DE2837198A1

DE2837198A1 - Rundfunkempfaenger

Info

Publication number: DE2837198A1
Application number: DE19782837198
Authority: DE
Inventors: Clifford D Leitch
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 1977-08-31
Filing date: 1978-08-25
Publication date: 1979-03-08
Also published as: US4232189A; JPS5452903A; FR2402352A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Rundfunkempfänger und insbesondere auf Rundfunkempfänger zum Empfang amplitudenmodulierter Einkanalsignale, die Stereoprogrammsignale darstellen.

Auf dem Gebiet des Rundfunks wurde seit langem nach einem akzeptablen System zur Übertragung und zum Empfang von Stereosignalen im AM-Prequenzband gesucht. Obwohl viele Systeme vorgeschlagen wurden, hat keines allgemeine Annahme gefunden. Bei einigen dieser Systeme wird die Modulation der beiden Programmsignale auf Träger mit unterschiedlicher Phasenlage vorgeschlagen, die vor der Übertragung zu einem einzigen Stereosignalgemisch linear kombiniert werden. Bei einigen dieser bekannten Systeme ist der Phasenwinkel zwischen den beiden Trägersignalen auf etwa 90° eingestellt, so daß ein 90°-Pha;jenverschiebungs-Standardmodulationsschema erzeugt wird. Bei anderen Systemen ist der Phasenwinkel zwischen den beiden Trägersignalen auf weniger als 90° modifiziert. Modifizierte 90°-Phasenverschiebungs-Modulationsschemata dieser Art sind in den ÜS-PS 3 232 672 und 3 102 167 sowie in der US-Patentanmeldung 812 657 vom 5. Juli 1977 beschrieben.

Zum Empfang eines in dieser Weise modulierten Signals müssen Synchrondemodulationsschemata angewandt werden, wie sie in den US-PS 3 043 914 und 3 013 529 beschrieben sind. Um einen optimalen Empfang zu bewirken, ist es notwendig, daß ein Trägersignal vorgesehen wird, das mit dem ankommenden Träger nach Phase und Frequenz synchron ist. Dieser Synchronismus muß sehr exakt sein, um eine maximale Trennung zwischen den wiedergewonnenen Stereosignalen zu erhalten. Obwohl von dieser Forderung bis zu.einem gewissen Maß abgelassen werden kann, wenn ein 90°-Phasenverschiebungs-Standardmodulationsschema angewandt wird, ist dieser Vorschlag nicht erwünscht,

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da festgestellt wurde, daß die Kompatibilität zwischen bestehenden monophonen AM-Empfängern es erfordert, daß dieser Phasenwinkel erheblich kleiner, ist. Da jedoch der Phasenwinkel von 90° auf viel kleinere Winkel verringert wird, sind die Exaktheit und die Stabilität der Synchrondemodulation weitaus kritischer.

Außerdem werden bei üblichen AM-Demodulationssystemen ZF-Stufen angewandt, die sehr enge Bandpaßcharakteristik haben, um die Selektivität des AM-Empfängers zu verbessern. Wenn diese Technik zur Demodulation der zuvor erwähnten modulierten Signale angewandt wird, muß der Durchlaßbereich der ZF-Stufe auf beiden Seiten des Stereosignalgemischs symmetrisch sein, das demoduliert wird, da sich sonst eine weitere Verschlechterung der Stereotrennung ergibt.

Durch die Erfindung wird ein Rundfunkempfänger geschaffen, der zur Wiedergewinnung von SSereoprogrammsignalen aus einem Stereosignalgemisch verwendet werden kann, das in 90°-Phasenverschiebungs-Modulationstechnik oder in modifizierter 90°-Phasenverschiebungs-Modulationstechnik moduliert wurde. Dieser Empfänger ist relativ einfach und kostensparend und bewirkt dennoch eine gute Stereotrennung von Signalgemischen, die einen sehr kleinen Phasenwinkel zwischen zwei Stereokomponenten haben.

Der Stereoempfänger kann keine ZF-Stufen haben, jedoch die Programmsignale aus dem ankommenden HF-Signal durch Verwendung von Produktdemodulatoren direkt wiedergewinnen .

Der Empfänger kann jedoch auch eine ZF-Stufe enthalten, die jedoch Breitbandcharakteristik hat. Ein derartiger Empfänger weist einen phasenstarren Kreis auf, der die Frequenz des ZF-Signals auf die Mittel des Durchlaßbe-

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reichs der ZF-Stufe bringt, so daß die Seitenbänder auf beiden Seiten des Trägers durch die ZF-Stufe symmetrisch beeinflußt werden, und dadurch eine minimale Verringerung der Stereotrennung bewirkt wird. Als Frequenzbezugsmaß in dem phasenstarren Kreis kann ein sehr stabiler Oszillator mit einer festen Schwingungsfrequenz verwendet werden, um die Schwingungsfrequenz des Überlagerungsoszillators auf ein Vielfaches der festen Frequenz festzulegen. Da der Oszillator, der die feste Frequenz erzeugt, sehr stabil ist, wird dadurch der Betrieb des Überlagerungsoszillators stabilisiert.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis 5 beispielsweise erläutert. Es zeigt:

Figur 1a und 1b Vektordiagramme des modulierten Signalgemischs,

Figur 2 eine Ausführungsform eines Rundfunkempfängers gemäß der Erfindung mit direkter Umsetzung,

Figur 3 eine weitere Ausführungsform des Trägerwiedergewinnungsteils des Rundfunkempfängers der Fig. 2 mit direkter Umsetzung,

Figur 4 eine Ausführungsform eines Überlagerungsrundfunkempfängers mit einem Kristallfilter zur Auswahl der ZF-Frequenz, und

Figur 5 eine weitere Ausführungsform eines Überlagerungsrundfunkempfängers.

