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Beschreibung
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein Funkübertragungssystem,
das ein Netz aus Sendern aufweist, die mit im wesentlichen den gleichen
Trägerfrequenzen
arbeiten, und insbesondere auf ein Repeater-System für ein derartiges Übertragungssystem.
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Derartige Übertragungssysteme können z.
B. für
private Netze zum Übertragen
von Informationssignalen an Mobilempfänger oder für die Übertragung mehrerer qualitativ
hochwertiger Funkprogramme an einen Empfangsbereich verwendet werden.
Da eine Hochspektralüberlastung
besteht, d. h. Bandbreiten zur Übertragung
sehr eingeschränkt
sind, wurden Funkübertragungssysteme,
die eine Mehrzahl von Sendern aufweisen, oder Sender, die bei im
wesentlichen der gleichen Frequenz arbeiten, untersucht. Derartige
Funkübertragungssysteme
werden Einfrequenznetze (SFN) genannt.
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Derartige Systeme bewirken jedoch
einige Probleme hinsichtlich des Empfangs. Ein Problem wird durch
Interferenzen zwischen Übertragungssignalen
der gleichen Frequenz bewirkt, die von mehreren Sendern empfangen
werden. In Empfangsbereichen, in denen die Signale mit Pegeln empfangen
werden, die sehr nahe beieinander sind, können diese Interferenzen zu
einem fast vollständigen
Verschwinden des gesamten Signals führen, das durch den Empfänger empfangen
wird. Ein Problem wird durch die Tatsache bewirkt, daß, selbst
wenn Vorkehrungen getroffen wurden, um die gleichen Informationssignale
synchron an die unterschiedlichen Sender des Netzes anzulegen, ein
Empfänger
diese Signale auf grund des Unterschieds der Ausbreitungszeit der
Trägersignale
nicht synchron empfängt,
insbesondere von den beiden Sendern, die am nächsten an dem Empfänger sind.
Die gleichen Informationssignale, die von den beiden nächsten Sendern kommen
und unterschiedlichen Verzögerungen
unterzogen werden, überlagern
sich dann.
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Für
ein digitales Satellitenfunkübertragungssystem
existieren Empfangsprobleme in Stadtbereichen, die viele hohe Gebäude und
viele Straßen
aufweisen, die durch hohe Gebäude
auf beiden Seiten eingerahmt werden. Diese Gebäude versperren die „Sichtlinie", wodurch die Empfangsfeldstärke an dem
Empfänger
dramatisch reduziert wird. Um dieses Problem zu überwinden, wird das Satellitenübertragungssystem
durch eine terrestrische erneute Übertragung oder ein erneutes
Rundsenden ergänzt,
um eine hohe Dienstverfügbarkeit für Empfänger in
stark besiedelten Bereichen und insbesondere für Mobilempfänger zu schaffen, die in Fahrzeugen,
z. B. Autos oder Lastwagen, angeordnet sind.
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Da die Bandbreite eingeschränkt und
eine Spektralüberlastung
hoch ist, was insbesondere für
stark besiedelte Bereiche gilt, wird ein Einfrequenznetz für eine derartige
terrestrische erneute Übertragung
verwendet.
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Das US-Patent Nr. 4,385,381 offenbart
ein digitales Funkübertragungssystem,
das als ein Einfrequenznetz implementiert ist. Um die oben herausgestellten
Probleme hinsichtlich eines Schwundes und einer Synchronität zu überwinden,
wurden Frequenz-Multiplextechniken (FDM-Techniken) vorgeschlagen,
um das Problem der Überlagerung
zwischen den Informationssignalen zu lösen. Um das Problem des Schwundes
zu lösen,
das durch Interferenzen zwischen Trägersignalen bewirkt wird, die
die gleichen Frequenzen aufweisen, werden unterschiedliche Sender
verwendet, die mit drei leicht unterschiedlichen Trägerfrequenzen
arbeiten.
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Eine weitere Lösung für dieses Problem ist die Verwendung
eines bestimmten Formates des Basisbandsignales, das umgewandelt
und übertragen
werden soll. Ein derartiges Format umfaßt bestimmte Schutzintervalle
usw., um Fehler in dem Empfänger
zu vermeiden, die durch den gleichzeitigen Empfang zweier unterschiedlicher
Sender bewirkt werden, die mit der gleichen Frequenz arbeiten.
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Bei einem Einfrequenznetz ist es
wesentlich, daß alle
Sender tatsächlich
bei exakt der Frequenz übertragen,
bei der sie dies tun sollen. Wenn ein typisches Szenario betrachtet
wird, überträgt ein Satellit
mit einer Mittenfrequenz von etwa 2,34 GHz. Die erforderliche Genauigkeit
jedes Senders in dem Einfrequenznetz beläuft sich auf unter ±20 Hz,
was sich in einer Frequenztoleranz von unter ±0,01 ppm (Teile auf eine
Million) niederschlägt.
