DE3018605A1

DE3018605A1 - Regelschaltung mit einer phasenverriegelungsschleife fuer einen fernseh- zeilenoszillator

Info

Publication number: DE3018605A1
Application number: DE19803018605
Authority: DE
Inventors: Alvin Reuben Balaban; Steven Alan Steckler
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-05-17
Filing date: 1980-05-14
Publication date: 1980-11-20
Also published as: KR830004009A; JPS55154879A; PL224282A1; JPS6228908B2; ES8103899A1; FI801504A; FR2457047B1; FR2457047A1; ES491507A0; IT8022086A0; CA1136758A; FI69946B; FI69946C; GB2050731A; GB2050731B; US4228463A; DE3018605C2; PL128751B1; IT1193535B

Description

Regelschaltung mit einer Phasenverriegelungsschleife für einen Fernseh-Zeilenoszillator

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Regelschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Frequenzregelschaltung (AFPR) für einen Zeilenoszillator eines Fernsehgerätes, bei dem ein Schleifenfilter geschaltet und das Schalten eine Versetzung oder Änderung erzeugt, die das Arbeiten der Schleife stört.

Das Raster eines Fernsehbildes wird in vertikaler und horizontaler Richtung mit Frequenzen abgetastet, die durch vertikale (Bild-) bzw. horizontale (Zeilen-) Synchronisiersignale synchronisiert werden, welche dem wiedergegebenen Videosignal zugeordnet sind. Da das Videosignalgemisch Stör-

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komponenten oder Rauschen enthalten kann, ist es üblich, das Fernsehgerät durch eine Phasenverriegelungsschleife störungsunempfindlich zu machen, in der ein steuerbarer horizontalfrequenter oder Zeilenoszillator mit einem Phasendetektor und einem Tiefpaßfilter in eine Rückführungsschleife geschaltet ist. Der Phasendetektor erzeugt Impulse, die die Phasendifferenz zwischen dem gesteuerten Oszillator und den dem Videosignal zugeordneten Horizontal- oder Zeilensynchronisier-Impulsen darstellen. Die vom Phasendetektor erzeugten Impulse werden durch das Tiefpaßfilter gefiltert, dessen Augangssignal dem Steuereingang des Oszillators zugeführt wird, und die Oszillatorfrequenz wird dadurch gleich der mittleren Synchronisierimpulsfrequenz gehalten.

Es ist oft erwünscht, ein Fernsehwiedergabegerät mit einem Videosignalgemisch von einem Videoabspielgerät oder einem Videobandgerät zu speisen. Videobandgeräte enthalten gewöhnlich mehrere Leseköpfe, die jeweils mechanisch quer über das Band geführt werden und dieses abtasten. Bei einem bekannten Gerät werden zwei Köpfe verwendet, die das Band jeweils abwechselnd für die Dauer eines Halbbildes abtasten. Um Verluste oder Unterbrechungen in der wiedergegebenen Information zu vermeiden, beginnt die Abtastung des nächsten Halbbildes durch den zweiten Kopf im wesentlichen gleichzeitig mit dem Enden des Abtastens durch den ersten Kopf. Geringe Unterschiede zwischen der Bandspannung oder den Abmessungen des mechanischen Bandtransportes während der Wiedergabe und der Bandspannung und den Abmessungen des Bandtransportes bei der Aufzeichnung können jedoch Zeitunterschiede zwischen den aufeinanderfolgenden Zeilensynchronisierimpulsert in der abgespielten Information im Vergleich zur Aufzeichnung ergeben, insbesondere in dem Intervall, in dem das Umschalten der Abtastköpfe stattfindet. Dies hat eine Diskontinuität oder einen Sprung in der Phase der Zeilensynchronisierimpulse zur Folge, die für die Synchronisierung des Zeilenoszillators und für die Steuerung des Rasters

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zur Verfügung stehen. Dieser Phasensprung tritt normalerweise etwa fünf Zeilen vor dem Ende eines vertikalen Abtastintervall.es auf.