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wobei X	(t)
CJ t	C
θ
L	(t)

Das modulierte Signalgemisch, das von den zuvor erläuterten Empfängern empfangen werden soll, kann durch den folgenden mathematischen Ausdruck beschrieben werden:

X(t) = COS(J t + L(t)cos(«w> t-θ) + R(t)cos(t»J t+θ) (1)

CC C

das Stereosignalgemisch ist,

die Trägerfrequenz in rad/sec

die Zeit in Sekunden

der Phasenwinkel in rad und

und R(t) die Programmsignale sind, wobei

L(t) = L = Modulationssignal des linken

Kanals und R(t) = R = Modulationssignal

des rechten Kanals.

Aus dieser Beschreibung ist ersichtlich, daß das übertragene Signal als aus drei Vektorkomponenten bestehend angesehen werden kann: einer Trägerkomponente und zwei modulierten Komponenten, die unter dem gleichen Phasenwinkel θ auf beiden Seiten des Trägersignals liegen. Dies ist durch das Vektordiagramm der Fig. 1a gezeigt. Bei der üblichen 90°-Phasenmodulation ist der Phasenwinkel θ gleich 45°, so daß die linke und rechte Vektorkomponente um einen Gesamtphasenwinkel von 90° phasenverschoben sind. Für modifizierte 90°-Modulationsphasenwinkel beträgt dieser Phasenwinkel weniger als 45°.

Das Sendersignal kann entsprechend durch den folgenden mathematischen Ausdruck wiedergegeben werden:

X(t) = /T + (L+R) cos©7 cos t + /Jl-R) sin©/ sin t (2)

in dem die Symbole wie zuvor festgelegt sind. Dieser Ausdruck bestimmt das übertragene Signal in Abhängigkeit von zwei Vektorkomponenten, die in Phase (cos t) und gegenphasig (sin t) bezüglich der TrägerVomponente sind. Diese Darstellung ist im Vektordiagramm der Fig. 1b gezeigt.

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Die Gleichungen (1) und (2) beschreiben beide das gleiche modulierte Signal. Sie bringen jedoch zum Ausdruck, da · das modulierte Signal entsprechend auf zwei verschiedene Arten bestimmt werden kann. Diese Gleichungen kennzeichnen außerdem zwei verschiedene Verfahren, durch die die Programmsignale aus dem modulierten Signalgemisch wiedergewonnen werden können. Diese beiden Verfahren werden im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen beschrieben.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines Synchronempfängers mit direkter Umsetzung. Dieser Empfänger hat ein Eingangsteil 10, bestehend aus einem abgestimmten HF-Verstärker 12, einem Trägerwiedergewinnungskreis 14 und einem Stereodemodulator 16.

Der Stereodemodulator 16 hat zwei Produktdemodulatoren 18 und 20. Diese Produktdemodulatoren haben üblichen Aufbau und übliche Arbeitsweise und können z.B. aus einem integrierten Kreis MC 1496 der Firma Motorola bestehen. Jeder Produktdemodulator spricht auf zwei Eingangssignale an und erzeugt ein Ausgangssignal entsprechend dem Produkt der Eingangssignale. Diese Eingangssignale werden im folgenden als Eingangssignal und Phasenbezugseingangssignal bezeichnet. Die Produktdemodulatoren ermitteln diejenigen Vektorkomponenten des Eingangssignals, die mit dem Phasenbezugssignal ,in Phase sind. Der Demodulator demoduliert keine Komponenten, die gegenüber dem Phasenbezugssignal um 90° phasenverschoben sind.

Der Produktdemodulator 18 multipliziert das ankommende HF-Signal mit einem Phasenbezugssignal, das mit der Trägerkomponente (cos ίο t) des modulierten Signals phasensynchron ist, während der Produktdemodulator 20 das modulierte Signalgemisch mit einem Phasenbezugssignal multipliziert, das gegenüber dem Trägersignal (sinto t)

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- ΊΟ -

um 90° phasenverschoben ist. Die Produktdemodulatoren 18 und 20 ermitteln daher jeweils die phasengleichen und um 90 phasenverschobenen Komponenten des modulierten Signals. Gleichung (2) zeigt, daß die gleichphasige Komponente eine Information entsprechend der Summe der beiden Programmsignale (L+R) enthält, während die um 90° phasenverschobene Komponente eine Information enthält, die sich auf die Differenz der beiden Programmsignale (L-R) bezieht. Außerdem werden verschiedene höherfrequente Störkomponenten von den Produktdemodulatoren erzeugt, die entfernt werden müssen« Tiefpaßfilter 22 und 24 sind daher vorgesehen, um al„e Komponenten über dem Audioband zu unterdrücken. Das Tiefpaßfilter 22 dient außerdem dazu, die Gleichspannungskomponente zu sperren, die im dem gleichphasigen Kanal infolge des Vorhandenseins des Trägersignals auftritt.

