DE2755472C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Demodulatorschaltung für einen FM-Stereoempfänger gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei derartigen Demodulatorschaltungen für FM-Stereoempfänger werden die beiden Signale für die linke und rechte Seite aus einem Mischsignal gewonnen, welches zusätzlich ein Steuer- bzw. Pilotsignal enthält. Da die beiden Audiokanäle jeweils ein Frequenzband von 20-20 000 Hz umfassen, besitzt dieses Pilotsignal in der Regel eine Frequenz von 19 kHz. Es erscheint dabei einleuchtend, daß eine Regeneration der beiden Audiosignale mit hoher Wiedergabetreue nur dann möglich ist, so lange eine vollständige Abtrennung bzw. Unterdrückung des Pilotsignals vorgenommen werden kann.

In diesem Zusammenhang ist eine Demodulatorschaltung bereits bekannt (s. JP-OS 51-89302), bei welcher ein 19 kHz-Signal erzeugt wird, welches im Hinblick auf die Beseitigung des Pilotsignals zu dem ursprünglichen Signal addiert bzw. von demselben abgezogen wird. Bei dieser bekannten Anordnung ist dabei die Ausgangsgröße eines Verstärkers derart eingestellt, daß der Pegel der Ausgangsgröße einer Pegelsteuerschaltung an den Pegel des Eingangspilotsignals angepaßt wird. Es zeigt sich jedoch, daß bei dieser bekannten Anordnung eine genaue Pegelanpassung schwierig durchführbar ist, weil die Pegelsteuerschaltung eine nicht lineare Kennlinie aufweist.

Es ist fernerhin ein integrierter Stereodecoder bereits bekannt (s. Zeitschrift Funkschau, 1972, Heft 12, Seiten 429-430), welcher mit einer Regelschleife versehen ist, die aus einem Phasendetektor, einem Tiefpaßfilter und einem spannungsgesteuerten Oszillators aufgebaut ist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird dabei zu dem Phasendetektor zurückgeleitet, in welchem ein Vergleich mit dem Eingangssignal erfolgt. Bei auftretenden Phasenunterschieden zwischen den beiden Signalen des Phasendetektors wird dabei ein dieser Differenz entsprechendes Fehlersignal erzeugt, welches nach spezifischer Verarbeitung wieder zu dem Eingang des Oszillators zurückgeleitet wird. Der phasensynchronisierte Kreis dient dabei offensichtlich dazu, die Stereodemodulationssignale und die für eine Mono/Stereoumschaltung erforderlichen Schaltsignale zu erzeugen.

Es existiert schließlich noch als älteres Recht eine Demodulatorschaltung für FM-Stereoempfänger der eingangs genannten Art, entsprechend der DE-PS 27 17 324. Diese vorgeschlagene Schaltung enthält eine phasenverriegelte Schleife, innerhalb welcher anhand des FM-Stereomischsignals ein Pilotsignal fester Amplitude sowie ein Unterträgerschaltsignal erzeugt wird.

Mit Hilfe einer synchronen Detektoreinrichtung wird aus dem zusammengesetzten Signal in Abhängigkeit vom Pilotsignal fester Amplitude ein pulsierendes Signal erzeugt, welches mit Hilfe einer Filterschaltung in ein veränderliches Gleichspannungssignal umgewandelt wird. Zusätzlich ist eine Schalteinrichtung vorgesehen, mit welcher das erforderliche Pilotsignal-Auslöschsignal erzeugt wird, dessen Einspeisung hinter dem FM-Multiplex-Demodulator erfolgt.

Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Demodulatorschaltung für FM- Stereoempfänger der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß bei der Beseitigung des Pilotsignals aus dem FM-Stereomischsignal keinerlei ungewünschte Verzerrungen innerhalb der wiedergewonnenen Stereosignale auftreten, so daß bei Verwendung einer derartigen Demodulatorschaltung eine verzerrungsfreie Wiedergabe mit hohem Rauschabstand möglich ist.