Eine solche sprung-oder stufenartige Phasenänderung bewirkt, daß die Phasenverriegelungsschleife den Zeilenoszillator veranlaßt, seine Phase zu ändern und sie der geänderten Phase der Synchronisiersignale anzupassen. Die Verstärkungscharakteristik des Tiefpaßfilters der Phasenverriegelungsschleife verhindert jedoch normalerweise, daß sich der gesteuerte Oszillator mit einer Geschwindigkeit ändert, die groß genug ist, um eine völlige Synchronisation zwischen dem gesteuerten Oszillator und den Synchronisiersignalen vor dem Ende des vertikalen Austastintervalls zu erreichen. Dies kann dann zu Verzerrungen im Bild führen.

Es ist aus der US-PS 3 740 489 bekannt, einen externen Schalter vorzusehen, mit dem der Benutzer die Eigenschaften des Tiefpaßfilters in der Phasenverriegelungsschleife ändern kann, wenn er ein Bandgerät als Videosignalquelle verwenden will. Hierdurch wird die Verstärkungscharakteristik der Phasenverriegelungsschleife geändert, so daß der Oszillator mit größerer Geschwindigkeit die Phase ändert bzw. der neuen Phase nachlaufen kann. Oft vergißt der Benutzer jedoch, den Schalter umzulegen, so daß dann die erwähnten Bildstörungen auftreten können, oder er vergißt den Schalter wieder in die normale Stellung zurückzuschalten, wenn er Fernsehrundfunksendungen empfängt, so daß dann die Zeilensynchronisierung des Fernsehempfängers empfindlicher gegen Störungen ist.

Es. ist ferner aus der US-PS 38 46 584 bekannt, daß Tiefpaßfilter mittels eines Schalters für eine vorgegebene, begrenzte Zeitspanne völlig aus der Phasenverriegelungsschleife auszuschalten. Aus der US-PS 41 44 544 ist es bekannt, die Kollektor-Emitter-Strecke eines bipolaren Transistors als Schaltvorrichtung zu verwenden. Ferner ist es aus der US-PS 40 93 963

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bekannt, zwei komplementäre Bipolartransistoren, die einander antiparallel geschaltet sind, als Schaltvorrichtung zu benutzen.

Verwendet man einen bipolaren Transistor zum Schalten von Strömen entgegengesetzter Richtungen, so treten bei den verschiedenen Stromrichtungen verschiedene Spannungsabfälle auf. Dieses Problem läßt sich durch die Antiparallelschaltung zweier Transistoren nicht lösen, da die Basisansteuerung unidirektional ist, die Eigenschaften der Transistoren im allgemeinen nicht genau übereinstimmen und der Stromflußzyklus unsymmetrisch ist. Während der Einschaltperiode des Transistorschalters tritt also im Effekt eine Gleichrichtung des vom Phasendetektor erzeugten und dem geschalteten Filter zugeführten Stromes auf. Das gleichgerichtete Signal erzeugt eine Ladung an den Kondensatoren, die nicht von der Phasenbeziehung zwischen der Zeilenoszillatorschwingung und den Zeilensynchronisiersignalen abhängt, sondern stattdessen vom Verhältnis der Einschaltdauer zur Ausschaltdauer des Schalters. Jeder Übergang des Schalttransistors von EIN nach AUS, der die Zeitkonstante des AFFR-Schleiffilters ändert, führt daher eine vorübergehende Spannung ein, auf welche die Filterkondensatoren ansprechen und welche ein unerwünschtes Nachlaufen des Zeilenoszillators verursacht, was wiederum eine Verbiegung von vertikalen Linien in dem durch die Bildröhre wiedergegebenen Bild zur Folge haben kann.