Das Ausgangssignal der Tiefpaßfilter 22 und 24 kann somit als /Jl+R) cosQJ bzw. /Jl-R) sinö/ definiert werden, wobei die Gewichtungs- bzw. Bewertungsfaktoren sin© und cos© sich mit dem Phasenwinkel θ ändern, um den die modulierten Programmsignale gegenüber dem Träger phasenverschoben sind. Wenn das 90°-Phasenverschiebungsmodulationsschema angewandt wird, sind diese beiden Bemessungsfaktoren gleich und können außer Betracht bleiben, wenn jedoch ein modifiziertes 90°-Phasenverschiebungsmodulationsschema angewandt wird_f beträgt dieser Winkel zwischen den beiden modulierten Komponenten weniger als 90°, so daß diese Glieder nicht gleich sind. Die relativen Größen der gleichphasigen und 90°-phasenverschobenen Komponenten müssen daher in bestimmter Weise ausgeglichen werden. Ein Verstärkerkreis 26 ist für diesen Zweck vorgesehen. Der Verstärkerkreis 26 stellt die Verstärkung des gleichphasigen Kanals durch einen Fafcbor ein, der dem tg des Phasenwinkels θ proportional ist, so daß die Größe der gleichphasigen und 90°-phasenverschobenen Komponenten ausgeglichen wird. Diese beiden Komponenten,

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die der Summe und der Differenz der beiden Stereosignale entsprechen/ werden dann einer üblichen Audio-matrix zugeführt, die aus Signaladdierern 30 und 32 besteht, um die linken und rechten Stereosignale wiederzugewinnen.

übliche monophone AM-Empfänger enthalten oft Hüllkurvendemodulatoren zur Wiedergewinnung der Audioinformation statt der Produktdemodulatoren, wie sie in dem Stereodemodulator 16 verwendet sind.Diese Hüllkurvendemodulatoren gewinnen die gesamte Hüllkurve aus dem Eingangssignal wieder und sind nicht in der Lage, zwischen Amplitudenmodulationsfunktionen zu unterscheiden, die von verschiedenen Frequenzträgern geliefert werden. Es ist üblich, überlagerungsempfänger zu verwenden, die eine Zwischenstufe haben, die auf ein sehr schmales Durchlaßband abgestimmt werden kann, um dadurch die Selektivität des Empfängers zu verbessern. Wenn eine ZF-Stufe mit einem schmalen Bereich im Empfänger der Fig. 2 vorhanden ist, ergibt sich jedoch eine Verschlechterung der Stereotrennung, wenn nicht der Durchlaßbereich der ZF-Stufe zur Trägerfrequenz exakt symmetrisch 1st.

Dazu kommt noch, daß eine ZF-Stufe im vorliegenden Anwendungsfalle unnötig ist. Produktdemodulatoren haben notwendigerweise einen hohen Selektivitätsgrad, da sie nur diejenigen Signale demodulieren, die mit dem Phasenbezugssignal phasengleich sind. Da die Produktdemodulatoren 18 und 20 statt der Hüllkurvendemodulatoren enthalten sind, kann jeder gewünschte Selektivitätsgrad durch Änderung der Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 22 und 24 erhalten werden. Die Ausführungsform der Fig. enthält daher keine ZF-Stufe, sondern dient dazu, das HF-Signalgemisch mittels der Produktdemodulatoren 18 und 20 direkt in die verschiedenen Komponenten umzuwandeln.

Um die Demodulationsfunktion zu erreichen, die für den Stereodemodulator 16 notwendig ist, ist es erforderlich,

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Phasenbezugssignale wiederzugewinnen, die zu der Phase und der Frequenz des Trägers des modulierten Signals in sehr enger Beziehung stehen. Dies ist die Funktion des Trägerwiedergewinnungskreises 14. Der Trägerwiedergewinnungskreis 14 enthält einen Überlagerungsoszillator 34, der mit der doppelten Trägerfrequenz des demodulierten Signals arbeitet. Das von dem Überlagerungsoszillator 34 erzeugte HF-Signal wird mittels eines Teilers 36 in zwei 90°-phasenverschobene Signale geteilt, die jeweils mit der halben Frequenz des Überlagerungsoszillators schwingen. Der überlagerungsoszillator 34 kann aus einem Rechteck-HF-Signalgenerator bestehen, während der Teiler 36 aus einem digitalen Teiler bekannten Aufbaus bestehen kann.