Erfindungsgemäß wird dies durch Vorsehen der im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale erreicht.

Bezüglich der Merkmalsgruppen a) und b) des kennzeichnenden Teils des Anspruches 1 sei in diesem Zusammenhang bemerkt, daß aufgrund der DE-AS 22 48 176 eine Decoderanordnung für FM-Stereoempfänger bereits bekannt ist, welche im Hinblick auf eine Decodierung von Stereo- Multiplex-Signalen mit einem ersten Verstärker versehen ist, an dessen Ausgang ein Demodulator mit zwei Ausgängen angeschlossen ist. Die beiden Ausgänge des Demodulators werden dabei über zwei Gegenkopplungszweige zu dem ersten Verstärker zurückgeführt, welcher in diesem Fall als invertierender Verstärker ausgebildet ist.

Unter Einsatz der vier Merkmalsgruppen a) bis d) des kennzeichnenden Teils des Anspruches 1 kann jedoch im Rahmen der vorliegenden Erfindung eine Demodulatorschaltung für FM-Stereoempfänger geschaffen werden, bei welcher aus dem FM-Stereomischsignal jeweils eine sehr genaue Beseitigung des Pilotsignals vorgenommen werden kann, so daß innerhalb der wiedergewonnenen Stereosignale keinerlei Signalverzerrungen auftreten. Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung kann somit ein FM-Stereoempfang erfolgen, bei welchem die beiden Störsignale einen sehr hohen Rauschabstand besitzen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich anhand der Unteransprüche 2 bis 8.

Im folgenden sollen Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert und beschrieben werden. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung des grundsätzlichen Aufbaus einer erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung für einen FM-Stereoempfänger,

Fig. 2 ein Schaltbild zur Veranschaulichung der Einzelheiten der Schaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 3, 4 und 5 Blockschaltbilder bestimmter Beispiele für die bei den Schaltungen nach Fig. 1 und 2 verwendete Wellenform-Wandlerschaltung und

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung.

Die in Fig. 1 gezeigte, bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung 10 für einen FM-Stereoempfänger weist eine Eingangsklemme 11 zur Aufnahme eines Mischsignals auf, das aus einer FM-Stereowelle regeneriert wird, die ihrerseits von einer Rundfunkstation unter Verwendung eines Pilottonsystems für eine an sich bekannte Schaltung eines FM-Stereoempfängers ausgestrahlt wird. Das Mischsignal enthält dabei ein Hauptkanalsignal aus der Summe (L+R) des linken Signals L und des rechten Signals R, ein Hilfskanalsignal in Form der Differenz (L-R) zwischen linkem und rechtem Kanalsignal, womit eine Hilfsträgerwelle mit einer Frequenz von 38 kHz mit Trägerunterdrückung amplitudenmoduliert wird, und ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 19 kHz. Das an die Eingangsklemme 11 angelegte Mischsignal wird über einen Widerstand 12 einem invertierenden Verstärker 13 eingegeben, dessen Ausgangssignal einem Stereodemodulator 14 aufgeprägt wird, der seinerseits das linke Kanalsignal L und das rechte Kanalsignal R vom invertierenden Mischsignal trennt, wobei zwischen linke und rechte Ausgangsklemme 14 L bzw. 14 R und den Eingang des invertierenden Verstärkers 13 Gegenkopplungs- Widerstände 16 bzw. 17 geschaltet sind. Die Aufgabe dieser Rückkopplungswege besteht darin, die Eingangsimpedanz des invertierenden Verstärkers 13 zu vermindern und eine Verzerrung im Stereodemodulator 14 zu verhindern.