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In 5 ist
ein typisches Repeater-System für
ein Einfrequenznetz gezeigt. Das Repeater-System weist eine Empfängerantenne 200 zum
Empfangen des Satellitensignals und ein Bandpaßfilter 202 auf, durch das
das Satellitensignal gebildet wird. Das Bandpaßfilter 202 ist mit
einer HF-Abstimmungsvorrichtung
zum Abwärtsumsetzen
des gefilterten Satellitensignals verbunden. Ein QPSK-Demodulator 206 wird
zum Demodulieren des abwärts
umgesetzten Satellitensignals verwendet, wenn das Satellitensignal
unter Verwendung der QPSK-Modulationstechnik moduliert wurde, die
in der Technik bekannt ist. Das demodulierte Signal, das durch den
QPSK-Demodulator
ausgegeben wird, wird üblicherweise
in eine Zeitverzögerungsstufe 208 eingegeben, um
wieder durch einen Modulator 210 moduliert zu werden. Um
die spektrale Effizienz dieser Systeme zu verbessern, vertrauen
viele Systeme auf Mehrträgermodulations-
(MCM-) Techniken. In diesem Fall kann der Modulator 210 als
ein MCM-Modulator implementiert sein. Das komplexe Ausgangssignal
des Modulators 210 wird in einen Aufwärtsumsetzer 212 eingegeben,
um das demodulierte und wieder modulierte Satellitensignal derart
aufwärts
umzusetzen, daß dieses
Signal eine vorbestimmte Aus gangsfrequenz des Repeater-Systems, das
in Fig. 5 gezeigt ist, aufweist. Das Aufwärtsumsetzer-Signal wird in
einen Treiber- und automatischen Pegelsteuerungs- (ALC-) Block 214 eingegeben
und von dort aus in eine Leistungsverstärkerstufe 216. Das
Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 216 wird durch
einen Übertragungsbandpaß 218 gefiltert
und schließlich durch
eine Senderantenne 220 übertragen.
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Wie in 5 gezeigt
ist, können
die einzelnen Blöcke
durch eine Steuerung 222 gesteuert werden. Aktive Schaltungselemente
der Komponenten in 5 sind ebenso mit
einer Leistungsversorgung 224 verbunden. Wie oben bereits
herausgestellt wurde, basiert das terrestrische Netz eines SFN-Systems
auf derartigen Repeater-Systemen, die sich innerhalb des Dienstbereichs
des versperrten Satellitenempfangs befinden. Allgemein empfangen
diese Repeater das QPSK-modulierte Satellitensignal, führen eine
Umformatierung des Trägers
durch und senden das Mehrträger-modulierte
Signal auf einer neuen Ausgangsfrequenz. Innerhalb des Einfrequenznetzes
müssen
die Repeater-Ausgangssignale, die über ihre Übertragungsantennen 220 übertragen
werden, im wesentlichen die gleiche Frequenz aufweisen. Insbesondere
muß die
Frequenzabweichung der Ausgangssignale unterschiedlicher Repeater-Systeme
kleiner als einige Hertz sein, derart, daß die Systemleistung nicht
negativ beeinflußt
wird. Bei einigen Systemen beläuft
sich die Toleranz gegenüber
einer Doppler-Verschiebung auf 230 Hz, d. h. ein Fahrzeug, das mit
100 km/h fährt,
und eine Trägerfrequenz
von 2,3 GHz führen
zu einer Doppler-Verschiebung von 230 Hz.
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Wenn die Frequenzabweichung der Repeater-Ausgangssignale
größer als
einige Hertz ist, ist das Einfrequenznetz nicht mehr in der Lage,
eine Doppler-Verschiebung eines Mobilempfängers unterzubringen, was zu
einem Empfangszusammenbruch an diesem Empfänger führen kann.
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Eine mögliche Lösung für das Problem der Repeater-Ausgangsfrequenzabweichung
würde darin
bestehen, einen Thermostat-geregelten Quarzoszillator (OCXO) zu
verwenden. Ein OCXO liefert ein sehr stabiles Ausgangssignal. Da
die Repeater-Systeme für
einen Außenbetrieb
bestimmt sind, würde
die Verwendung von OCXOs jedoch die Kosten des Repeater-Systems wesentlich
erhöhen.
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Eine weitere Lösung bestünde darin, das Repeater-System
auf eine gemeinsame, externe Referenz zu synchronisieren, die z.
B. durch das GPS bereitgestellt wird (GPS = globales Positionierungssystem).
Das GPS liefert ein Ein-Puls-pro-Sekunde-Signal.
Da geeignete Referenztakte von z. B. 10 MHz nicht direkt von diesem
GPS-Signal abgeleitet werden können,
ist eine zusätzliche
Hardware erforderlich. Diese zusätzliche Hardware
jedoch erhöht
außerdem
die Kosten des Repeater-Systems wesentlich.
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Ein weiterer Nachteil von OCXOs oder
einer GPS-Hardware besteht darin, daß Raumanforderungen für das Repeater-System
hoch sind, insbesondere, wenn ein Thermostat zu dem Repeater-System
hinzugefügt
werden muß.