Die Schwingungsfrequenz des Überlagerungsoszillators 34 wird durch eine handgesteuerte Einstellung grob eingestellt, die auch dazu dient, die abgestimmte Frequenz des HF-Verstärkers 12 zu wählen. Der Überlagerungsoszillator 34 wird feineingestellt, um die Frequenz des nächstliegenden Signals, das am Ausgang des abgestimmten HF-Verstärkers 12 erscheint, mittels eines Rückkopplungskreises anzupassen, der aus dem Produktdemodulator 20 und einem Filter 38 mit einem phasenstarren Kreis besteht. Der Produktdemodulator 20 wirkt im wesentlichen als Phasendemodulator zur Bestimmung, ob die beiden Eingangssignale 90° phasenverschoben sind« Der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals ändert sich mit dem Sinus des Phasenfehlers zwischen den beiden Eingangssignalen (d.h. die Größe, um die die beiden Signale von der 90 -Phasenverschiebung abweichen) und ist nur Null, wenn kein Phasenfehler auftritt. Das Ausgangssignal des Produktdemodulators 20 wird dem Filter 38 zugeführt, das alle audio- und höherfrequenten Komponenten aussondert und nur die NF-Schwankungen beläßt, die auf die Asynchronität zwischen dem Eingangssignal und der Schwingungsfrequenz des Überlagerungsoszillators zurückzuführen ist. Diese Signale werden

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zu dem Frequenzsteuereingang des Überlagerungsoszillators 34 rückgekoppelt und bewirken die Synchronisierung und Stabilisierung des Betriebs auf der Frequenz des nächstkommenden Signals.

Dieser Empfänger hat außerdem einige Besonderheiten. Eine Besonderheit besteht darin, den Empfänger automatisch zwischen Stereo- und Monobetrieb umzuschalten. Diese Funktion wird durch Ermittlung des Vorhandenseins oder NichtVorhandenseins eines Stereoanzeigesignals erreicht, das vorzugsweise in den modulierten Signalen enthalten ist, die die Stereofunktion aufweisen. Dieses Anzeigesignal kann z.B. ein NF-Signal (z.B. 24 Hz) sein,das in dem 90°-Phasenkanal auf einem niedrigen Modulationspegel vorhanden ist. Die Demodulation kann leicht dadurch erreicht werden, daß ein Tondemodulator 40 enthalten ist, der das Eingangssignal vom Produktdemodulator 20 empfängt.

Der Tondemodulator 40 steuert zwei Elemente, eine Stereoanzeigelampe 42 und einen Stereoausschalter 44. Wenn der Stereoanzeigeton demoduliert wird, leuchtet die Lampe 42 auf und der Schalter 44 wird geschlossen. Das Schließen des Schalters 42 führt zu dem normalen Stereobetrieb. Wenn der Ton jedoch nicht vorhanden ist, veranlaßt der Tondemodulator 40 das öffnen des Schalters 44, so daß verhindert wird, daß das Differenzsignal die Audiomatrix 28 erreicht. Da keine 90°-PhasenverSchiebungskomponente für Monosignale vorhanden ist, ist es erwünscht, daß der Differenzkanal (der nur Rauschen enthalten würde) auf diese Weise abgeschaltet wird. Der Schalter 44 kann auch von Hand steuerbar sein.

Eine zweite Besonderheit, die bei der Ausführungsform der Fig. 3 gezeigt ist, besteht darin, dem Hörer eine Anzeige der Stärke des empfangenen Signals zu liefern.

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Wie zuvor erwähnt wurde/ enthält das Ausgangssignal des Produktdemodulator 18 ein Gleichspannungsglied, das auf das Vorhandensein des Trägersignals und die Tatsache zurückzuführen ist, daß das Phasenbezugssignal mit dem Träger in Phase ist. Die Amplitude dieses Gleichspannungssignals steht zu der Trägeramplitude direkt in Beziehung und kann somit direkt verwendet werden, um eine Anzeige der Signalstärke zu liefern. Ein Tiefpaßfilter filtert dieses Signal aus und führt es einem Abstimmmeter 48 zu. Das am Ausgang des Tiefpaßfilters 46 abgegebene Signal kann gegebenenfalls auch zur Steuerung des Betriebs eines Geräuschsperrkreises (nicht gezeigt) verwendet werden. Die Stereoausgangssignale werden dann unterdrückt, wenn das Eingangssignal einen bestimmten Pegel nicht überschreitet.

Fig. 3 zeigt eine zweite Ausführungsform des Trägerwiedergewinnungskreises 14, die dazu dient, eine größere Stabilität der wiedergewonnenen Trägersignale zu bewirken. Wie zuvor sind ein überlagerungsoszillator 34, ein Teiler und ein Filter mit einem phasenstarren Kreis vorhanden. Außerdem ist ein Kristalloszillator 50 mit einer sehr stabilen, im wesentlichen festen Ausgangsfrequenz vorgesehen. Diese Ausgangsfrequenz ist ein Mehrfaches von 20 kHz und wird von einem Teiler 32 herabgeteilt, um am Ausgang ein 20 kHz-Signal zu erhalten. Dieses 20 kHz-Signal wird zu einem Phasendemodulator 54 zusammen mit dem Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators 34 übertragen, so daß der überlagerungsoszillator 34 gezwungen wird, auf Mehrfachen von 20 kHz zu schwingen. Wenn der überlagerungsoszillator 34 von der Bedienungsperson von Hand eingestellt wird, stellen der phasenstarre Kreis des Phasendemodulators 54 und das Filter 38 dessen Betrieb so ein, daß der überlagerungsoszillator 34 auf dem nächsten Mehrfachen von 20 kHz einrastet. Obwohl sich der überlagerungsoszillator 34 damit in 20 kHz-Schritten bewegt, verschieben sich die Phasenbezugssignale, die gegebenenfalls dem Stereodemodu-

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T Γ*ΤΤ~-"*·ΤΓ*ΤΓ*·*" 1 '¹* TT**¹" ' Tf 'Τ*Τ·' Il II l If- JTV.f ~- — - — - - -

lator 16 zugeführt werden, wegen der Teilung durch den Teiler 36 in 10 kHz-Schritten. Die Teilung von 20 kHz zwischen benachbarten Frequenzen wurde gewählt, da dies der Teilung zwischen den zugeteilten Kanalfrequenzen im AM-Frequenzband entspricht.