Das an die Eingangsklemme 11 angelegte Mischsignal wird zu einem Bandpaßfilter 19 mit einer Mittenfrequenz von 19 kHz geleitet, durch den ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 19 kHz extrahiert und an eine Analyseschaltung (PLL) 20 und an einen Synchrondetektor 21 angelegt wird. Wie noch näher erläutert werden wird, umfaßt die Analyseschaltung 20 einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) mit einer Schwingfrequenz von 76 kHz, einen Frequenzteiler, einen Phasendetektor und ein Tiefpaßfilter; diese Schaltung stellt dabei einen Phasenunterschied zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und einem Bezugssignal (Ausgangssignal des Bandpaßfilters 19) fest, der durch eine Regelschleife bis auf einen kleinen Restfehler verringert wird, Diese auch als "phasenverriegelte Schaltung" bekannte Analyseschaltung erzeugt eine Schalt-Trägerwelle mit einer Frequenz von 38 kHz für den Stereodemodulator 14, sowie eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 19 kHz. Der Synchrondetektor 21, welcher das vom Bandpaßfilter 19 gelieferte Pilotsignal mit der Rechteckwelle von 19 kHz von der Analyseschaltung 20 vergleicht, enthält ein Tiefpaßfilter zur Lieferung eines Gleichstrom-Ausgangssignals, dessen Amplitude dem Pegel des im Mischsignal enthaltenen 19 kHz-Pilotsignals proportional ist. Das Gleichstrom-Ausgangssignal des Synchrondetektors 21 wird an den einen Eingang eines Pegelkomparators 22 angelegt.

Von den Ausgangssignalen der Analyseschaltung 20 wird eine weitere Rechteckwelle mit einer Frequenz von 19 kHz einer Pegelsteuerschaltung 25 zugeliefert, der auch das Ausgangssignal des Pegelkomparators 22 eingegeben wird, so daß der Pegel der weiteren 19 kHz-Rechteckwelle durch das Ausgangssignal des Pegelkomparators 22 geregelt wird. Das Ausgangssignal (19 kHz- Rechteckwelle) der Pegelsteuerschaltung 25 wird zu einer Wellenform-Wandlerschaltung 26 geleitet, welche die Rechteckwelle in eine Sinuswelle umwandelt. Das Ausgangssignal dieser Schaltung 26 wird zu einer Detektorschaltung 27 geleitet, die z. B. eine Diode enthält, um das Ausgangssignal in ein der Amplitude des Sinuswellensignals proportionales Gleichstromsignal umzuwandeln. Das Gleichstrom-Ausgangssignal der Detektorschaltung 27 wird dem anderen Eingang des Pegelkomparators 22 zugeführt.

Der Pegelkomparator 22 vergleicht also den Gleichstrompegel des Ausgangssignals vom Synchrondetektor 21 mit dem Gleichstrompegel des Ausgangssignals von der Wellenform- Wandlerschaltung 26, und er legt ein dem Unterschied zwischen diesen Signalen entsprechendes Signal an die Pegelsteuerschaltung 25, um den Pegel der 19 kHz-Rechteckwelle von der Analyseschaltung 20 zu regeln.

Das Ausgangssignal der Wandlerschaltung 26 wird auch über einen Widerstand 28 an den Eingang des invertierenden Verstärkers 13 angelegt, um das in dem an die Eingangsklemme 11 angelegten Mischsignal enthaltene Pilotsignal zu löschen. Infolgedessen wird ein Mischsignal, aus dem das Pilotsignal entfernt worden ist, an die Eingangsklemme des invertierenden Verstärkers 13 angelegt.

Die Wellenform-Wandlerschaltung 26 ist aus den im folgenden erläuterten Gründen vorgesehen. Das Ausgangssignal der Analyseschaltung ist eine Rechteckwelle, die sich durch eine Fouriersche Reihe ausdrücken läßt:

Wenn daher die Rechteckwelle zur Beseitigung des Pilotsignals benutzt wird, werden gleichzeitig auch andere Signale als

angelegt, wodurch das Mischsignal verzerrt wird. Wenn dagegen erfindungsgemäß die Wellenform-Wandlerschaltung 26 verwendet wird, wird nur eine Grundsinuswelle (k cos ω₀ t, mit k = eine Konstante) erzeugt, so daß die erwähnten, unerwünschten harmonischen Komponenten beseitigt sind.