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Das US-Patent Nr. 5,107,488 offenbart
eine Schaltungsanordnung zum Schalten eines digitalen Dienstkanals
durch einen Richtfunk-Repeater. Die Schaltungsanordnung umfaßt eine
empfangende Antenne, die mit einem Empfänger verbunden ist. An dem
Ausgang des Empfängers
weist das empfangene Signal eine Zwischenfrequenz auf. Das Signal
wird in einen Demodulator eingegeben. Das demodulierte Ausgangssignal ist
ein Basisfrequenzsignal. Das Basisfrequenzsignal wird in einen Modulator
eingegeben, um ein Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen, das mittels
eines Senders aufwärts
umgesetzt und an eine sendende Antenne geliefert wird. Die Schaltungsanordnung
weist zusätzlich
eine Empfangstaktwiedergewinnungsschaltung auf, um einen Signaltakt
von einem empfangenen Signal wiederzugewinnen. Der wiedergewonnene
Signaltakt wird in den Demodulator eingegeben. In einem Durchschaltungsmodus
wird der Empfängertakt
außerdem
in eine Sende takterzeugungsschaltung eingegeben, die in den Modulator
und den Sender eingegeben wird.
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Das US-Patent Nr. 4,608,699 offenbart
ein Simulcast-Übertragungssystem,
bei dem ein Signal, das durch eine Hauptstation übertragen wird, ein Referenzfrequenzsignal
sowie einen Sprech- und Datenpfad liefert. Insbesondere wird ein
72 MHz-Signal abwärts
umgesetzt und zum Steuern eines spannungsgesteuerten Hochfrequenz-Oszillators
verwendet, derart, daß ein
800 MHz-Ausgangssignal erzeugt wird, das den Dateninhalt des 72
MHz-Signals umfaßt.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, ein wirtschaftliches und zuverlässiges Repeater-Konzept zu
schaffen.
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Diese Aufgabe wird durch ein Repeater-System
gemäß Anspruch
1 und durch ein Verfahren zum Empfangen eines modulierten Eingangssignals
und zum Senden eines modulierten Ausgangssignals gemäß Anspruch
16 gelöst.
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Die vorliegende Erfindung basiert
auf der Erkenntnis, daß auf
eine überstabile
Referenzquelle verzichtet werden kann, da das Satellitensignal selbst,
das eine definierte Frequenz aufweist, zum Steuern der Repeater-Ausgangsfrequenz
verwendet werden kann. So kann ein ziemlich ungenauer Repeater-Systemtakt,
der verglichen mit überstabilen
Referenzquellen billig ist, verwendet werden. Der Repeater-Systemtaktfehler
jedoch wird unter Verwendung des empfangenen Satellitensignals berechnet
und ausgeglichen. So wird das Repeater-System gemäß der vorliegenden
Erfindung auf den Satelliten als eine externe Referenz synchronisiert.
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Das erfindungsmäßige Konzept kann mit minimalen
Zusatzkosten implementiert werden, da ein relativ weniger genauer
Referenztakt, z. B. 20 ppm, als Taktoszillator zum Bereitstellen
der Repeater-Systemtaktquelle verwendet werden kann. Alle Systemkomponenten,
die die Frequenz des Repea ter-Systemausgangssignals beeinflussen,
müssen
den gleichen Repeater-Systemtakt verwenden. In dem Demodulator ist
ein steuerbarer Oszillator, der mit einem Lokaloszillatortor eines
Mischers verbunden ist, zum Bereitstellen eines Ausgangssignals
angeordnet, das von dem Repeater-Systemtakt abgeleitet wird. Eine
Rückkopplungseinrichtung, die
mit dem Mischerausgang und dem Steuerungseingang des steuerbaren
Oszillators verbunden ist, wird zum Bestimmen eines Steuerungswertes
verwendet, der an den steuerbaren Oszillator angelegt wird. Dieser Steuerungswert
wird derart bestimmt, daß die
Frequenz des Mischerausgangssignals sich einem erwünschten Wert
annähert,
der bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
0 ist.
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In einem Modulator zum erneuten Modulieren
des demodulierten Signals ist ein weiterer steuerbarer Oszillator
mit einem weiteren Mischer verbunden und zum Bereitstellen eines
Ausgangssignals angeordnet, das von dem Repeater-Systemtakt abgeleitet
ist. Dieser Oszillator wird durch einen weiteren Steuerungswert gesteuert,
der auf der Basis des ersten Steuerungswertes abgeleitet ist, derart,
daß die
Frequenz des modulierten Ausgangssignals sich einem vorbestimmten
Wert annähert.
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Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung weisen das Repeater-Systemeingangssignal
und das Repeater-Systemausgangssignal unterschiedliche Frequenzen
auf, die beide höher
als die Demodulator- und die Modulator-Betriebsfrequenzen sind.
In diesem Fall weist das Repeater-System ferner eine Abstimmungsvorrichtung,
die zwischen den Repeater-Systemeingang und den Demodulatoreingang
geschaltet ist, zum Abwärtsumsetzen
des Repeater-Systemeingangssignals auf, um ein Zwischenfrequenzsignal
zu erhalten. Ähnlich
weist das Repeater-System ferner einen Aufwärtsumsetzer, der zwischen den
Modulatorausgang und den Repeater-Systemausgang geschaltet ist,
zum Aufwärtsumsetzen
des modulierten Signals von einer Modulator-Zwischenfre quenz (IF)
zu einer Hochfrequenz (HF), die geeignet für das Repeater-Systemausgangssignal
ist, auf.