Die vorliegende Erfindung vermeidet diese unerwünschten Effekte durch eine Schaltung der eingangs genannten Art mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

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■ Bei.einer Ausführungsform der Erfindung enthält eine Fernseh-Zeilenoszillator-AFPR-Schaltung einen steuerbaren Oszillator mit einer ,Raten- oder Frequenz Steuer klemme sowie einer Ausgangsklemme, an der Schwingungen erzeugt werden. Es ist ferner ein Phasendetektor oder Phasenvergleicher vorgesehen, der mit einer Quelle für Zeilensynchronisiersignale sowie der Ausgangsklemme des Zeilenoszillators gekoppelt ist und ein Ausgangssignal erzeugt, das für die Frequenz- und Phasendifferenz zwischen den Synchronisiersignalen und den Oszillatorschwingungen repräsentativ ist mit der Ausgangsklemme des Phasendetektors und der Frequenzsteuerklemme des Oszillators ist ein steuerbares Filter gekoppelt, um eine Gegenkopplungsschleife zu schließen und um das Ausgangssignal unter Bildung einer Oszillatorsteuer- oder Oszillatorregelspannung zu filtern, durch die der Oszillator mit einem Synchronisiersignal synchronisiert wird. Das steuerbare Filter enthält eine steuerbare Impedanz, durch die die Zeitkonstante des Filters periodisch änderbar ist. Bei der Steuerung der steuerbaren Impedanz wird ein erster Spannungssprung oder ein erster Spannungsversatz eingeführt, der die Regelspannnung und damit Synchronisierung stört. Gemäß der Erfindung wird ein zweiter Spannungssprung oder ein zweiter Spannungsversatz eingeführt, dessen Größe gleich der des ersten Spannungssprunges oder Spannungsversatzes ist, um die Regelspannung konstant zu halten und damit die Störung der Synchronisation zu verringern.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild eines Fernsehempfängers, der eine Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält, und Amplituden-Zeit-Diagramme von Signalen, die im Betrieb

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-10-dieses Fernsehempfängers auftreten;

Figur 2 ein Äquivalentschaltbild für die Spannungen und Widerstände in einem AFPR-Schleifenfilter, auf das bei der Erläuterung der Erfindung Bezug genommen wird, und

Figur 3 ein Schaltbild eines Teiles eines AFPR-Schleifenfilters gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Figur 1 zeigt einen Teil eines Fernsehempfängers, mit dem Fernsehsendungen empfangen und außerdem Signale von einer externen oder örtlichen Videosignalquelle wiedergegeben werden können. Zum Empfang von gesendeten, einem Träger aufmodulierten Fernsehsignalen dient eine Antenne 10, an die ein Empfangsteil 12 angeschlossen ist, der einen Tuner, einen ZF-Verstärker und einen Videodemodulator enthalten kann. Das demodulierte Videosignal wird einer Klemme 14a eines Wahlschalters 14 zugeführt. Der Empfänger ist ferner mit einer Videosignaleingangsbuchse 16 versehen, die mit einer Klemme 14b des Wahlschalters 14 verbunden ist. Das durch den Wahlschalter 14 ausgewählte Videosignal wird einem Eingang einer Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 18 zugeführt. In der Abtrennschaltung 18 werden Horizontalsynchronisierimpulse 19 aus dem zugeführten Videosignalgemisch abgetrennt und der Basis eines Transistors 22 zugeführt, der einen Eingang einer Phasenvergleichers oder Phasendetektors 20 bildet. Der Phasendetektor 20 enthält zwei emittergekoppelte Transistoren 25 und 26, deren Emitter mit dem Kollektor des Transistors 22 über einen Widerstand 28 gekoppelt sind. Den Basen der Transistoren 24 und 26 wird eine Gleichvorspannung von einem Widerstandsspannungsteiler 28 zugeführt, der zwischen B+ und Masse geschaltet ist und Widerstände 30 und 32 enthält. Die Basen der Transistoren 24 und 26 sind mit einem Abgriff des Spannungsteilers 28 über Widerstände 34 bzw. 36 gekoppelt. Mit dem Kollektor des Transistors 24 ist der Eingang

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eines Stromspiegels 38 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Kollektor des Transistors 26 gekoppelt ist und das Differenzsignal in ein unsymmetrisches Signal umsetzt sowie am Kollektor des .Transistors 26 eine Ausgangsklemme hoher Impedanz für den Phasenvergleioher 20 bildet. Die Ausgangsimpedanz ist durch einen Widerstand 41 dargestellt.