Zur Feinabstimmung des Betriebs dieses Frequenzwiedergewinnungskreises, ist der Kristalloszillator 50 mit einer Einrichtung zur Änderung der Schwingungsfrequenz um sehr geringe Beträge versehen. Dies kann z.B. aurch einen Varaktor parallel zu dem Kristall und durch Änderung der Gleichvorspannung über dem Varaktor erreicht werden. Ein Frequenzsteuereingang steuert den Vorspannungspegel und erhält von einem Filter 56 mit einem phasenstarren Kreis ein Steuersignal. Dieses Filter empfängt wie zuvor ein Eingangssignal vom Ausgangssignal der Produktdemodulator 20. Dieser zweite phasenstarre Kreis, der im wesentlichen aus dem Produktdemodulator 20 und dem Filter 56 besteht, dient zur Feinabstimmung der Schwingungsfrequenz des Kristalloszillators 50, um die Frequenz des Oszillators 34 entsprechend zu ändern. Dies bringt die den Produktdemodulatoren 28 zugeführten Phasenbezugssignale in engen Synchronismus mit den gleichphasigen und 90° phasenverschobenen Komponenten der modulierten Signale. Da der Betrieb des Kristalloszillators 50 extrem stabil ist, wird der Betrieb des Überlagerungsoszillators 34 dadurch in ähnlichem Maße stabilisiert.

Wenn eine ZF-Stufe in dem Empfänger vorhanden ist, kann eine Ausführungsform wie in Fig. 4 vorgesehen werden. Bei dieser Ausführungsform enthält der Eingangsteil 10 wie zuvor einen abgestimmten HF-Verstärker 12. Zusätzlich ist ein ZF-Mischer 60 zur Kombination des HF-Eingangssignals mit dem Signal vorgesehen, das von dem überlagerungsoszillator erzeugt wird, um am Ausgang ein ZF-Signal zu erzeugen. Dieses ZF-Signal wird einer ZF-Stufe 62 zugeführt.

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ORIGINAL INSPECTED

Wie zuvor erläutert wurde, ist es notwendig, um eine Verschlechterung der Stereotrennschärfe zu verhindern, daß die Bandpaßkennlinie der ZF-Stufe 62 auf beiden Seiten der ZF-Frequenz symmetrisch ist. Um den Verlust an Trennschärfe, da die ZF-Frequenz nicht exakt in die Mitte des Durchlaßbandes der Stufe 62 fällt, so gering wie möglicii zu halten, hat die ZF-Stufe 62 vorzugsweise eine möglichst flache Frequenzcharakteristik innerhalb des Frequenzbandes des ZF-Signals. Die ZF-Stufe 62 hat vorzugsweise eine breiteBandpaßcharakteristik, um sicherzustellen, daß die Charakteristik innerhalb des interessierenden Bereichs im wesentlichen flach ist. Beim Stand der Technik ist die Bandpaßcharakteristik der ZF-Stufe vorzugsweise so schmal wie möglich, um die Selektivität der Hüllkurvendemodulatoren zu verbessern, die typischerweise der Stufe folgen.

Das ZF-Signal (am Ausgang der ZF-Stufe 62) hat eine Form, die dem modulierten Signalgemisch sehr ähnlich ist und kann durch die folgenden ',nathematischen Ausdrücke bestimmt werden:

S(t) =/T + (L+R) cos§/ cos (c^j-t - /Jl-R) sine/ sinwjt (4)

wobei S(t) das gesamte ZF-Signal ist,

{jj das ZF-Trägersignal (und gleiche - to ist, wobeicj die Frequenz des Überlagerungsoszillators ist) ,

und alle übrigen Symbole wie zuvor festgelegt sind.

Die Gleichungen (3) und (4) sind den Gleichungen (1) und (2) mit der Ausnahme sehr ähnlich, daß die Trägerfrequenz auf die ZF-Frequenz verschoben wurde und verschiedene Vorzeichen geändert sind.

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Bei der Ausführungsform der Fig. 4 ist ein Stereodemodulator 16 vorgesehen, der die beiden Programmsignale aus dem ZF-Signal direkt statt als Stimmen- und Differenzsignale wiedergewinnt. Dies kann durch Verwendung von Produktdemodulatoren geschehen, denen geeignete Phasenbezugssignale zugeführt werden. Wenn ein modifiziertes 90°-Phasenverschiebungsmodulationsschema angewandt wird, beträgt der Phasenwinkel zwischen den Vektorkomponenten entsprechend den beiden Programmsignalen weniger als 90°. Jede Komponente hat daher einen Anteil, der mit der anderen Komponente phasengleich ist. Um eine zufällige Demodulation von beiden Vektorkomponenten zu vermeiden, wenn eine Demodulation nur einer einzigen Komponente erwünscht ist, muß das Bezugssignal, das dem Produktdemodulator zugeführt wird, zu einer der Komponenten um 90° phasenverschoben sein.