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Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung detailliert beschrieben. Die detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung fährt
Bezug nehmend auf die beigefügten
Zeichnungen fort, in denen:
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1 ein
allgemeines Blockdiagramm eines erfindungsmäßigen Repeater-Systems zeigt;
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2 ein
allgemeines Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung zeigt, bei dem numerisch gesteuerte Oszillatoren in dem
Demodulator und in dem Modulator vorgesehen sind;
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3 ein
detailliertes Blockdiagramm des QPSK-Demodulators, der in 2 gezeigt
ist, zeigt;
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4 ein
internes Blockdiagramm eines numerisch gesteuerten Oszillators zeigt;
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5 ein
allgemeines Blockdiagramm eines vollständigen Repeater-Systems zeigt.
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In 1 ist
ein Repeater-System gemäß der vorliegenden
Erfindung gezeigt, das durch das Bezugszeichen 10 angezeigt
ist. Das Repeater-System 10 weist allgemein einen Demodulator 12 und
einen Modulator 14 auf. Zwischen einen Eingang 16 des
Repeater-Systems 10 und einen Eingang des Demodulators 12 geschaltet
ist eine Hochfrequenz- (HF-) Abstimmungsvorrichtung 18,
die optional durch eine Umgehung 20 umgangen werden kann.
Die Umgehung 20 wird aktiv, wenn das modulierte Eingangssignal
an dem Eingang 16 eine Frequenz fIN aufweist,
die ausreichend klein ist, daß das
modulierte Eingangssignal direkt durch den Demodulator 12 verarbeitet werden
kann. Ähnlich
weist das Repeater-System 10 einen Aufwärtsumsetzer 22 zwischen
einem Ausgang des Demodulators 14 und einem Ausgang 24 des
Repeater-Systems 10 auf, der optional durch eine Umgehung 26 umgangen
werden kann, wenn die Frequenz fOUT des
modulierten Ausgangssignals des Repeater-Systems 10 ausreichend
klein ist, derart, daß ein
erwünschtes
moduliertes Ausgangssignal direkt durch den Modulator 14 erzeugt
werden kann.
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Der Modulator 12 umfaßt einen
ersten Mischer 28, der ein Eingangstor 28a, ein
Ausgangstor 28b und ein Lokaloszillatortor 28c aufweist.
Ein erster steuerbarer Oszillator (CO1) 30 ist mit dem
Lokaloszillatortor 28c des ersten Mischers 28 verbunden.
Der Demodulator 20 umfaßt ferner eine Rückkopplungseinrichtung 32 zum Bestimmen
eines ersten Steuerungswertes CV1, der an
den ersten steuerbaren Oszillator 10 angelegt wird, wobei
der Steuerungswert CV1 derart bestimmt wird,
daß die
Frequenz eines Signals an dem Ausgangstor des ersten Mischers 28 sich
einem erwünschten
Wert, vorzugsweise 0, annähert.
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In einem sehr allgemeinen Sinn vergleicht
die Rückkopplungseinrichtung 32 die
Frequenz des Signals an dem Ausgangstor 28b des ersten
Mischers 28, das als ein tatsächlicher Wert betrachtet werden
kann, mit einer erwünschten
Frequenz, die bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Null-Frequenz
ist, und erzeugt den ersten Steuerungswert CV1 derart,
daß die
Oszillationsfrequenz des ersten steuerbaren Oszillators 30 eingestellt
wird, um die Differenz zwischen dem tatsächlichen Wert und dem erwünschten
Wert bei dem erwünschten
Wert beizubehalten. So ist die Rückkopplungseinrichtung 32 schematisch
gezeigt, um einen ersten Eingang zum Eingeben des tatsächlichen
Wertes und den zweiten Eingang zum Eingeben des erwünschten
Wertes und einen Eingang zum Ausgeben des Steuerungswertes CV1 aufzuweisen.
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Das Repeater-System, das in 1 gezeigt ist, wird durch
einen Taktoszillator 34 getrieben, der einen Repeater-Systemtakt liefert,
der eine Taktfrequenz fCLK aufweist, die
in den ersten steuerbaren Oszillator 30, in die HF-Abstimmungsvorrichtung 18,
in den Aufwärtsumsetzer 22 und
in einen zweiten steuerbaren Oszillator CO36 eingegeben wird, der
sich in dem Modulator 14 befindet.
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Wie bereits oben herausgestellt wurde,
beschränkt
der Taktoszillator 34 die Genauigkeit der Ausgangsfrequenz
fOUT nicht und kann so ein billiger Taktoszillator
sein, der z. B. eine Genauigkeit von 20 ppm aufweist. Der Taktoszillator 34 treibt
alle Repeater-Systemkomponenten, die die Ausgangsfrequenz fOUT beeinflussen. Die einzige Anforderung
für den
Taktoszillator 34 ist die, daß sein Ausgangssignal ausreichend
stabil ist, daß die
Rückkopplungsschleife,
die die Rückkopplungseinrichtung 32 und
den ersten steuerbaren Oszillator 30 aufweist, in der Lage
ist, auf das Satellitensignal zu verriegeln. So ist die erforderliche
Genauigkeit des Taktoszillators durch den Erfassungs- und Verfolgungsbereich
des Modulators 12 definiert. Die erlaubte Geschwindigkeit
eines Frequenzdrifts mit der Zeit ist durch die Aktualisierungsrate
der Schleife und durch die Verfolgungsleistung des Demodulators 12 definiert.