Der Ausgang des Phasenvergleichers 20 ist mit dem Eingang eines Filters 40 gekoppelt, das einen Hochfrequenz-Abschwächungs· kondensator 4 2 enthält., der zwischen eine Filtereingangsklemme 43 und Masse, geschaltet ist. Das Filter 40 enthält ferner einen Niederfrequenz-Mittelungskondensator 44, dessen eine Klemme mit der Eingangsklemme 43 und dessen andere Klemme mit einem Schaltungspunkt 45 gekoppelt ist, von dem aus eine Reihenverbindung nach Masse durch einen Widerstand 46a gebildet wird. Zwischen die Eingangsklemme 4 3 und einen Eingang niedriger impedanz eines 'Zeilenoszillators 50 ist ein Impedanzeinstellwiderstand 48 geschaltet.

Der Zeilenoszillator 50 wird hinsichtlich Frequenz und Phase dutch das Eingangssignal vom Filter 40 gesteuert bzw. geregelt und liefert zeilenfrequente Impulse, die einer durch einen Block 52 dargestellten Zeilenablenkschaltung zugeführt werden, die ihrerseits einen Ablenkstrom in einer Zeilenablenkwicklung 54 erzeugt, welche einer nicht dargestellten Bildröhre zugeordnet ist. Die Ablenkspannung, die aus dem in der Ablenkwicklung 54 fließenden Ablenkström resultiert, wird einem mit der Wicklung 54 gekoppelten Integrator 56 zugeführt. Der Integrator 56 erzeugt aus der pulsierenden Ablenkspannung eine sich wiederholende, zeilenfrequente Sägezahnsignalspannung 57, die der Basis des Transistors 26 des Phasenvergleichers 20 über einen Kopplungskondensator 58 zugeführt wird. Die Sägezahnsignalspannung 57 wird im Phasendetektor oder Phasenvergleicher 20 mit den Zeilensynchronisierimpulsen verglichen, wobei Stromimpulse erzeugt werden, die die Frequenz- und Phasendifferenzen zwischen der Sägezahn-

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signalspannung 57 und den Zeilensynchronisierimpulsen 19 darstellen.

Die Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 18 trennt ferner Vertikalsynchronisiersignale 62 aus dem durch den Wahlschalter 14 ausgewählten Videosignalgemisch ab. Die Vertikal- oder Bildsynchronisiersignale werden einem vertikalfrequent arbeitenden Bildoszillator 60 zugeführt, der Schwingungen im Synchronismus mit den Vertikalsynchronisierimpulsen erzeugt. Die vertikalfrequenten Impulse vom Bildoszillator 60 werden einem Eingang eines Bildablenkverstärkers 64 zugeführt, dessen Ausgang eine Vertikal- oder Bildablenkungwicklung 66 speist, die der Bildröhre zugeordnet ist. Der Wicklung ist ein Stromabfühlwiderstand 68 in Reihe geschaltet, von dem eine Rückführungsspannung auf einen Eingang des Verstärkers 64 gekoppelt wird.

Die am Ausgang A des Verstärkers 64 auftretende Spannung wird einem monostabilen Multivibrator (MVB 70) über eine Differentiier- und Kopplungsschaltung 80 zugeführt. Der Multivibrator 70 wird durch die Rückflanke des Vertikalrücklaufimpulses in seinen instabilen Zustand umgeschaltet und verbleibt in diesem etwa 14 Millisekunden, bis er wieder in den stabilen Zustand zurückkippt. Da die Dauer des Vertikalabtast- oder Halbbildintervalles zum Beispiel etwa 16 Millisekunden beträgt, liefert der Multivibrator 70 ein niedriges Ausgangssignal im stabilen Zustand für ein Intervall von etwa 2 Millisekunden vor dem Ende des Vertikalrücklaufintervalles. Das Ausgangssignal des Multivibrators 70 wird einem steuerbaren Schalter 90 zugeführt, der einen NPN-Transistor 92 enthält, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor über einen Widerstand 47 mit dem Schaltungspunkt gekoppelt sind. Während des stabilen oder Ruhestandes des Multivibrators 70, der Teile des Vertikalrücklauf- und Austastintervalls enthält, leitet der Transistor 92 nicht und der Widerstand 47 ist dem Widerstand 46a nicht

