderung der Impedanz der Transistoren 05 und Q6 ist ebenfalls in Fig. 7 zu sehen. Der Fehlerimpuls von einem Dropout-Detektor erscheint auf der Leitung 20 und wird zunächst einer Integrationsschaltung mit einem Widerstand 82 und einem Kondensator 84 zugeführt. Diese Integrationsschaltung bildet zusammen mit der Diode D2 eine Impulsbreitendiskriminatorschaltung. Hat der Fehlerimpuls auf der Leitung 20 nur eine kurze Dauer, dann wächst die Spannung am Kondensator 84 nicht auf einen Pegel an, bei dem die Diode D2 eingeschaltet würde. Wegen der gesperrten Diode D2 wird auch der Transistor Q9 gesperrt gehalten. Ohne Ausgangssignal am Kollektor des Transistors Q9 wird der Transistor Q10 ebenfalls gesperrt gehalten. Dauert der auf der Leitung 20 ankommende Impuls lang genug, dann v/ächst die Spannung am Kondensator auf einen Punkt an, wo die Diode D2 und der Transistor Q9 eingeschaltet werden. Bei eingeschaltetem Transistor Q9 kann sich aber der Kondensator 86, der zwischen den Kollektor des Transistors 09 und einem Bezugspotentialpunkt, nämlich Masse, geschaltet ist, entladen. Bei der in Fig. 7 gezeigten Anordnung bilden der Widerstand 88 und der Kondensator 86 eine Impulsstreckungsschaltung. Die Impulsverlängerung wird erreicht durch Aufladen des Kondensators 86 über den Widerstand 88 von einer Versorgungsspannung und durch nachfolgende Entladung des Kondensators 86. Die daraus resultierende Impulsbreite wird somit durch die vom Widerstand 88 und Kondensator 86 gebildete Zeitkonstante bestimmt, so daß also beim Ende des Diskriminatorimpulses die Entladung des Kondensators 86 das der Basis des Transistors 010 zugeführte Impulssignal verlängert.

Der Transistor 010 dient als Ausgangsstufe für die soeben bezeichnete Impulsmodifikationsschaltung. Der Widerstand 90 im Kollektorkreis des Transistors 010 dient als Hauptbelastung für diesen Transistor, während die Integrationsschaltung mit dem veränderbaren Widerstandselement 92 und dem Kondensator 94 der Erzeugung einer mittleren Gleichspannung dient,, welche von der Dauer des ankommenden Fehlerimpulses und von der Häufigkeit dieser Impulse abhängt. Der Transistor Q10 wird nach seiner Eigenschaft für die Steuerung der veränderbaren Impedanzelemente Q5

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und Q6 ausgewählt. Fig. 7 zeigt, daß die am Kollektor des Transistors Q10 erscheinenden Signale, die durch die Integrationsschaltung mit dem veränderbaren Widerstand 92 und dem Kondensator 94 modifiziert werden, einem Verbindungspunkt der Gateelektroden der Transistoren Q5 und Q6 zugeführt werden.

Wegen des Impulsbreitendiskriminators mit dem Widerstand 82 und dem Kondensator 84 zusammen mit der Diode D2 reagiert die in Fig. 7 dargestellte Schaltung nicht auf Fehlerimpulse kurzer Dauer. Bei einem Wert von 2,2 kOhm für den Widerstand 82 und 4,700 pF für den Kondensator 84 beginnt die Schaltung bei Fehlerimpulsen einer Dauer von mehr als 5us zu arbeiten. Hat der Widerstand 88 einen Wert von 12 kOhm und der Kondensator 86 4,700 pF und ist diese Kombination an eine Spannung von -5 V angeschlossen, dann werden Fehlerimpulse von mehr als 5 με auf eine Breite von 50 us verlängert. Diese 50 us breiten Impulse reichen im allgemeinen zur überdeckung der gewöhnlich auftretenden Signaldropouts mit den zugehörigen Übergängen im demodulierten Signal.

Schaut man wieder auf die Hauptsignalwege für das demodulierte Signal, dann liegt bei einem Wert von 15 kOhm für den Widerstand 72 und 4,700 pF für den Kondensator 74 die Zeitkonstante der Deemphasisschaltung des rechten Kanals in der Größenordnung von 70 ms. Ähnlich hat dann die Deemphasisschaltung mit dem Widerstand 76 und dem Kondensator 7 8 im rechten Kanal eine Zeitkonstante von etwa 70 us.