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Neben dem zweiten steuerbaren Oszillator 36 weist
der Modulator 14 ferner einen zweiten Mischer 38 auf,
der ein Eingangstor 38a, ein Ausgangstor 38b und
ein Lokaloszillatortor 38c aufweist. Der zweite steuerbare
Oszillator 36 ist mit dem Lokaloszillatortor des zweiten
Mischers 38 verbunden. So mischt der zweite Mischer 38 das
Signal an seinem Eingangstor 38a und das Ausgangssignal
des zweiten steuerbaren Oszillators an seinem Lokaloszillatortor 38c,
um ein moduliertes Signal an seinem Ausgangstor 38b zu
liefern, wobei diese Frequenz einer Zwischenfrequenz entspricht,
wenn der Aufwärtsumsetzer 22 verwendet
wird, oder der Frequenz des modulierten Ausgangssignals entspricht,
das die Frequenz fOUT aufweist, wenn die
Umgehung 26 aktiviert ist.
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Das Repeater-System 10 weist
zusätzlich
eine Steuerung 40 auf, die zum Empfangen des ersten Steuerungswertes
CV1 und zum Ausgeben eines zweiten Steuerungswertes
CV2 angepaßt ist. Die Steuerung 40 bestimmt
den zweiten Steuerungswert CV2 auf der Basis
des ersten Steuerungswertes derart, daß die Frequenz des modulierten
Ausgangssignals sich einem vorbestimmten Wert annähert. Wie
später
herausgestellt wird, kann sich die Ausgangsfrequenz fOUT von
der Eingangsfrequenz fIN unterscheiden.
Natürlich
können
die Eingangs- und
die Ausgangsfrequenz gleich sein. In dem einfachsten Fall, der auf
der Tatsache basiert, daß der
erste steuerbare Oszillator 30 und der zweite steuerbare
Oszillator 36 identische Oszillatoren sind, wird der zweite
Steuerungswert CV2 durch den ersten Steuerungswert
CV1 bestimmt, wobei die erwünschte Ausgangsfrequenz
fOUT ist. Wenn der zweite steuerbare Oszillator 36 sich
jedoch von dem ersten steuerbaren Oszillator 30 unterscheidet,
kann die Steuerung 40 angeordnet sein, um Unterschiede
zwischen den beiden steuerbaren Oszillatoren durch ein Verwenden
eines bestimmten Kalibrierungswertes zu berücksichtigen. In diesem Kontext
wird angemerkt, daß die
Ausgangssignale der steuerbaren Oszillatoren von dem Taktoszillator
abgeleitet werden müssen,
d. h. von dem Repeater-Systemtakt, was durch eine Frequenzteilung,
eine Frequenzmultiplizierung, eine Phasenverriegelung oder durch
die Verwendung numerisch gesteuerter Oszillatoren erzielt werden
kann, die eine digitale Frequenzteilung oder digitale Frequenzmultiplizierung
durchführen
können.
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Für
Fachleute auf diesem Gebiet ist eine Vielzahl unterschiedlicher
Möglichkeiten
hinsichtlich dessen ersichtlich, wie steuerbare Oszillatoren derart
entworfen werden können,
daß ihr
Ausgangssignal von dem Repeater-Systemtakt (fCLK)
abgeleitet wird.
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Wie dies durch 42 in dem Demodulator 12 und 44 in
dem Modulator 14 symbolisiert ist, können der Demodulator 12 und der
Modulator 14 zahlreiche zusätzliche Funktionsblöcke aufweisen.
Für den
Modulator 14 können
diese Funktionsblökke
einen Vorwärtsfehlerkorrekturtakt,
der eine bestimmte Redundanz in die Informationsbits unter Verwendung
von z. B. einem Faltungscode einführt, umfassen. Zusätzlich kann
der Modulator 14 in dem Fall, daß er eine Mehrträgermodulation
durchführt,
eine Frequenz- und/oder Zeitverschachtelungseinrichtung zum Verbessern
der Sende- und Empfangsleistung des Gesamtsystems aufweisen. Abgesehen
davon kann der Modulator 14 bestimmte Multiplexer, Zeitverzögerungsstufen
usw., wie dies nötig
ist, aufweisen. Analog kann der Demodulator 12 entsprechende
inverse Blöcke
aufweisen, z. B. eine Zeit- und/oder Frequenz-Entschachtelungsvorrichtung,
einen Kanaldecodierer, der z. B. den bekannten Viterbi-Algorithmus implementiert,
oder eine Entscheidungsstufe zum Implementieren einer Hart-Kanal-Entscheidung usw.