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parallel geschaltet. Der dem Kondensator 44 des Filters in Reihe geschaltete Widerstand hat daher seinen Maximalwert, was dem "schnellen" Zustand des Filters 40 entspricht. Im schnellen Zustand der Schleife in der Nähe des Vertikalrücklaufintervalls kann die Schleife schnell auf stufen- oder sprungartige Änderungen im Eingangssignal ansprechen. Der Transistor 92 leitet jedoch während des Hauptteiles des Vertikalabtastintervalles, so daß dann der Widerstand 46a dem Widerstand 47 parallel liegt, so daß der den Kondenator 44 in Reihe liegende Widerstand entsprechend reduziert ist und die Ansprachegeschwindigkeit des Filters für ein optimales Störverhalten verringert ist.

Soweit beschrieben _t ist die Schaltung ähnlich derjenigen, die aus der erwähnten US-PS 41 44 544 bekannt ist. Man beachte, daß der Kondensator 44 größer ist als der Kondensator 42 und daß der Hauptteil des vom Phasenvergleicher 20 erzeugten Stromes durch den Kondensator 44 fließen wird. Im normalen Betrieb tritt ein resultierender pulsierender Stromfluß vom Phasenvergleicher 20 auf, der die eine oder die andere Polarität haben kann. Das heißt, daß entweder der Transistor 24 und der Stromspiegel 38 oder der Transistor 26 vorwiegend leiten, was den resultierenden Stromfluß durch das Filter bewirkt. Ein Teil des das Filter durchfließenden Stromes fließt durch den Transistor 92. Wenn der Stromspiegel 38 leitet, verläuft der Stromfluß durch das Filter und den Transistor 92 in der normalen Stromflußrichtung des Transistors 92 und der Kollektor des Transistors '92 wird etwa zwei Zehntel Volt positive bezüglich Masse sein. Wenn der Transistor 26 Strom durch den Filterkondensator 44 und den Transistor 92 leitet, wird der Kollektor-Basis-iibergang des Transistors 92 in Flußrichtung vorgespannt und außerdem wird der Basis-Emitterübergang durch den Multivibrator 70 in Flußrichtung vorgespannt. Die Basis des Transistors 92 bleibt 1 V, positiv bezüglich Masse, solangeäer Strom durch den Transistor 26 und das Filter 40 klein im Vergleich des Vorspannungsstromes ist, der dem Transistor 92 vom Multivibrator 70 zugeführt wird.

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Wenn der Transistor 92 in diesem inversen Betrieb arbeitet, entsteht ein Spannungsversatz oder Spannungsabfall zwischen Kollektor- und Emitterklemme, der von dem im normalen Betrieb auftretenden verschieden sein kann. Im normalen Betrieb kann man also erwarten, daß der durch den Phasenvergleicher erzeugte Strom gleiche Beträge beider Polaritäten aufweisen wird. Die Kollektorspannung des Transistors 92 kann jedoch zwischen zwei Spannungen wechseln, die ein von Null verschiedenes Mittel bezüglich Masse ergeben.

Der mittlere Spannungsversatz am Kollektor des Transistors 92 wird durch den Spannungsteiler aus den Widerständen 46a und 47 geteilt und die auf diese Weise geteilte Spannung wird durch die Kondensatoren 42 und 44 gefiltert oder geglättet, wobei ein Spannungsversatz oder eine Spannungsänderung entsteht. Die Kondensatoren 42 und 44 laden sich also während des Vertikalabtastintervalles in Richtung auf den durch den Transistor 92 erzeugten Spannungsversatz auf und entladen sich während des Intervalles, in dem der Transistor 92 gesperrt ist, nach Null. Dies erzeugt einen störenden Spannungsversatz an der Klemme 43, der dem Zeilenoszillator 50 zugeführt wird und ein unerwünschtes Nachlaufen des Oszillators 50 bewirken kann, welches ein Verbiegen von auf der Bildröhre wiedergegebenen vertikalen Linien zur Folge