Mit der beschriebenen Schaltung kann folglich ein Löschsignal erzeugt werden, welches dieselbe Frequenz (19 kHz), dieselbe (invertierte) Phase, dieselbe Wellenform (Sinuswelle) und dieselbe Amplitude besitzt wie das Pilotsignal, und es kann daher das im Mischsignal enthaltene Pilotsignal aufgehoben werden, so daß das Pilotsignal vollständig aus dem zum Schaltkreis gelieferten Signal entfernt ist. Infolgedessen werden nur das Hauptkanalsignal, d. h. das Summensignal (L+R), und das Hilfskanalsignal, d. h. ein auf eine Hilfsträgerwelle moduliertes Differenzsignal (L-R), über den invertierenden Verstärker 13 zum Stereodemodulator 14 geleitet.

Harmonische Komponenten des 19 kHz-Signals treten ebenfalls nicht auf. Die zum Stereodemodulator 14 geleiteten Signale (L+R) und (L-R) werden in Signale L und R aufgetrennt und dann über Ausgangsklemmen 14 L bzw. 14 R den nachgeschalteten Stufen zugeführt. Da Gegenkopplungswege mit Widerständen 16 und 17 zwischen die Ausgangsklemmen 14 L und 14 R sowie die Eingangsklemme des invertierenden Verstärkers 13 an der Eingangsseite des Schaltkreises bzw. der Schalter-Schaltung eingeschaltet sind, kann die Eingangsimpedanz dieses Verstärkers 13 herabgesetzt werden, so daß sein Eingangssignal ohne Verzerrung und mit hoher Wiedergabetreue ohne die Notwendigkeit für eine spezielle Schaltung zu dem als Schalter-Demodulator ausgeführten Stereodemodulator 14 geleitet werden kann. Außerdem ist es dabei möglich, jegliche im Stereodemodulator entstehende Verzerrung auszuschließen. Hierdurch wird es möglich, an den Ausgangsklemmen des Schaltkreises verzerrungsfreie linke und rechte Tonkanal-Signale mit hoher Wiedergabetreue zu reproduzieren.

Fig. 2 zeigt den genauen Schaltungsaufbau der Schaltung nach Fig. 1. Dabei ist der invertierende Verstärker 13 so geschaltet, daß er das an die Eingangsklemme angelegte Mischsignal über den Widerstand 12 und einen Kondensator 51 aufnimmt. Der Verstärker 13 weist dabei einen Transistor 52 auf, der einem Transistor 53 ein invertiertes Ausgangssignal liefert. Da dieser Transistor 53 als Emitterfolger geschaltet ist, besitzt er eine niedrige Ausgangsimpedanz; sein Ausgangssignal wird über einen Kondensator 54 zum Stereodemodulator 14 geliefert. Widerstände 55-59 und ein Kondensator 60 sind vorgesehen, um die Betriebs-Vorspannpotentiale für die Transistoren 52 und 53 zu liefern. Der Stereodemodulator 14 ist eine an sich bekannte Schaltung zur Trennung eines linken und eines rechten Signals L bzw. R vom Mischsignal mittels der Schaltwirkung einer 38 kHz-Rechteckhilfsträgerwelle, die von der Analyseschaltung 20 geliefert wird (zwei 38 kHz-Rechteckwellen mit einem Phasenunterschied von 180°). Der Stereodemodulator 14 umfaßt zwei in Emitterschaltung angeordnete Transistoren 62 und 63 sowie mit den Ausgangselektroden der Transistoren 62 und 63 verbundene Transistoren 64 bzw. 65. Die Ausgangselektroden (Kollektoren) der Transistoren 64 und 65 sind unmittelbar mit den Ausgangsklemmen 14 L bzw. 14 R des Stereodemodulators 14 verbunden und über einen Kondensator 54 sowie Widerstände 66 bzw. 67 gemeinsam an die Ausgangsklemme des invertierenden Verstärkers 13 angeschlossen. Widerstände 68- 74 dienen zur Einstellung bzw. Lieferung der Vorspannpotentiale für die Transistoren 62-65.