Allgemein kann angemerkt werden, daß das Signal an dem Ausgang
des Demodulators 12, das identisch zu dem Signal an dem
Eingang des Modulators 14 ist, ein demoduliertes Basisbandsignal
auf einem Bitpegel, wenn digitale Modulationstechniken angewendet
werden, oder ein analoges Basisbandsignal ist, wenn nur analoge
Modulationstechniken durch das Repeater-System implementiert sind.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm des allgemeinen Repeater-Systems, das in 1 gegeben ist, das zum Repeaten, d. h.
Demodulieren und wieder Modulieren, eines QPSK-modulierten Signals
angepaßt
ist. Insbesondere weist das Repeater-System gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung eine Empfangsantenne 200 auf,
die mit dem Eingang 16 verbunden ist. Das Eingangssignal,
das die Frequenz fIN aufweist, wird in eine
HF-Abstimmungsvorrichtung 18 geführt, die eine Abwärtsumsetzung
des empfangenen Satellitensignals durchführt, um ein Zwischenfrequenzsignal
auszugeben, das in den QPSK-Demodulator 12 eingegeben wird.
Der QPSK-Demodulator 12 gibt ein demoduliertes Basisbandsignal
aus, das in den Mehrträgermodulationsmodulator 14 geführt wird,
der ein moduliertes Signal aus gibt, das eine bestimmte Zwischenfrequenz
aufweist. Das Zwischenfrequenzsignal wird in den Aufwärtsumsetzer 22 eingegeben,
um das HF-Signal fOUT zu erzeugen, das vorzugsweise
in eine Leistungsverstärkerstufe 260 (5) eingegeben wird, usw.
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Der QPSK-Demodulator 12 und
der MCM-Modulator 14 sind gezeigt, um einen ersten numerisch
gesteuerten Oszillator 30 bzw. einen zweiten numerisch
gesteuerten Oszillator 36 aufzuweisen. Die bestimmte Struktur
des numerisch gesteuerten Oszillators 30 und 36 wird
nun Bezug nehmend auf die 3 und 4 beschrieben. Allgemein kann gesagt werden,
daß ein
numerisch gesteuerter Oszillator einen digitalen Vektor aus einer
internen Sinus/Cosinus-Nachschlagtabelle erzeugt, um eine komplexe
Multiplizierung eines Zwischenfrequenzsignals zu liefern. Die Ausgangsfrequenz
eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) wird durch seine Tabellenlänge und
das Inkrement bestimmt. Insbesondere ist die Ausgangsfrequenz eines
NCO gleich dem Verhältnis
zwischen dem Inkrement und der Tabellenlänge. Wenn ein numerisch gesteuerter
Oszillator 30 derart eingestellt ist, daß das demodulierte
Signal, das von dem QPSK-Demodulator 12 ausgegeben wird,
die erwünschte
Frequenz, z. B. Null-Frequenz, aufweist, wird das Inkrement Iq, das an den NCO angelegt wird, um die erwünschte Frequenz
für das
modulierte Signal zu erhalten, an die Steuerung 40 ausgegeben,
die ein Inkrement IM für den NCO in dem MCM-Modulator
berechnet. Der Index Q symbolisiert das Inkrement des QPSK-Demodulators 12,
wohingegen der Index M anzeigt, daß das Inkrement IM sich
auf den NCO in dem MCM-Modulator 13 bezieht.
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Bezug nehmend auf 3 ist
eine spezifische Implementierung des QPSK-Demodulators 12 gezeigt, der
zum Erhalten des Inkrementes Iq verwendet wird. Der QPSK-Demodulator 12 weist
einen Analog/Digital-Wandler 50 auf, der analoge Ausgangssignale
von der HF-Abstimmungsvorrichtung 18 (2)
empfängt und
digitale Werte ausgibt, die in den Mischer 28 geführt werden,
der als ein digitaler Mischer implementiert ist, d. h. als ein digitaler
Multiplizierer. Der Demodulator 12 weist ferner den ersten
steuerbaren Oszillator 30 auf, der als ein numerisch gesteuerter
Oszillator implementiert ist. An einem Eingang empfängt der
NCO den Repeater-Systemtakt,
angezeigt durch fCL
K.
An dem anderen Eingang empfängt
der NCO ein Inkrement IQ, das durch die
Rückkopplungseinrichtung 32 ausgegeben
wird. Gemäß dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, das für QPSK-modulierte Signale angepaßt ist,
weist die Rückkopplungseinrichtung 32 einen
Phasendiskriminator 32a und ein Schleifenfilter 32b auf.
Der Modulator 12 weist ferner als einen zusätzlichen
Block eine Entscheidungsstufe 52 auf, die einen Kanaldecodierer
symbolisiert.
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Der numerisch gesteuerte Oszillator
gibt zwei orthogonale Signale aus, deren Frequenz durch die Tabellenlänge des
NCO 30 und das Inkrement IQ bestimmt wird, das durch das
Schleifenfilter 32b ausgegeben wird. Die beiden orthogonalen
Signale, d. h. die beiden Signale, die einen Phasenunterschied von
90 ° aufweisen,
werden an den Multiplizierer 28 angelegt, um ein komplexes
Mischen (Multiplizierung) durchzuführen. So gibt der Multiplizierer 28 an
seinem Ausgangstor zwei orthogonale Komponenten aus, d. h. eine
I-Komponente und
eine Q-Komponente, wie in der Technik bekannt ist. Die tatsächlichen
I/Q-Komponenten werden in den Phasendiskriminator 32a eingegeben.