Derartige Produktdemodulatoren sind jedoch bei der Ausführungsform der Fig. 4 nicht verwendet. Anstelle der Produktdemodulatoren hat jeder Demodulationskanal bei dieser Ausführungsform einen Signaladdierer und einen Hullkurvendemodulator. Hüllkurvenmodulatoren arbeiten jedoch im wesentlichen wie Produktdemodulatoren, wenn die prozentuale Modulation des Trägersignals sehr niedrig ist. Dies bedeutet, daß das Ausgangssignal des Hüllkurvendemodulators im wesentlichen dem Anteil der Modulationsfunktion entspricht, die mit dem Trägersignal in Phase ist, und keine Komponenten enthält, die zum Träger phasenverschoben sind. Zur Demodulation des ZF-Signals wird bei der Ausführungsform der, Fig. 4 zu dem ZF-Signal ein HF-Signal addiert, das eine größere Amplitude als das Eingangssignal hat und das gegenüber einer der beiden Vektorkomponenten um 90° phasenverschoben ist. Leitet man das sich ergebende Signal über einen Hüllkurvengleichrichter, kann die andere Vektorkomponente demoduliert werden. Jeder Kanal enthält daher einen Signaladdierer

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und 66, um zu dem ZF-Signal Phasenbezugssignale hoher Amplitude zu addieren, sowie Hüllkurvendemodulatoren 68 und 70 zur Demodulation der den beiden Programmsignalen entsprechenden Komponenten. Um zu verhindern, daß die wiedergewonnenen linken und rechten Kanäle phasenverschoben sind, ist es notwendig, den Signaladdierer als Signalsubtrahierer auszubilden. Die beiden Programmsignale, die von den Hüllkurvendemodulatoren 68 und 70 demoduliert werden, werden Tiefpaßfiltern 72 und 74 zugeführt, die verschiedene Störfrequenzkomponenten entfernen.

Damit die Ausführungsform der Fig. 4 wirksam arbeitet, muß der Trägerwiedergewinnungskreis 14 zwei HF-Signale wiedergewinnen, die gegenüber den beiden Vektorsignalkomponenten um 90° phasenverschoben sind. Um diese Funktion zu erhalten, ist ein Kristallfilter 80 vorgesehen. Der Überlagerungsoszillator ist auf einem phasenstarren Kreis mit einem Kristallfilter derart eingerastet, daß das ZF-Signal direkt in die Mitte der sehr-engen Bandpaßcharakteristik des Kristallfilters 80 fällt. Ein Produktdemodulator 82 ist vorgesehen, um zu bestimmen, wenn das ZF-Signal auf der richtigen Frequenz und Phase ist. Das Kristallfilter 80 erzeugt daher eine 90° Phasenverschiebung des Eingangssignals nur dann, wenn die Frequenz des Eingangssignals exakt der Mittenfrequenz entspricht. Durch Übertragung des Ein- und Ausgangssignals des Kristallfilters 80 in den Produktdemodulator 82 wird ein Fehlersignal erzeugt, das die Größe der Abweichung des ZF-Signals von der gewünschten Frequenz angibt. Das Ausgangssignal des Produktdemodulator 82 wird durch ein Filter 84 mit einem phasenstarren Kreis und einem überlagerungsoszillator 86 geleitet. Auf diese Weise wird die Schwingungsfrequenz des Überlagerungsoszillators 86 derart eingestellt, daß die ZF-Frequenz exakt der Mittenfrequenz des Kristallfilters 80 entspricht.

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Die ZF-Stufe 62 wird so abgestimmt, daß die Mitte der Bandpaßcharakteristik der Mittenfrequenz des Kristallfilters 80 entspricht. Der phasenstarre Kreis zwingt daher das ZF-Signal auf die Mitte des Durchlaßbereiches der ZF-Stufe 62, so daß die Stereotrennschärfe verbessert wird.

Da das Ausgangssignal des Kristallfilters 80 gegenüber dem ZF-Trägersignal um 90 phasenverschoben ist, können die beiden Bezugssignale, die bei der Demodulation der beiden Vektorkomponenten verwendet werden, nur durch Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Kristallfilters 80 durch zwei Phasenschieber 88 und 90 zusammengesetzt werden. Da das Bezugssignal am Ausgang des Phasenschiebers 88 gegenüber der rechten Vektorkomponente um 90° phasenverschoben ist, dient das Demodulationsnetzwerk, dem das Bezugssignal zugeführt wird, zur Demodulation der linken Vektorkomponente. Da das..Ausgangssignal des Phasenschiebers 90 gegenüber der linken Vektorkomponente um 90° phasenverschoben ist, dient der Demodulationskreis, dem dieses Bezugssignal zugeführt wird, zur Demodulation der rechten Vektorkomponente.