Das Bandpaßfilter 19 zum Ausfiltern eines das 19 kHz-Pilotsignal enthaltenden Signals aus dem Mischsignal wird durch einen Widerstand 76, einen Kondensator 77, eine Spule 78 und einen Pufferverstärker 79 gebildet. Der Synchrondetektor 21 enthält einen Transistor 81, der eine synchrone Detektoroperation durch das Ausgangssignal von der Analyseschaltung bzw. phasenverriegelten Schleifenschaltung 20 durchführt, und ein Tiefpaßfilter mit einem Widerstand 82 und einem Kondensator 83 zur Glättung des Ausgangssignals des Transistors 81. Widerstände 84 und 85 dienen als Last für den Transistor 81 bzw. als Begrenzer für den Basisstrom dieses Transistors.

Die Analyseschaltung bzw. phasenverriegelte Schleifenschaltung 20 umfaßt einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 90 mit einer Schwingfrequenz von etwa 76 kHz, der durch eine äußere Spannung steuerbar ist, drei Flip-Flops 91, 92 und 93 zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Oszillators 90, einen Phasendetektor 94, welcher die Phase des 19 kHz-Eingangssignals, d. h. des Ausgangssignals des Flip-Flops 92, mit der Phase eines Bezugseingangssignals vom Bandpaßfilter 19 vergleicht, um den Frequenzunterschied des Eingangssignals vom Flip-Flop 92 gegenüber dem Bezugseingangssignals zu erfassen, sowie ein Tiefpaßfilter 95, welches das Ausgangssignal des Phasendetektors 94 in ein Gleichstromsignal umwandelt. Die Ausgänge Q und des Flip-Flops 91 werden an die Basis­ elektroden der Transistoren 63 bzw. 62 des Stereodemodulators 14 angelegt, um das Durchschalten und Sperren dieser Transistoren durch die Trägerwelle mit einer Frequenz von 38 kHz zu steuern und dadurch das Mischsignal zur Bildung der Signale L und R zu demodulieren. Der spannungsgesteuerte Oszillator 90 ist ein an sich bekannter Oszillator, der so ausgelegt ist, daß seine Schwingfrequenz entsprechend dem Pegel des Ausgangssignals vom Tiefpaßfilter 95 variiert. Die Flip-Flops 91, 92 und 93 sind solche vom T- bzw. RST-Typ.

Die Pegelsteuerschaltung (spannungsgesteuerter Verstärker VCA) 25 umfaßt zwei Transistoren 100 und 101, die einen Differenzverstärker bilden, und einen Transistor 102, dessen Kollektor mit den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 100 und 101 verbunden ist und der eine gesteuerte Stromquelle bildet. Die Basis des Transistors 101 ist mit einer durch Widerstände 103 und 104 gebildeten Bezugsspannungsquelle verbunden, während die Basis des Transistors 100 mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 92 der Analyseschaltung 20 verbunden ist, wobei das Q-Ausgangssignal eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 19 kHz und einem Tastverhältnis von 0,5 darstellt und dem Pilotsignal um 90° nacheilt. Die Basis des Transistors 102 ist mit der Ausgangsklemme des Pegelkomparators 22 verbunden. Widerstände 105 und 107 dienen zur Einstellung eines Vorspannpotentials für den Transistor 100. Widerstände 106 und 108 bilden Lasten des Transistors 101 bzw. eines Transistors 128 im Pegelkomparator 22. Ein Widerstand 109 bildet einen Emitterwiderstand des Transistors 102. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Verstärkers 25 wird über einen Kondensator 110 an die Wellenform-Wandlerschaltung 26 angelegt. Die Verstärkung der Pegelsteuerschaltung (Verstärker) 25 wird durch die Größe des vom Pegelkomparator 22 an die Basis des Transistors 102 gelieferten Gleichstrom-Steuersignals gesteuert.