Der Phasendiskriminator 32a empfängt ferner erwünschte I/Q-Werte. Der
Phasendiskriminator 32a bildet die Differenz zwischen den
tatsächlichen
Werten und den erwünschten Werten
und stellt das Inkrement IQ über
das Schleifenfilter 32b ein, bis sich die Differenz dem
erwünschten Wert
annähert.
In diesem Fall weisen die komplexen Ausgangssignale, die durch den
ersten Mischer 28 ausgegeben werden, die erforderliche
Null-Trägerfrequenz
auf.
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Die Funktion der in 3 gezeigten
Schaltung kann bildlicher beschrieben werden. Wie bekannt ist, arbeitet
die Vierphasenumtastungs- (QPSK-) Modulationstechnik derart, daß nur vier
Modulationssymbole in der komplexen Ebene existieren. Bei einer
bestimmten Implementierung entspricht ein Modulationssymbol (00)
45 °, ein
anderes Modulationssymbol (01) entspricht 135 °, ein weiteres
Modulationssymbol (10) entspricht 225 ° und das vierte Modulationssymbol
(11) entspricht 315 °.
Natürlich
können
unterschiedliche Modulationssymboldefinitionen angewendet werden.
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Wenn die Trägerfrequenz der I/Q-Komponenten
auf dem erwünschten
Wert ist, d. h. wenn der Unterschied, der durch den Phasendiskriminator 32a bestimmt
wird, sich 0 annähert,
schwingt ein komplexer Zeiger gemäß den modulierten Informationen
zwischen den bestimmten Modulationszuständen. Wenn jedoch eine Trägerfrequenz
der I/Q-Komponenten einen von dem erwünschten Wert unterschiedlichen
Wert aufweist, wird eine Rotation mit konstanter Geschwindigkeit
des Zeigers in der komplexen Ebene über das Schwingen des Zeigers
zwischen den unterschiedlichen Modulationszuständen überlagert. So wirkt die in 3 gezeigte Schaltung, um die Konstantgeschwindigkeitsrotation
des Zeigers in der komplexen Ebene derart zu extrahieren, daß nur das
Schwingen des Zeigers zwischen den Modulationszuständen zurückbleibt.
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Wenn die Konstantgeschwindigkeitsrotation
extrahiert wurde, wird der NCO durch ein spezifisches IQ gespeist,
was als der erste Steuerungswert CV1 betrachtet
werden kann. Allgemeiner kann der Steuerungswert CV1 als
das Verhältnis
zwischen dem Inkrement IQ und der Tabellenlänge des
NCO 30 betrachtet werden. Die Tabellenlänge ist jedoch für beide
NCO gleich. So bestimmt nur das Inkrement IQ die
Frequenzen der NCO-Ausgangssignale.
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4 gibt
ein schematisches Blockdiagramm eines NCO-Aufbaus. Der NCO weist einen N-Bit-Phasenakkumulator 60 und
eine Sinus/Cosinus-Nachschlagtabelle 62 auf. Der Phasenakkumulator 60 und
die Nachschlagtabelle 62 werden durch den Repeater-Systemtakt,
angezeigt durch fCLK. gespeist, wohingegen
der Phasenakkumulator 60 durch das Inkrement IQ ge speist
wird. Die Sinus/Cosinus-Nachschlagtabelle 62 gibt zwei orthogonale
Signale an den Mixer 28 aus. Um die Funktion des NCO besser
darzustellen, wird ein praktisches Beispiel gegeben. Wenn die Taktoszillatorfrequenz,
d. h. die Frequenz des Repeater-Systemtaktes, auf 16 MHz gesetzt
wird, und wenn eine Frequenzauflösung
von 1 Hz erforderlich ist, kann ein NCO, der eine Tabellenlänge von
24 Bits aufweist, akzeptabel sein. Die größte Anzahl, die durch eine
24-Bit-Zahl dargestellt werden kann, ist 16.772.216 (224).
So beläuft
sich ein Inkrement (1/224) grob auf 0,95,
was in etwa 1 Hz ist. So erhöht
ein Inkrementieren des NCO um ein Inkrement das Ausgangssignal des
NCO um in etwa 1 Hz. Die bestimmte Ausgangsfrequenz des NCO wird
durch den absoluten Wert des Inkrementes bestimmt. So ergibt z. B.
ein Inkrement von 100.000 eine NCO-Ausgangsfrequenz von 95,396 kHz.
-
Bezug nehmend auf die 3 und 4 wurde
die Erzeugung eines Inkrementes IQ des ersten
steuerbaren Oszillators, d. h. des ersten Steuerungswerts CV1, beschrieben. Wie in 1, Block 14 gezeigt ist, weist der
Modulator 14 außerdem
einen steuerbaren Oszillator auf, der als ein numerisch gesteuerter
Oszillator implementiert sein kann, der die gleiche Tabellenlänge wie
der numerisch gesteuerte Oszillator in dem Demodulator 12 aufweist.