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform wiederum unter Verwendung einer ZF-Stufe. Diese Ausführungsform hat ein Eingangsteil 10, das dem der Ausführungsform der Fig. 4 im wesentlichen gleich ist. Ein abgestimmter HF-Verstäi'ker 12, ein Mischer 60 und eine ZF-Stufe 62 sind somit vorhanden. Das Ausgangssignal der ZF-Stufe 62 wird jedoch einem Stereodemodulator 16 mit im wesentlichen der Form in Fig. 1 zugeführt. Der Stereodemodulator dient dazu, die linken und rechten Vektorkomponenten des Stereosignalgemischs mittels Produktdemodulatoren wiederzugewinnen, die durch Bezugssignale betrieben werden, die zu dem ZF-Signal phasensynchron und 90° phasenverschoben sind. Ein Bezugsoszillator 100 und ein Phasenschieber 102 er-

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zeugen diese Bezugssignale. Der überlagerungsoszillator 104 ist derart phasenstarr, daß die ZF-Frequenz nach Phase und Frequenz exakt dem von dem Bezugsoszillator 100 erzeugten Signal angepaßt ist. Die phasenstarre Beziehung wird dadurch erreicht, daß das Ausgangssignal des 90 -Phasenverschiebungs-Produktdemodulators (20 in Fig. 1) einem Filter 106 mit einem phasenstarren Kreis und dem Frequenzsteuereingang des Überlagerungsoszillators 104 zugeführt wird. Die ZF-Stufe 62 wird wieder so abgestimmt, daß die Schwingungsfrequenz des Bezugsoszillators 100 direkt in deren Durchlaßband liegt und der Betrieb des phasenstarren Kreises dazu dient, die ZF-Frequenz auf die Mitte des Durchlaßbandes der ZF-Stufe 62 zu bringen.

Die beschriebenen Empfänger dienen dazu, Stereosignalgemische zu demodulieren, die entweder in reiner oder in modifizierter 90°-Modulationstechnik moduliert sind. Es wurden einige Möglichkeiten gezeigt; bei einer werden die Stereokanäle durch direkte Umwandlung des Signalgemischs mittels Produktdemodulatoren erhalten. Die Selektivität des Empfängers ist sehr hoch, da Produktdemodulatoren verwendet werden. Da bei dieser Möglichkeit keine ZF-Stufen verwendet werden, wird das Problem der Verschlechterung der Stereotrennschärfe infolge ihres Vorhandenseins vermieden. Die zweite Möglichkeit enthält eine ZF-Stufe, vermeidet jedoch Probleme der Stereotrennschärfenverschlechterung durch die Verwendung einer ZF-Stufe mit einer Breitbandcharakteristik und Verwendung eines phasenstarren Kreises, um das ZF-Signal auf die Mitte des ZF-Durchlaßbandes zu bringen.

Die Ausführungsformen der Fig. 2 und 4 können auf zahlreiche Arten abgewandelt werden. Z.B. kann einer der Stereodemodulatoren der Fig. 2 und 4 bei den anderen Ausführungsformen verwendet werden. Jede Demodulator-

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stufe enthält jedoch Produktdemodulatoren zur synchronen Demodulation des modulierten Signals. Wie zuvor erwähnt wurde, arbeiten die Hüllkurvendemodulatoren und Signaladdierer der Fig. 4 im wesentlichen als Produktdemodulatoren. Die anhand der Fig. 2^beschriebenen Besonderheiten können jedoch leicht auf andere Empfänger angewandt werden· Außerdem kann die Verstärkung der gleichphasigen und 90° phasenverschobenen Kanäle der Ausführungsform der Fig. 2 in anderer Weise korrigiert werden, z.B. durch einen Verstärkungsfaktor -et θ in dem 90°-Phasenverschiebungskanal anstelle des Faktors tg θ in dem gleichphasigen Kanal. Die beschriebene Technik der phasenstarren Kreise kann mit minimaler Änderung bei den meisten Ausführungsformen angewandt werden.

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Claims

Patentanwälte Licht · Dr. Schmidt

Hansmann· Herrmann O Ö O ^ 1 Q Q

Postfach 7O12 05 *- 0 0 / | Ό

8OOO München 7O

Harris Corporation München, 25. August 1978

55 Public Square

Cleveland, Ohio 44113, V. St.A.

Rundfunkempfänger

P a t e η t a η s ρ r ü. c. h e

\1 ./Rundfunkempfänger zum Empfang und zur Demodulation eines Stereosignalgemischs mit zwei Programmsigriulen, die auf ein Trägersignal in modifizierter 90°-Phasenverschiebungs-Modulationstechnik moduliert sind, bestehend aus einer Demodulationseinrichtung, die auf ein moduliertes Signal zur Demodulation des Signals und zur Wiedergewinnung der Programmsignale anspricht und einen ersten und einen zweiten Demodulator enthält, von denen jeder auf das modulierte Signal zur Modulation der jeweiligen Komponente des modulierten Signals mit hohem Selektivitätsgrad anspricht, und einer Signalverarbeitungseinrichtung, die auf die jeweiligen Komponenten des ersten und zweiten Demodulators anspricht, um diese Signale zur Wiedergewinnung der Programmsignale zu verarbeiten, dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung (12) zum Empfang des Stereosignalgemischs und zur direkten übertragung des Signalgemischs zu einem