Die Wellenform-Wandlerschaltung 26 umfaßt eine integrierende Schaltung aus einem Widerstand 112, einem Verstärker 113 und einem Kondensator 114 sowie einen logarithmischen Verstärker, der über einen Kondensator 115 an die integrierende Schaltung angeschlossen ist und durch einen Widerstand 117, Dioden 118 und 119 sowie einen Verstärker 120 gebildet wird.

Der spannungsgesteuerte Verstärker 25 verstärkt eine Rechteckwelle, die gegenüber dem 19 kHz-Bezugssignal um 90° verzögert ist und durch die genannte integrierende Schaltung in eine um 180° nacheilende bzw. verzögerte Dreieckswelle umgewandelt wird. Die Dreieckswelle wird durch den logarithmischen Verstärker in eine Sinuswelle mit der Phasennacheilung von 180°C umgewandelt. Die Wellenform-Wandlerschaltung 26 kann den Aufbau gemäß den Fig. 3, 4 und 5 besitzen. Gemäß Fig. 3 wird diese Schaltung durch eine integrierende Schaltung und einen Diodenbegrenzer gebildet. Die Arbeitsweise dieser Elemente ist dieselbe wie bei den Elementen gemäß Fig. 2. Die Wandlerschaltungen nach Fig. 4 und 5 werden durch eine Anzahl von in Kaskade geschalteten integrierenden Schaltungen gebildet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4 wird die um 90° verzögerte Rechteckwelle mit einer Frequenz von 19 kHz durch 2n + 1 (mit n = eine ganze Zahl) integrierende Schaltungen und einen Umsetzer in eine Sinuswelle umgewandelt, während gemäß Fig. 5 die um 0° oder 180° verzögerte Rechteckwelle mit einer Frequenz von 19 kHz durch 2n integrierende Schaltungen und einen Umsetzer in die Sinuswelle umgewandelt wird. Während gemäß den Fig. 4 und 5 eine Sinuswelle mit derselben Phase wie das Pilotsignal durch integrierende Schaltungen gebildet wird, ist es auch möglich, eine Sinuswelle mit der Phasendifferenz von 180° zu formen, wobei in diesem Fall der Umsetzer weggelassen werden kann.

Die aus einem Kondensator 122 (Fig. 2), einem Reihenwiderstand 124 und einer gleichrichtenden Dioden 123 bestehende Detektorschaltung 27 wandelt das Sinuswellen-Ausgangssignal der Wellenform- Wandlerschaltung 26 in das Gleichstromsignal um.

Der Pegelkomparator 22, welcher das Ausgangssignal des Synchrondetektors 21 mit dem Ausgangssignal der Detektorschaltung 27 vergleicht, umfaßt in Emitterschaltung angeordnete Transistoren 126 und 127, die einen Differenzverstärker bilden, sowie einen Verstärker-Transistor 128, dessen Basis an den Kollektor des Transistors 127 angeschlossen ist. Widerstände 129-131 dienen zur Einstellung der Vorspannpotentiale für die Transistoren 126-128. Der Pegelkomparator 22 erfaßt den Unterschied in den Gleichstrompegeln an den Eingangselektroden der Transistoren 126 und 127 und legt ein entsprechendes Signal über den Transistor 128 an die Basis des Transistors 102 der Pegelsteuerschaltung 25 an.