Gemäß der Erfindung wird der Widerstand 46a zum Teil eines Widerstandsspannungsteilers 46 gemacht, der einen Widerstand 46b enthält, welcher zwischen B+ und den Schaltungspunkt 45 geschaltet ist. Die Werte der Widerstände 46a und 46b des Widerstandsspannungsteilers 46 werden so gewählt, daß die effektive Impedanz des Spannungsteilers der gewünschte Widerstand in Reihe mit dem Kondensator 44 im schnellen Zustand ist. Das Spannungsteilerverhältnis wird so gewählt, daß die Spannung am Abgriff des Spannungsteilers 46 gleich dem mittleren Spannungsversatz ist, der am Kollektor

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des Transistors 92 entsteht. In Fig. 2 ist der mit der Klemme 43 verbundene Kondensator 44 dargestellt. Das der Klemme 43 abgewandte Ende des Kondensators 44 ist mit dem Schaltungspunkt 45 gekoppelt. Der Schaltungspunkt 45 ist über einen Widerstand 47 mit einer Batterie 292 verbunden, die den Spannungsversatz (Offset-Spannung) darstellt. Der Schaltungspunkt 45 ist ferner über einen Widerstand 246 mit einer Klemme einer Batterie 293 verbunden, deren andere Klemme an Masse liegt. Der Widerstand 246 und die Batterie 293 stellen die effektive Impedanz bzw. effektive Spannungsquelle des Spannungsteilers 46 dar.

In den Widerständen 47 oder 246 fließt im Mittel kein Strom, solange die Spannungen der Batterien 292 und 293 gleich sind. Da die Innenimpedanzen der Batterien 292 und 293 gleich Null sind, bietet sich den durch den Kondensator 44 nach Masse fließenden Strömen während der Intervalle, in denen der den Widerstand 47 enthaltende Zweig eingeschaltet ist, die Parallelimpedanz der Widerstände 47 und 246 dar. Während der Intervalle, in denen der Transistor 92 nicht leitet, kann man die Batterie 292 als aus der Schaltung gemäß Fig. 2 entfernt ansehen. In diesem Zustand bietet sich dem durch den Kondensator 44 nach Masse fließenden Strom lediglich die Impedanz des Widerstandes 246 dar. Die Gleichspannung am Schaltungspunkt 45 ändert sich wegen des Vorhandenseins der Batterie 293 jedoch nicht. Der Kondensator 44 und die anderen Teile des Filters werden daher keiner durch das Schalten des Transistors 92 erzeugten'vorübergehenden Spannung ausgesetzt und die Synchronisierung des Oszillators 50 wird nicht gestört.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 hat der Spannungsversatz eine negative Polarität und er wird durch einen Spannungsteiler erzeugt, der die Impedanz des Widerstandes 47 und nicht die des Widerstandes 46 ersetzt. Ferner ist in Fig. 3 der

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Schaltungspunkt 45 mit Masse über einen Widerstand 346 gekoppelt, der einen hohen Widerstandswert hat, welcher für die schnelle Ansprache des Filters 40 geeignet ist. Der Kollektor des Transistors 92 ist mit dem Schaltungspunkt 45 direkt verbunden. Der Emitter des Transistors 92 ist nicht mehr an Masse angeschlossen, sondern an einen Abgriff eines Spannungsteilers 347. Der Spannungsteiler 347 enthält Widerstände 347a und 347b, die in Reihe zueinander zwischen eine negative Spannungsquelle B- und Masse gechaltet sind. Die effektive Impedanz des Spannungsteilers 347 ist gleich dem gewünschten Widerstandswert des Widerstandes 47 für den Betrieb des Filters 40 mit langsamer Ansprache. Die Abgriffsspannung des Spannungsteilers 347 ist so gewählt, daß sie die gleiche Größe und die entgegengesetzte Polarität wie der durch den Transistor 92 erzeugte Spannungsversatz hat, so daß der Spannungsversatz am Schaltungspunkt 45 beseitigt wird.