Für den Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 7 wird der Widerstandswert für die veränderbare Impedanz, welche durch die Transistoren Q5 und Q6 gebildet wird, so gewählt, daß er zwischen einigen hundert Ohm und mehr als ein Meg-ühm variiert. So kann man die effektive Deemphasiszeitkonstante der Schaltung durch Veränderung der den Gateelektroden dieser Elemente zugeführten Vorspannung verändern. Wenn beispielsweise die dem Gate des Transistors Q5 zugeführte Spannung so gewählt ist, daß der Widerstand des variablen Impedanzelementes gleich demjenigen des Widerstandes 72 ist, dann verdoppelt sich die effektive Zeitkonstante der De-

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emphasisschaltung im rechten Kanal. Infolge des Anwachsens der Zeitkonstante wird die höhere Grenzfrequenz des Kanales verringert, und damit ergibt sich eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses auf Kosten der naturgetreuen Wiedergabe.

Betrachtet man nun die Diagramme der Fig. 8, 9 und 10, dann zeigt sich, daß für extrem kleine Ausfälle nur ein geringer negativer Spannungswert am Kollektor des Transistors Q10 auftritt, welcher das den Gateelektroden der Transistoren Q5 und Q6 zugeführte Signal ist. In Fig. 9 sieht man die Schwingungsform am Kollektor des Transistors Q10, wenn auf der Eingangsleitung ein Impuls auftritt, dessen Dauer größer ist als es den durch den Impulsbreitendiskriminator gesetzten Grenzen entspricht. Die ankommenden Impulse bewirken also Ausgangsimpulse am Kollektor des Transistors Q10, die auf einem leichten Gleichspannungspegel sitzen. Beim Übergang auf Fig. 10, wo die Auswirkung schnell aufeinanderfolgender Fehlerimpulse im Signal am Kollektor des Transistors Q10 gezeigt ist, sieht man insbesondere, wie sich der Gleichspannungspegel infolge der größeren Anzahl von Fehlerimpulsen und auch der Dauer dieser Impulse geändert hat. Diese Erscheinung steht natürlich in unmittelbarer Beziehung zum Betrieb der Integrationsschaltung mit dem veränderbaren Widerstand 92 und dem Kondensator 94 im Kollektorkreis des Transistors Q10. Der Widerstand 92 kann verändert werden, so daß den Gateelektroden der Transistoren Q5 und Q6 geeignete Gleichspannungswerte zugeführt werden und die gewünschten Impedanzwerte für diese Elemente bei bestimmten Fehlerzuständen erreicht werden.

Fig. 11 zeigt das Frequenzverhalten einer der Deemphasisschaltungen. Die ausgezogene Linie zeigt den Frequenzgang einer Deemphasisschaltung, wenn im ankommenden FM-Signal ein kleiner Fehler auftritt. Die gestrichelte Linie zeigt das Frequenzverhalten für einen größeren Fehler. Die Darstellung der Fig. 11 dient der Veranschaulichung, wie sich der Frequenzgang der variablen Deemphasisschaltung verändert, um das demodulierte Tonsignal so zu verarbeiten, wie es in Fig. 5 gezeigt ist. Dieser Glättungs-

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prozeß geht zwar auf Kosten einer naturgetreuen Wiedergabe, jedoch ist bei den meisten Systemen die Eliminierung von Störgeräuschen im Tonausgangssignal wichtiger als ein kurzzeitiger Verlust der höchsten Wiedergabetreue in Zeiträumen, wo der Träger verschwindet.

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Claims

PATEXTAN V'ÄLTE DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH Sg 02 60 D-8OOO MUENCHEN 86 TELEFON 039M7 69 0Ö 47 6819 AB SEPT. !980: 4 70 60 TELEX 522 638 TELEORAMK·: SOMBEZ RCA 70988/Sch/Vu U.S. Ser. No. 029,152 vom 11. April 1979 RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1) System zur Verarbeitung einer modulierten Signalschwingung in mindestens einem Hauptsignalweg und zur Lieferung eines demodulierten Signals an eine Nutzschaltung, gekennzeichnet durch einen Detektor (30), welchem die modulierte Signalschwingung zugeführt wird zur Feststellung von Zeitintervallen erheblich verringerten Pegels des modulierten Signals und zur Lieferung eines Ausgangssignals beim Auftreten solcher Zeitintervalle, durch eine in den Hauptsignalweg eingeführte Impedanzschaltung (38), die durch das Ausgangssignal des Detektors steuerbar ist und eine Impedanz bildet, die sich entsprechend dem Wert des Detektorausgangssignals ändert, und durch eine Deemphasisschaltung (40), welche zwischen die Impedanzschaltung (38) und die Nutzschaltung eingefügt ist und deren

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Frequenzgang durch ein kapazitives Element und ein die veränderbare Impedanz enthaltendes Widerstandselement bestimmt ist.

2) System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz einen Transistor (Q5,Q6) mit zwei Haupt elektroden,, die in den mindestens einen Signalweg geschaltet sind und mit einer an den Detektor angeschlossenen Steuerelektrode aufweist.

3) System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor ein Impulsausgangssignal liefert und weiterhin eine Einrichtung (86,88) zur Verlängerung der Dauer des Detektorausgangsimpulssignals über die Dauer des Zeitintervalls hinaus enthält.

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