Bei der abgewandelten Ausführungsform gemäß Fig. 6 ist die Pegelsteuerschaltung 25, die bei der Ausführungsform nach Fig. 1 zwischen die Analyseschaltung 20 und die Wellenform- Wandlerschaltung 26 eingeschaltet ist, an den Ausgang der Wellenform-Wandlerschaltung 26 angeschlossen.

Obgleich bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen ein Bandpaßfilter 19 zum Extrahieren bzw. Herausziehen des Pilotsignals aus dem Mischsignal vorgesehen ist, kann dieses Filter gewünschtenfalls auch weggelassen werden.

Claims (8)

1. Demodulatorschaltung für einen FM-Stereoempfänger, mit einem Stereodemodulator (14) zum Ableiten stereophoner Tonsignale aus einem Stereomischsignal in Abhängigkeit von 38 kHz-Schaltsignalen, mit einer phasenverriegelten Schaltung (20) zum Ableiten eines 19 kHz-Signals fester Amplitude und der 38 kHz-Schaltsignale aus einem in dem Stereomischsignal enthaltenen 19 kHz-Pilotsignal, mit einer Schaltungseinrichtung zur Erzeugung von Pilotsignal- Auslöschsignalen aus dem 19 kHz-Signal fester Amplitude, die einen Synchrondetektor zum Erzeugen eines dem Pegel des Pilot-Signals entsprechenden Steuersignals aus dem Stereomischsignal in Abhängigkeit von dem 19 kHz- Signal fester Amplitude und eine Pegelsteuerschaltung für das 19 kHz-Signal abhängig vom Steuersignal enthält, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß ein invertierender Verstärker (13) dem Stereomodulator (14) vorgeschaltet ist,
• b) ferner daß eine Gegenkopplungsschaltung (16, 17) von den Ausgängen des Stereomodulators (14) für das linke und das rechte Tonsignal zum Eingang des invertierenden Verstärkers (13) geschaltet ist,
• c) daß die Schaltungseinrichtung zum Erzeugen von Pilotsignal- Auslöschsignalen folgende Einheiten enthält:
  • α) eine Wellenform-Wandlerschaltung (26), welche mit der Pegelsteuerschaltung (25) derart zusammenwirkt, daß aus dem rechteckförmigen 19 kHz- Signal ein sinusförmiges Auslöschsignal entsteht,
  • β) eine Detektorschaltung (27), welche den Pegel des sinusförmigen Auslöschsignals erfaßt, und
  • γ) einen Pegelkomparator (22), welcher das Ausgangssignal der Detektorschaltung (27) mit dem Steuersignal vergleicht und ein dem Pegelunterschied beider Signale entsprechendes Regelsignal an die Pegelsteuerschaltung (25) abgibt,
• d) und daß das sinusförmige Auslöschsignal dem Eingang des invertierenden Verstärkers (13) zugeführt ist.

2. Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Synchrondetektor (21) ein Bandpaßfilter (19) vorgeschaltet ist, dessen Mittenfrequenz gleich der Frequenz des Pilotsignals ist.

3. Demodulatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenform- Wandlerschaltung (26) zwischen der Pegelsteuerschaltung (25) und der Detektorschaltung (27) angeordnet ist (Fig. 1).

4. Demodulatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelsteuerschaltung (25) zwischen der Wellenform-Wandlerschaltung (26) und der Detektorschaltung (27) angeordnet ist (Fig. 6).

5. Demodulatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenform-Wandlerschaltung (26) eine Anzahl von integrierenden Schaltungen (113, 114) aufweist (Fig. 2).

6. Demodulatorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenform-Wandlerschaltung (26) zusätzlich einen logarithmischen Verstärker (120) aufweist.

7. Demodulatorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem logarithmischen Verstärker (120) zusätzlich Dioden-Begrenzer (118, 119) vorgesehen sind.

8. Demodulatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das von dem phasensynchronisierten Schaltkreis (20) erzeugte 19 kHz-Rechtecksignal ein Tastverhältnis von 0,5 aufweist.