Bei einer speziellen Ausfuhrungsform der Erfindung soll dem Kondensator 4 4 ein Widerstand von etwa 3900 Ohm in Reihe liegen, wenn der Transistor 92 nicht leitet und der dem Kondensator 44 in Reihe liegende Widerstandswert soll bei der langsamen Ansprache des Filters etwa 53 Ohm betragen. Angenommen, der mittlere Wert der Spannungsänderung odardes Spannungsversatzes, der durch den Schalttransistor erzeugt wird, betrage 0,1 Volt und B+ sei 10 Volt, so errechnen sich für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 die folgenden Schaltungsparameter:

Widerstand 46a	3980 Ohm
46b	394 Kiloohm
47	390 Ohm

Der Erfindungsgedanke läßt sich selbstverständlich auch auf andere Weise als es oben anhand der speziellen Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, realisieren. Zum Beispiel kann man

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mit dem Emitter des Schalttransistors anstelle des Spannungsteilers 347 auch irgendeine andere Spannungsquelle niedriger Impedanz koppeln, z.B. den Kollektor eines in der Sättigung arbeitenden Transistors. An die Stelle des Widerstandes 46b kann eine Stromquelle treten, deren Ausgangsimpedanz dann für die Berechnung der Spannungsteilerimpedanz verwendet wird. Im Prinzip kann man eine Stromquelle alternativ anstelle des Widerstandes 4 6a verwenden, wenn der Wert von B+ geeignet ist. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung kann zur Korrektur jeder beliebigen Schaltvorrichtung, die einen Spannungsversatz erzeugt, verwendet werden, gleichgültig ob es sich um einen inhärenten Spannungsversatz oder einen Spannungsversatz durch asymmetrisches oder nichtlineares Leiten (Gleichrichtung) handelt.

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L e e rs e i t e

Claims

PATEN^VA M WAl.Tf

DR. DIETER V. BEZOLD

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERESIA-STRASSE %0 POSTFACH ö O

D-aOOO MUENCHEN 86

02 60

U.S.Ser.No. 39,883
AT: 17. Mai 1979 _:

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

TELEFON 089/47 69 06 4708 19

AB SEPT. 198Oi 4 70 60 06 TELEX 522638 TELECRAMM SOMBEZ

14.Mai 1980 RCA 73477 Dr.v.B/Sc

Regelschaltung mit einer Phasenverriegelurigsschleife für einen Fernseh-Zeilenoszillator

Patentansprüche

/ty Regelschaltung mit einer Phasenverriegelungsschleife für einen Fernseh-Zeilenoszillator mit

' einer steuerbaren Oszillatorschaltung, die eine Frequenzsteuereingangsklemme sowie eine Ausgangsklemme, an der Schwingungen erzeugt werden, aufweist,

einem Phasendetektor, der mit der Zeilensynchronisiersignälquelle sowie der Oszillatorausgangsklemme gekoppelt ist undein Ausgangssignal erzeugt, welches die Frequenzund Phasendifferenz zwischen dem Zeilensynchronisiersignal und den Oszillatorschwingungen anzeigt, und