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Stereodemodulator zur direkten Demodulation ohne Umwandlung in ein ZF-Signal vorgesehen ist, und daß der erste und zweite Demodulator (18, 20; 68, 70) das Signalgemisch ohne Umwandlung in ein ZF-Signal direkt demodulieren, so daß das Programmsignal ohne Verwendung einer ZF-Stufe wiedergewonnen werden kann und eine Verschlechterung der Stereotrennschärfe infolge des Vorhandenseins einer ZF-Stufe vermieden wird.
2. Rundfunkempfänger nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet , daß der erste und zweite Demodulator (18, 20; 68, 70) auf Phasenbezugssignale ansprechen, um die jeweiligen Komponenten des Stereosignalgemischs zu demodulieren, und daß sie von einem Phasenbezugssignalgenerator (14) mit Phasenbezugssignalen versorgt werden, die zu dem Trägersignal phasensynchron bzw. um 90- phasenverschoben sind, so daß die jeweiligen Komponenten, die demoduliert werden, eine gleichphasige und eine um 90° phasenverschobene Komponente enthalten.
3. Rundfunkempfänger nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet, daß der erste und zweite Demodulator (18, 20; 68, 70) auf Phasenbezugssignale ansprechen, die von einem Phasenbezugssignalgenerator (14) erzeugt werden, um die jeweiligen Komponenten des Stereosignalgemischs synchron zu demodulieren, und daß der Phasenbezugssignalgenerator einen Oszillator (34) enthält, um ein erstes Bezugssignal zu erzeugen, eine Einrichtung (38) zur Einstellung der Frequenz des Betriebs des Bezugssignaloszillators, um das erste Bezugssignal mit dem Trägersignal zu synchronisieren und eine Einrichtung (36), um die Phasenbezugssignale von dem ersten Bezugssignal abzuleiten.
4. Rundfunkempfänger nach Anspruch 3, dadurch g e k e η η zeichnet, daß die Einrichtung zur Einstellung

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_ "3 mm

der Frequenz des Betriebs des Bezugsoszillators einen Kristalloszillator (50) zur Erzeugung eines sehr stabilen zweiten Bezugssignals und eine Einrichtung (52, 54) zur Synchronisierung des ersten Bezugs signals mit ein.-rti ausgewählten Vielfachen des zweiten Bezugssignals enthält.
5. Rundfunkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulatoren Addierer (64, 66) zur Kombination des Signalgemischs mit einem entsprechenden Phasenbezugssignal sehr viel größerer Amplitude und Hüllkurvendemodulatoren (68, 70) zur Wiedergewinnung der Hüllkurve des erzeugten Summensignals aufweisen.
6. Rundfunkempfänger zum Empfang und zur Demodulation eines Stereosignalgemischs, das zwei Programmsignale enthält, die auf ein Ttägersignal in modifizierter 90°-Phasenverschiebungsmodulationstechnik moduliert sind, bestehend aus einer Einrichtung zum Empfang des Signals zur Umwandlung des Signals in ein ZF-Signal, einer auf ein Frequenzsteuereingangssignal ansprechenden Einrichtung zur Einstellung der Frequenz des ZF-Signals, einem ZF-Filter, um das ZF-Signal auszufiltern und ein gefiltertes ZF-Signal zu erzeugen, einerstereodemodulationseinrichtung, die auf das ausgefilterte ZF-Signal zur Demodulation des Signals anspricht, um die Programm-Signale wiederzugewinnen, und die einen ersten und zweiten Demodulator aufweist, von denen jeder auf das ausgefilterte ZF-Signal anspricht, um die jeweilige Komponente des Stereosignalgemischs mit hohem Selektivitätsgrad zu demodulieren, und einer Signalverarbeitungseinrichtung, die auf die jeweiligen Komponenten anspricht, die von dem ersten und zweiten Demodulator erzeugt werden, um die Signale zu verarbeiten und daraus die Programmsignale wiederzugewinnen, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (62) ein- aus-

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reichend breite Bandpaßcharakteristik hat, die für einen ausgewählten Frequenzbereich im wesentlichen flach ist/ und daß Einrichtungen (80, 82; 66) vorgesehen sind, die auf das ausgefilterte ZF-Signal ansprechen, um ein Frequenzsteuersignal zu erzeugen, das dem Frequenzsteuereingang zugeführt wird, um das ZF-Signal in die Mitte des ausgewählten Frequenzbereichs zu bringen.
7. Rundfunkempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Demodulatoren Addierer (64, 66) zur Kombination des Signalgemischs mit einem entsprechenden Phasenbezugssignal sehr viel größerer Amplitude und HüllkurVendemodulatoren (68, 70) zur Wiedergewinnung der Hüllkurve des erzeugten Summensignals aufweisen.
8. Rundfunkempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Demodulator auf Phasenbezugssignale ansprechen, die von einem Phasenbezugssignalgenerator (14) erzeugt werden, um die jeweiligen Komponenten des Stereosignalgemischs synchron zu demodulieren, und daß der Phasenbezugssignalgenerator eine Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Bezugssignals (80, 100) und Einrichtungen (88, 90; 102) aufweist, um das Phasenbezugssignal aus dem ersten Bezugssignal abzuleiten.
9. Rundfunkempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugssignals ein Filter (80) aufweist, um das ZF-Trägersignal aus dem ZF-Signal durch Filterung abzuleiten, wobei das ZF-Trägersignal als erstes Bezugssignal dient.

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