Unterschiedliche Tabellenlängen
jedoch können
ohne weiteres implementiert werden, was nach einer Durchsicht der
unten gegebenen detaillierten Berechnungen ersichtlich wird. In
jedem Fall wird der steuerbare Oszillator 36 in dem Modulator
durch den zweiten Steuerungswert CV2 gesteuert,
der zumindest von dem ersten Steuerungswert CV1 abgeleitet
ist.
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Die Berechnung des zweiten Steuerungswertes
CV2 wird durch die Steuerung 14 durchgeführt.
-
Wie bereits oben angemerkt wurde,
weist die Trägerfrequenz
an dem Ausgang des Demodulators
12 einen erwünschten
Wert von vorzugsweise 0 auf. Dies kann durch die folgende Gleichung
1 ausgedrückt
werden:
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Die Symbole in Gleichung 1 sind wie
folgt definiert:
fIN: Trägereingangsfrequenz
a•fCLK: Frequenzverschiebung der Abstimmungsvorrichtung
IQ: Inkrement von QPSK-NCO
TQ:
Tabellenlänge
von QPSK-NCO
fCLK: Repeater-Systemtakt
-
Es wird darauf verwiesen, daß in der
HF-Abstimmungsvorrichtung 18 bestimmte Frequenzteilungen oder
-Multiplizierungen durchgeführt
werden können.
So kann der Faktor a als eine reelle Zahl betrachtet werden.
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Es wird darauf verwiesen, daß die unbekannte
Variable in der Gleichung 1 die Frequenz f
CLK des
Repeater-Systemtaktes ist. Da IQ aus dem QPSK-Demodulator gelesen
werden kann und alle anderen Parameter in der Gleichung 1 bekannt
sind, kann die Referenztaktfrequenz f
CLK folgendermaßen berechnet
werden:
f
CLK = f
IN/(a
+ I
Q/T
Q) (Gl. 2)
In dem Modulator, d. h. dem Übertragungspfad,
ist die Ausgangsfrequenz four auf das Inkrement I
M,
die Tabellenlänge
T
M des NCO in dem MCM-Modulator bezogen,
wobei der Aufwärtsumsetzerfaktor
d wie folgt ist:
Die Variablen in Gleichung
3 sind wie folgt gegeben:
f
OUT: Trägerausgangsfrequenz
I
M: Inkrement von MCM-NCO
T
M:
Tabellenlänge
von MCM-NCO
d•f
CLK: Aufwärtsumsetzer-Frequenzverschiebung
-
Da f
CLK und
der Aufwärtsumsetzermultiplikationsfaktor
d bekannt sind, kann das MCM-NCO-Inkrement I
M derart
berechnet werden, daß die
Ausgangsfrequenz four auf den exakten erwünschten Wert gesetzt werden
kann:
Wenn Gleichung 4 derart
umformuliert wird, daß four
auf der linken Seite derselben ist, wird Gleichung 5 erhalten:
Es wird darauf verwiesen,
daß in
allen Gleichungen ein Quotient IQ/TQ den ersten Steuerungswert CV
1 darstellt. Analog stellt der Quotient I
M/T
M den zweiten
Steuerungswert CV
2 dar. Zusätzlich wird
darauf verwiesen, daß,
wenn die Umgehung
20 (
1)
aktiviert ist, der HF-Abstimmungsvorrichtungs-Multiplizierungsfaktor
a in den Gleichungen auf 0 gesetzt werden muß. Ähnlich muß der Aufwärtsumsetzungs-Multiplikationsfaktor
d in den Gleichungen auf 0 gesetzt werden, wenn die Umgehung
26 (
1) aktiviert ist. Wenn beide
Umgehungen
20 und
26 aktiviert sind, führt das
Repeater-System
10 keine Abwärtsumsetzungs- oder Aufwärtsumsetzungsoperationen
durch.
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Es ist ersichtlich, daß die Gleichung
den Parameter fCLK nicht umfaßt. So ist
die Gleichung 5 unabhängig
von dem Repeater-Systemtakt. Da die Ausgangsfrequenz fOUT nicht
von fCLK abhängt, kann ein wesentlich kleinerer
und billigerer Oszillator verwendet werden. Seine erforderliche
Genauigkeit ist nur durch den Erfassungs- und Verfolgungsbereich
des QPSK-Demodulators 12 definiert. Die erlaubte Geschwindigkeit
des Frequenzdriftes mit der Zeit ist durch die Aktualisierungsrate
der Schleifen- und Verfolgungsleistung des QPSK-Demodulators definiert.
Die NCO-Tabellenlänge
in dem QPSK-Demodulator und dem MCM-Modulator muß ausreichend groß sein,
um eine ausreichende Auflösung
beider NCO-Frequenzen
zu liefern. Da NCOs, die 32- oder mehr Bit-Tabellenlängen und 16-Bit-Multiplizierer
aufweisen, ohne weiteres auf dem Markt verfügbar sind, erhöhen diese
Komponenten die Kosten des Repeater-Systems nicht wesentlich. Bei
vielen Anwendungen sind sogar eine 24-Bit-Tabellenlänge und
ein 10-Bit-Multiplizierer ausreichend.