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einer steuerbaren Filteranordnung, welche zum Schließen einer AFPR-Gegenkopplungsschleife mit der Ausgangsklemme des Phasendetektors sowie der Frequenzsteuereingangsklemme der Oszillatorschaltung gekoppelt ist, um das Ausgangssignal zur Bildung einer Oszillatorregelschaltung für die Synchronisation des Oszillators mit den Zeilensynchronisiersignalen zu filtern, und welche außerdem eine steuerbare Impedanzanordnung enthält, durch die die Zeitkonstante der Filteranordnung periodisch änderbar ist und während eines Teiles ihrer Arbeitszeit ein erster Spannungsversatz, der die Regelspannung stört, eingeführt wird, dadurch gekennzeichne t, daß die steuerbare Impedanzanordnung (45, 46 47, 90) eine Anordnung (46) enthält, die während eines anderen Teiles der Arbeitszeit einen zweiten Spannungsversatz einer Größe, die gleich der des ersten Spannungsversatzes ist, einführt, um die Regelspannung konstant zu halten und die Störung zu reduzieren.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Impedanzanordnung (45,46,47,90) einen Schalter (92) sowie eine Kopplungsanordnung (47 sowie Emitteranschluß von 92) enthält, die den Schalter (92) mit dem Rest (45,46) der steuerbaren Impedanzanordnung koppelt.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß die Kopplungsanordnung ein Ende des Schalters mit einer Referenzpotentialquelle (Masse) koppelt.
4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekenn zeichnet, daß die Anordnung (42) zur Einführung des zweiten Spannungsversatzes mit dem der Referenzpotentialquelle (Masse) abgewandten Ende des

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Schalters (92) gekoppelt ist.
5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (46) zum Einführen des zweiten Spannungsversatzes einen Spannungsteiler (46) mit Abgriff (45) enthält.
6. Schaltung nach Anspruch 5 ,· dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungsanordnung ein Ende des Schalters mit einem Referenzpotentialpunkt (Masse) koppelt und daß der Abgriff mit dem der Referenzpotential·· quelle abgewandten Ende des Schalters (92) gekoppelt ist.
7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriff (45) mit der Kopplungsanordnung (47) gekoppelt ist.
8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Impedanzanordnung eine erste Widerstandsanordnung (46a) enthält,, die mit einem Verbindungspunkt mit der steuerbaren Filteranordnung gekoppelt ist, um deren Geschwindigkeit oder Zeitkonstante einzustellen;

daß der ersten Widerstandsanordnung eine zur Änderung der der steuerbaren Filteranordnung dargebotenen Impedanz dienende Schaltvorrichtung (90) parallelgeschaltet ist, die den ersten Spannungsversatz erzeugt und daß die Anordnung zum Einführen des zweiten Spannungsversatzes eine zweite Widerstandsanordnung (46b) enthält, die mit dem Verbindungspunkt und einer Spannungsquelle gekoppelt ist, um die zweite Offsetspannung zu erzeugen, deren Größe gleich dem Mittelwert der ersten ist, so daß die Störung verringert wird.
9. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Impedanzanordnung eine erste Widerstandsanordnung (46a oder 346) enthält, die zum Einstellen der Geschwindigkeit oder Zeit-

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konstante der steuerbaren Filteranordnung (40) mit dieser gekoppelt ist;

daß eine zweite Widerstandsanordnung (47 oder 347a) vorgesehen ist, der eine Schaltvorrichtung (90) unter Bildung einer ersten Reihenschaltung in Reihe geschaltet ist, welche der ersten Widerstandsanordnung parallel liegt, um die der steuerbaren Filteranordnung dargebotene Impedanz unter Steuerung der Schaltvorrichtung änderbar zu machen, wobei die Schaltvorrichtung beim Leiten die erste Fehlerspannung oder den ersten Spannungsversatz einführt, und daß die Anordnung zum Einführen des zweiten Spannungsversatzes eine dritte Widerstandsanordnung (46b oder 347b) enthält, die zum Erzeugen des zweiten Spannungsversatzes mit einer Spannungsquelle (B+ oder B-) und der zweiten Widerstandsanordnung gekoppelt ist.
10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichn e t, daß die Anordnung (46) zum Einführen des zweiten Spannungsversatzes eine erste Widerstandsanordnung (46a) enthält, die zur Einstellung der Geschwindigkeit oder Zeitkonstante der Filteranordnung (40) mit dieser in Reihe geschaltet ist und daß eine zweite Widerstandsanordnung (4 6b) mit der ersten Widerstandsanordnung (4 6a) und einer Potentialquelle (B+) gekoppelt ist, um den zweiten Spannungsversatz an der ersten Widerstandsanordnung zu erzeugen.

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